다단 가변이득 증폭회로

다단 가변이득 증폭회로

본 발명은, 예를들어 CDMA(부호 분할 단원접속)방식의 휴대전환기의 고주파 증폭회로에 적합한 다단 가변이득 증폭회로에 관한 것이다.

일반적으로, CDMA방식의 휴대전화기에서는, 이동시의 통신을 유지하기 위하여 수신부, 송신부의 각 고주파 증폭회로에 있어서 80dB 이상의 이득을 가변가능한 가변이득 증폭회로(이하 가변증폭 회로라고 한다)가 설치되어 있다. 도 4는 일반적인 CDMA방식과 FM방식의 듀얼모드를 가지는 휴대전화기의 고주파단을 나타내고 있다. 먼저, 송신(TX)계의 구성을 설명하면, 모뎀(101)에 의해 변조된 IF(중간주파)송신신호는, QPSK 변조회로(102)에 의해 QPSK 변조되고, 이어서 송신측 가변증폭 회로(TX-AMP)(103)에 의해 증폭되며, 이어서 믹서(MIX)(104)에 의해 국부발진기(OSC)(121)로부터의 국부발진 주파수와 혼합되어 RF(고주파)송신신호로 변환된다. 이 RF송신신호는 밴드패스필터(105), 파워앰프(PA)(106), 듀플렉서(107), 안테나(108)를 거쳐 송신된다.

다음에 수신(RX)계의 구성을 설명하면, 안테나(108)를 거쳐 송신된 RF수신신호는, 듀플렉서(107), 로우노이즈앰프(LNA)(109), 밴드패스필터(110)를 거쳐 믹서(MIX)(111)에 인가되고, 국부발진기(OSC)(121)로부터의 국부발진 주파수와 혼합되어 IF수신신호로 변환된다. 이 IF수신신호는 CDMA용 밴드패스필터(112)와 FM용 밴드패스필터(113)에 인가되고, 그 하나의 출력신호가 설정모드에 따라 선택되어 수신측 가변증폭 회로(RX-AMP)(114)에 의해 증폭되고, 이어서 QPSK 복조회로(115)에 의해 복조되고, 모뎀(101)에 인가된다.

그리고, 모뎀(101)내의 수신신호 강도지시회로(RSSI)(116)에 의해 검출된 수신강도가 비교회로(117)에 의해 강도기준 모뎀과 비교되고, 그 차분이 수신측 AGC전압 보정회로(118)와 송신출력 보정회로(119)에 인가된다. 수신측 AGC전압 보정회로(118)는, 비교회로(117)로부터의 차분이 「0」으로 되도록, 즉 RSSI(116)의 출력이 강도기준 데이터와 일치하도록 AGC전압을 출력하여 수신측 가변증폭회로(RX-AMP)(114)의 이득을 제어한다. 또, 송신측의 송신출력 보정회로(119)에는 비교회로(117)로부터의 차분과, 휴대전화기와 기지국과의 사이의 회선상황에 따른 송신출력 보정데이터가 인가되고, 송신측 AGC전압 보정회로(120)는 피변조신호가 수신신호의 레벨에 역비례하도록, 또 송신출력 보정데이터에 따라 AGC전압을 출력하여, 송신측 가변증폭 회로(TX-AMP)(103)의 이득을 제어한다.

이 경우, 송신측, 수신측의 가변증폭 회로(103, 114)가 연동하여 동작하기 위해서는 80dB 이상의 다이나믹 렌지를 걸쳐 AGC전압과 이득 사이에 뛰어난 직선성을 필요로 한다. 또, 휴대전화기는 전지에 의해 구동되므로, 소비전류가 크면 전지의 소모가 커지게 되고, 그 결과 대기시간이나 통화시간이 짧아지거나 전지를 빈번히 교환하지 않으면 안되게 되는 등의 문제가 발생한다. 따라서, 가변증폭 회로(103, 114)도 소비전류가 가능한한 작은 것이 요구된다.

