开关电流源电路和方法 |
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| 申请号 | CN201410093057.0 | 申请日 | 2014-03-13 | 公开(公告)号 | CN104052283B | 公开(公告)日 | 2017-04-12 |
| 申请人 | NXP股份有限公司; | 发明人 | 马克·伯克豪特; | ||||
| 摘要 | 一种 开关 电流 源，其中对在驱动输出晶体管的栅极时使用的参考 电压 值进行 采样 和存储。使用向电流感测晶体管馈电的参考电流源来得到参考电压。当输出晶体管截止时将电流感测晶体管截止，使得参考电流源不会消耗功率。然后，可以短时间使用较大的参考电流Iref。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种用于提供开关电流源输出的开关电路，包括： |
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| 说明书全文 | 开关电流源电路和方法技术领域[0001] 本发明涉及开关电流源电路，即在输出处提供所需电流并且可以接通或关断的电路。 背景技术[0002] 诸如D类放大器和开关模式电源之类的开关电路的重要方面是电磁兼容(EMC)。 [0003] 在开关设计中可以采用以改进EMC性能的几种措施之一是使输出电压节点的转变速度慢下来。这通常称作“斜率控制”。当接通功率MOSFET时在输出处获得恒定斜率的众所周知方法是采用功率MOSFET的寄生栅极-漏极电容Cgd的反馈米勒效应。 [0005] 在图1所示的电路结构中，通过电流源Icharge对功率晶体管Mpower的栅极充电。图1右手一侧上的曲线示出了栅极电压Vgate和输出电压Vout的电压瞬态。 [0006] 最初，晶体管Mpower截止并且输出电压Vout为高，即接近电源电压。栅极电压Vgate稳定地增加，直到栅极电压达到功率晶体管Mpower的阈值电压VT为止。在这一时间点，Mpower开始导通、并且将输出节点Vout下拉。在输出节点Vout的转变期间，较大的电压变化率(dV／dt)出现在寄生栅极-漏极电容Cgd两端，引起所有可用电流Icharge流到Cgd由[0007] 因此，栅极电压Vgate在输出转变期间保持几乎相同，产生了栅极电压瞬态中的特征基底(pedestal)。在输出节点的转变已经完成之后，将栅极电压进一步充电，直到栅极电压达到其最终值为止。通过电流Icharge的幅度和寄生栅极-漏极电容Cgd控制转变期间输出电压Vout的变化率或“斜率”： [0008] (1) [0009] 转变时间典型地是几十纳秒的量级。为了在转变期间获得恒定斜率，要求可以非常快地接通和稳定的电流源Icharge。 [0010] 本发明涉及用作电流开关的晶体管的控制。术语“电流开关”指的是可以接通和关断的精确电流源。 [0011] 在图2中示出了电流开关的最基本电路实施方式。 [0012] 电路包括参考电流源Iref。通过电流镜电路将电流源电流镜像至输出Iout，所述电流镜电路包括输入晶体管Min和输出晶体管Mout。通过控制晶体管Mctrl实质上接通和关断电流镜电路，所述控制晶体管用于将两个电流镜晶体管短路以将它们迅速地截止。 [0013] 当控制信号ctrl为高时，晶体管Mctrl导通并且将Min和Mout的栅极短接至地。电流开关打开并且输出电流Iout为零。当控制信号ctrl为低时，晶体管Mctrl截止并且通过Min和Mout将参考电流Iref镜像。 [0014] 现在，输出电流Iout等于基准电流Iref乘以Min和Mout之间的大小比例。 [0015] 已知许多替代实施方式，所述替代实施方式改进了电流镜的速度和／或精度。在图3中示出了多种替代方式。 [0016] 图3(a)所示的结构具有单位增益缓冲器A0，所述单位增益缓冲器将输出晶体管Mout的栅极从输入节点去耦合。当Mout非常大时，因为通过放大器而不是输入参考电流Iref发起对于Mout栅极的充电，这提高了电流镜的速度。然而，输入晶体管Min和单位增益缓冲器形成了反馈回路，所述反馈回路可能变得不稳定。 [0017] 在图3(b)中所示的结构中，输入晶体管Min是二极管连接的，并且单位增益缓冲器A0将Min的栅极电压复制到Mout的栅极，而不会形成反馈回路。因为不存在反馈回路，这种结构将不会具有稳定性问题，但是这种结构不太精确，因为放大器A0的有限增益和偏移将引入误差。 [0018] 在图3(c)所示的结构中，放大器A0的反相输入端与输出节点相连。在这种结构中，现在通过放大器和两个晶体管Min和Mout形成的反馈环路强制输入电压等于输出电压。因为现在两个晶体管具有相同的栅极-源极电压和相同的漏极-源极电压，大大地改进了电流镜的精度。然而，反馈环路的稳定性现在依赖于与输入端和输出端相连的阻抗。 [0019] 当输入晶体管Min和输出晶体管Mout之间的比率非常大，例如1：1000时，出现与图2所示的电流开关有关的具体问题。在这种情况下，因为对Mout的栅极进行充电的电流需要由输入参考电流Iref提供，电流开关的闭合变得非常慢。图3所示的替代方式解决了这种问题，但是可能具有稳定性问题。 [0020] 同样，为了实现非常高的速度，在这些结构中使用的放大器要求大量的功率。注意：打开电流开关没什么问题；通过晶体管Mctrl的适当大小调节易于实现任意所需的速度。 [0021] EP2354882公开了一种结构，其中当闭合电流开关时，将输出晶体管的栅极电压增加为与输入晶体管Min的栅极电压相同电平所要求的电荷量是第一量级的常数。这是通过利用开关将适当大小的电荷存储装置预充电至比输出晶体管的所需栅极电压更高的电压、然后将电荷存储装置放电至输出晶体管的栅极来实现的。这意味着输出晶体管的栅极电压的控制是基于所要求的供应给栅极的电荷量(因为当放电时输出晶体管的初始条件是已知的)、而不是基于所需的电压。因此，将受控的电荷流提供给输出晶体管栅极而不是施加受控电压。 [0022] 在一些情况下，需要减小现有技术电路的电路面积。此外，参考电流Iref的较小值限制了电路的预充电速度，即对放电阶段之后使用的电荷存储装置重新充电所要求的时间。 发明内容[0024] 根据本发明，提出了一种用于提供开关电流源输出的开关电路，包括： [0025] 参考电压输入装置，所述参考电压输入装置包括参考电压电荷存储装置； [0026] 栅极电压电荷存储结构，用于存储从参考电压得到的预充电电压； [0027] 参考电流源，提供参考电流； [0028] 输出晶体管； [0029] 电流感测晶体管，用于产生根据电流源输出、并且由参考电流源供应的感测电流； [0030] 隔离开关结构，用于将输出晶体管的栅极和电流感测晶体管的栅极与栅极电压电荷存储结构选择性地耦合或隔离； [0031] 