여기서, 이 가변증폭 회로로서는, 차동증폭기가 정전류원에 접속된 전류일정형과 전류가변형이 알려져 있다. 또, 1단의 가변증폭 회로에서는 일반적으로 이득을 직선적으로 제어할 수 있는 범위가 20 내지 30dB 정도이므로, 80dB 이상의 다이나믹 렌지를 실현하기 위하여 같은 형식의 가변증폭 회로를 3 내지 4단, 고주파적으로 캐스케이드 접속하고, AGC전압을 각 가변증폭 회로에 병렬로 인가하는 방법이 채용되고 있다.

도 5, 도 6은 각각 하이인폴러 트랜지스터에 의해 구성한 일반적인 전류일정형, 전류가변형의 가변증폭 회로를 나타내고, IN은 입력, OUT은 출력, VAGC가 AGC전압, Vcc는 전원전압이다. 도 7은 AGC전압(VAGC)에 대한 이득(PG)를 나타내고, g는 전류일정형 가변증폭 회로에 있어서의 특성, h는 전류가변형 가변증폭 회로에 있어서의 특성이다.

도 5에 나타내는 전류일정형은, 이득가변용 트랜지스터(Q1, Q2, Q3, Q4)와 증폭용 트랜지스터(Q5, Q6)에 의해 차동증폭기를 구성하고, 또 저항(R1, R2)은 각각 트랜지스터(Q1, Q4)의 부하저항, E1은 바이어스용 전원, CS1은 정전류원이다.

도 5에 나타내는 전류일정형에 있어서의 이득(PG)(dB)는,

PG∝PG0＋20log(I1/I0)

단, PG0는 I1이 I0일 때의 이득관계 있다. 또,

I1/I0∝〔1＋exp{-VAGC＊q/(kT)}〕

단, q는 전자의 단위전하

k는 볼쓰만정수

T는 절대온도

상기의 관계에 있다.

특성 g의 이득 PG는 AGC전압(VAGC)가 큰 범위에서는 직선적으로 변화하지 않고, 또 변화가 적다. 또한, 이 전류일정형에서는 방해전파끼리에 의해 발생하는 3차 왜곡의 양은 이득 PG의 대소에 관계없이 일정하고, 또 소비전류도 이득 PG의 대소에 관계없이 일정하다. 또한, 도 5에 나타내는 전류일정형을 다단으로 접속한 가변증폭 회로에서는, 이득 PG에 대한 입력인터셉트·포인트, 소비전류의 관계는 각각 도 3에 있어서 a, b로 나타내는 특성으로 되고, 이득 PG가 낮은 범위에 있어서의 입력인터셉트·포인트 특성 a는 높으나 소비전류 특성 b은 일정하다.

도 6에 나타내는 전류가변형은, 이득가변용 트랜지스터(Q7, Q8)와, 정전류회로용 트랜지스터(Q15)와, 트랜지스터(Q7, Q8)의 각 부하저항(R3, R4)에 의해 구성되어 있다. 그 이득 PG(dB)은

PG∝20log(I2)

상기의 관계에 있고, 또

I2∝exp{VAGC＊q/(kT)}

상기의 관계에 있다. 여기서 수학식 4를 수학식 3에 대입하면,

PG∝VAGC

상기와 같이 되고, 도 7에 곡선 h로 나타내는 바와 같이 AGC전압(VAGC)에 대하여 이득 PG이 직선적으로 변화한다. 또, 이 전류가변형을 다단으로 접속한 가변증폭 회로에서는, 이득 PG에 대한 입력인터셉트·포인트, 소비전류의 관계는 각각 도 3에서 c, d로 나타내는 특성으로 되고, 콜렉터전류가 작으므로 왜곡이 발생하기 쉽다.

그러나, 도 5에 나타내는 전류일정형을 다단으로 접속한 가변증폭 회로에서는, 도 3에 있어서 b, d로 나타내는 바와 같이 전류가변형보다 소비전류가 크다고 하는 문제점이 있다.

또, 도 6에 나타내는 전류가변형을 다단으로 접속한 가변증폭 회로에서는, 전류일정형보다 소비전류는 작으나 이득 PG이 낮은 범위에서는 도 3에 있어서 a, c로 나타내는 바와 같이 전류일정형보다 입력인터셉트·포인트가 나쁘다고 하는 문제점이 있고, 이 결과, 전계가 강한 경우에 타국으로부터 방해를 받는다고 하는 문제점이 있다.

또한, 전류일정형과 전류가변형을 캐스케이드 접속한 구성에서는, 전류일정형과 전류가변형에서는 AGC전압(VAGC)이 다르고, 또 AGC전압(VAGC)에 대한 이득 PG의 특성이 다르므로, 이득 PG의 직선성이 나쁘다고 하는 문제점이 있다.

본 발명은 상기 종래의 문제점을 감안하여 소비전류를 저감하고, 입력인터셉트·포인트와 이득의 직선상을 향상시킬 수 있는 다단 가변증폭 회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.

도 1은 본 발명에 관계되는 다단 가변이득 증폭회로의 일 실시예의 개략을 나타내는 블록도,

도 2는 도 1의 회로를 상세하게 나타내는 회로도,

도 3은 도 1, 도 2의 회로와 종래예에 있어서 이득에 대한 입력인터셉트·포인트 특성과 소비전류를 비교한 설명도,

도 4는 본 발명에 관계되는 다단 가변이득 증폭회로가 적용된 일반적인 CDMA방식의 휴대전화기의 RF단을 나타낸 블록도,

도 5는 일반적인 전류일정형의 가변증폭 회로를 나타내는 회로도,

도 6은 일반적인 전류가변형의 가변증폭 회로를 나타내는 회로도,

도 7은 도, 5, 도 6의 가변증폭 회로의 제어전압-이득특성을 나타내는 설명도.

※도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1: 전류일정형 가변증폭 회로 2, 3: 전류가변형 가변증폭 회로

Q1∼Q16: 트랜지스터 R1∼R10: 트랜지스터

C1∼C6: 결합콘덴서 L1, L2: 인덕턴스

본 발명은 상기 목적을 달성하기 위하여, 전류일정형 가변이득 증폭회로(이하, 가변증폭 회로라고 한다)를 전단으로 하고 그 후단에 전류가변형 가변증폭 회로를 접속하는 동시에, AGC 전압을 지수함수적으로 변화하는 전류로 변환하여 그 전류를 각 가변증폭 회로의 구동전류로 하여 인가함으로써 각 증폭도를 제어하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 의하면, 전류일정형 가변증폭 회로를 전단에 배치함으로써 3차 왜곡 성분을 감소시키고, 전류가변형 가변증폭 회로를 후단에 배치함으로써 소비전류와 왜곡성분을 저감할 수 있다. 이 경우, 입력신호가 클 때에는 각 가변증폭 회로는 감쇠기로서 역할하고, 또 후단의 전류가변형 가변증폭 회로에서는 구동전류가 적어져서 3차 왜곡 성분이 커지기 쉽지만, 왜곡 발생원인 방해신호가 전단의 전류일정형 가변증폭 회로에 의해 감쇠되고 후단의 전류가변형 가변증폭 회로에 인가되므로 3차 왜곡 성분은 커지지 않는다. 또, 입력신호가 작을 때에는 각 가변증폭 회로는 증폭기로서 역할하고, 또 방해신호가 전단의 전류일정형 가변증폭 회로에 의해 증폭되는데, 후단의 전류가변형 증폭회로의 구동전류가 크므로 3차 왜곡 성분은 커지지 않는다.

또, 직선적으로 변화하는 AGC전압을 지수함수적으로 변화하는 전류로 변환하여 전류일정형 가변증폭 회로에 인가하므로, 전류일정형 가변증폭 회로와 전류가변형 가변증폭 회로의 증폭특성이 동일해지고, 그 결과, 2종류의 가변증폭 회로의 증폭도가 대략 비례하여 변화하므로 이득을 직선적으로 제어할 수 있다.

본 발명의 실시예는, 불평형 출력형의 차동증폭기에 의해 구성되고, 일정한 구동전류에 의해 구동되며 입력신호를 증폭하는 제 1가변이득 증폭회로와, 상기 제 1가변이득 증폭회로의 증폭도를 제어하는 제 1증폭도 제어수단과, 평형출력형의 차동증폭기에 의해 증폭되고, 가변의 구동전류에 의해 구동되어 상기 제 1가변이득 증폭회로에 의해 증폭된 신호를 다시 증폭하는 제 2가변이득 증폭회로와, 상기 제 2가변이득 증폭회로의 증폭도를 제어하는 제 2증폭도 제어수단을 구비한 것이다.

또, 상기 제 1 및 제 2증폭도 제어수단은, 직선적으로 변화하는 AGC전압을 지수함수적으로 변화하는 제어전류로 변환하고, 그 제어전류를 상기 제 1 및 제 2가변이득 증폭회로에 구동전류로서 부여하는 것을 특징으로 한다.

또한, 상기 불평형 출력형의 차동증폭기는, 각 에미터가 공통의 정전류원에 접속되어 에미터로부터 신호가 입력되는 적어도 한쌍의 트랜지스터를 구비하고, 한쪽 트랜지스터의 베이스에 AGC전압이 가해지고, 다른한쪽 트랜지스터의 베이스가 접속되며 한쪽 또는 다른 한쪽의 트랜지스터 콜렉터로부터 신호를 출력하는 것을 특징으로 하고 있다.

또, 상기 제 1증폭도 제어수단은, 베이스에 가해진 AGC전압의 변화를 콜렉터 전류의 변화로 변환하는 전압-전류변환 트랜지스터와,

상기 한쪽 트랜지스터를 포함하는 커런트미러회로를 구비하고, 상기 커런트미러회로를 거쳐 상기 콜렉터 전류에 따른 전류를 상기 한쪽 트랜지스터의 콜렉터에 흐르게 하는 것을 특징으로 한다.

(실시예)

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 설명한다. 도 1은 본 발명에 관계되는 다단가변 증폭회로의 일 실시예의 개략을 나타내는 블록도, 도 2는 도 1의 회로를 상세하게 나타내는 회로도, 도 3은 도 1, 도 2의 회로와 종래예에 있어서 이득에 대한 입력인터셉트·포인트 특성과 소비전류를 비교한 설명도이다.

도 1에 있어서, 전류일정형 가변증폭 회로(1), 전류가변형 가변증폭회로(2, 3)에는 AGC전압(VAGC)이 공통으로 인가되고, 이 전압(VAGC)에 의거하여 전류일정형 가변증폭 회로(1)는 입력신호(IN)를 증폭하고, 전류가변형 가변증폭 회로(2)는 전류일정형 가변증폭 회로(1)에 의해 증폭된 신호를 다시 증폭하고, 전류가변형 가변증폭회로(3)는 전류가변형 가변증폭 회로(2)에 의해 증폭된 신호를 다시 증폭하여 출력신호(OUT)로서 출력한다.

도 2를 참조하여 상세한 구성을 설명한다. 먼저, 전원전압(Vcc)은 PNP트랜지스터(Q13, Q12)의 각 에미터와, 바이어스 저항(R1)의 일단과, NPN트랜지스터(Q2, Q3)의 각 콜렉터와, 바이어스 저항(R1, R2, R3, R4, R5, R6)의 일단에 인가되고, AGC전압(VAGC)은 NPN트랜지스터(Q14, Q15, Q16)의 각 베이스와 에미터 사이에 공통으로 인가된다. 입력신호(IN)는 NPN트랜지스터(Q5, Q6)의 각 베이스간에 인가되고, 출력신호(OUT)는 결합콘덴서(C5, C6)를 거쳐 빠져나온다.

전류일정형 가변증폭 회로(1)에 대하여 상세하게 설명하면, 트랜지스터(Q12, Q13)의 각 베이스는 트랜지스터(Q13)의 콜렉터와 트랜지스터(Q14)의 콜렉터에 접속되고, 트랜지스터(Q12)의 콜렉터는 NPN트랜지스터(Q11)의 콜렉터 및 베이스와, NPN트랜지스터(Q1, Q4)의 각 베이스에 접속되어 있다. 저항(R1)의 타단(전류I1)은 트랜지스터(Q1)의 콜렉터에 접속되고, 트랜지스터(Q1, Q2)의 각 에미터(전류 I0)는 인덕턴스(L1)의 일단과, 트랜지스터(Q5)의 콜렉터에 접속되어 있다.

저항(R2)의 타단(전류I1)은 트랜지스터(Q4)의 콜렉터에 접속되고, 트랜지스터(Q3, Q4)의 각 에미터는 인덕턴스(L2)의 일단과, 트랜지스터(Q6)의 콜렉터에 접속되어 있다. 또, 트랜지스터(Q2, Q3)의 각 베이스는 바이어스용 전원(E1)을 거쳐 접지되어 있다. 인덕턴스(L1, L2)의 접속점은 트랜지스터(Q11)의 에미터에 접속되고, 트랜지스터(Q5, Q6)의 각 에미터는 정전류원(CS1)을 거쳐 접지되어 있다.

다음에, 2단째의 전류가변형 가변증폭 회로(2)에 대하여 설명한다. 저항(R1)의 타단은 또한 결합콘덴서(C1)을 거쳐 NPN트랜지스터(Q7)의 베이스에 접속되는 동시에 바이어스 저항(R7)을 거쳐 접지되고, 저항(R2)의 타단은 또한 결합콘덴서(C2)를 거쳐 NPN트랜지스터(Q8)의 베이스에 접속되는 동시에 바이어스 저항(R8)을 거쳐 접지되어 있다. 저항(R3, R4)의 각 타단은 각각 트랜지스터(Q7, Q8)의 각 콜렉터에 접속되고, 트랜지스터(Q7, Q8)의 각 에미터는 트랜지스터(Q15)의 콜렉터에 접속되어 있다.

3단째의 전류가변형 가변증폭 회로(3)도 같은 구성이다. 즉, 저항(R3)의 타단은 또한 결합콘덴서(C3)를 거쳐 NPN트랜지스터(Q9)의 베이스에 접속되는 동시에 바이어스 저항(R9)을 거쳐 접지되고, 저항(R4)의 타단은 또한 결합콘덴서(C4)를 거쳐 NPN트랜지스터(Q10)의 베이스에 접속되는 동시에 바이어스 저항(R10)을 거쳐 접지되어 있다. 저항(R5, R6)의 각 타단은 각각 트랜지스터(Q9, Q10)의 각 콜렉터에 접속되는 동시에 결합콘덴서(C5, C6)에 접속되고, 트랜지스터(Q9, Q10)의 각 에미터는 트랜지스터(Q16)의 콜렉터에 접속되어 있다.

전류일정형 가변증폭 회로(1)에 있어서, 트랜지스터(Q1∼Q4)는 이득가변용이고, 트랜지스터(Q5, Q6)는 증폭용이다. 트랜지스터(Q11)는 트랜지스터(Q1, Q4)와 커런트미러 회로를 구성하고, 트랜지스터(Q11)의 셀사이즈는 트랜지스터(Q11)를 흐르는 전류가 트랜지스터(Q1∼Q4)의 다이나믹 렌지를 좁히는 일이 없도록 트랜지스터(Q1, Q4)의 셀사이즈의 약 1/50으로 설정되어 있다. 또, 트랜지스터(Q12, Q13)도 마찬가지로 커런트미러 회로를 구성하고 있다. 인덕턴스(L1, L2)는 RF저지용이고, 대신에 저항이어도 좋고 이 경우에는 트랜지스터(Q1∼Q4)의 입력임피던스가 작으므로 저항치는 작아도 된다.

2단째의 전류가변형 가변증폭 회로(2)에 있어서의 트랜지스터(Q7, Q8)와, 3단째의 전류가변형 가변증폭 회로(3)에 있어서의 트랜지스터(Q9, Q10)는 고주파 트랜지스터이고, 또 2단째의 트랜지스터(Q15)와 3단째의 트랜지스터(Q16)는 각각 트랜지스터(Q7, Q8)와 트랜지스터(Q9, Q10)의 전류를 제한하기 위하여 사용된다. 이 경우, 트랜지스터(Q15, Q16)의 셀사이즈는 트랜지스터(Q7, Q8, Q9, Q10, Q1, Q4)를 흐르는 전류가 같아지도록 트랜지스터(Q14)의 100배로 설정되어 있다.

다음에, 상기 실시예의 동작을 설명한다. 먼저, 전류일정형 가변증폭 회로(1)에서는 트랜지스터(Q14)의 콜렉터 전류는 AGC전압(VAGC)에 대하여 지수함수적으로 변화한다. 트랜지스터(Q13)는 트랜지스터(Q14)의 부하이므로 트랜지스터(Q13)에는 트랜지스터(Q14)와 같은 전류가 흐른다. 이 경우, 트랜지스터(Q12, Q13)는 커런트미러 회로를 구성하므로 트랜지스터(Q12)에는 트랜지스터(Q13)와 같은 전류가 흐른다.

트랜지스터(Q11)는 트랜지스터(Q12)의 콜렉터 부하이므로, 트랜지스터(Q11)에는 트랜지스터(Q12)와 같은 전류가 흐르고, 또 트랜지스터(Q1, Q4)는 트랜지스터(Q11)와 커런트미러 회로를 구성하므로 트랜지스터(Q1, Q4)에도 트랜지스터(Q11)와 같은 전류가 흐른다. 따라서, 트랜지스터(Q1, Q4)에는 AGC전압(VAGC)이 인가되는 트랜지스터(Q14)의 콜렉터 전류에 비례한 콜렉터 전류가 흐르고, 그 콜렉터 전류는 AGC전압(VAGC)에 대하여 지수함수적으로 변화한다. 그 결과, 전류일정형 가변증폭 회로(1)의 이득(PG)〔dB〕이 AGC전압(VAGC)에 대하여 직선적으로 변화한다.

또, 2단째의 트랜지스터(Q15)와 3단째의 트랜지스터(Q16)도 마찬가지로, AGC전압(VAGC)에 대하여 콜렉터전류가 지수함수적으로 변화하므로, 그 결과 1∼3단째 전체에도 이득(PG)이 AGC전압(VAGC)에 대하여 직선적으로 변화한다.

도 3은 횡축이 이득(PG)〔dB〕을 나타내고, 좌측의 종축이 입력인터셉트·포인트, 우측의 종축이 소비전력을 나타낸다. 상기 실시예에 의한 입력인터셉트·포인트 특성(e)은 전류일정형의 특성(a)과 대략 동일하고, 전류가변형의 특성(c)보다 크다. 또, 상기 실시예에 의한 소비전류 특성(f)은 전류가변형의 특성(d)보다 크나, 전류일정형의 특성(b)도 저감시킬 수 있다.

또, 입력신호(IN)의 레벨이 큰 경우(=이득(PG)이 작은 경우)에는, 각 가변증폭 회로(1∼3)는 감쇠기로서 역할하고, 또 전류가변형 가변증폭 회로(2, 3)는 구동전류가 적고 발생하는 3차 왜곡 성분이 커지기 쉽지만, 상기 실시예에 의하면 왜곡 발생원인 방해신호가 전류일정형 가변증폭 회로(1)에 의해 감쇠되어 전류가변형 가변증폭 회로(2, 3)로 입력하므로, 전류가변형 가변증폭 회로(2, 3)에 있어서 발생하는 3차 왜곡 성분이 작아진다.

한편, 입력신호(IN)의 레벨이 작은 경우(=이득(PG)이 큰 경우)에는, 각 가변증폭 회로(1∼3)는 증폭기로서 역할하고, 왜곡 발생원인 방해신호가 전류일정형 가변증폭 회로(1)에 의해 증폭되어 전류가변형 가변증폭 회로(2, 3)에 입력하게 되나, 상기 실시예에 의하면 이 때 전류가변형 가변증폭 회로(2, 3)의 동작전류가 크므로 발생하는 3차 왜곡 성분은 작다. 또, 전류일정형 가변증폭 회로(1)의 증폭도는 입력신호(IN)의 레벨의 대소에 따라 변화하는데, 구동전류가 일정하므로 발생하는 3차 왜곡 성분의 크기는 일정한다.

이상 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 전류일정형 가변증폭 회로를 전단으로 하고 그 후단에 전류가변형 가변증폭 회로를 접속하는 동시에, 직선적으로 변화하는 AGC전압을 지수함수적으로 변화하는 전류로 변환하여 그 전류를 각 가변증폭 회로의 구동전류로서 인가함으로써 각 증폭도를 제어하므로 소비전류를 저감하고, 입력인터셉트·포인트와 이득의 직선성을 향상시킬 수 있다.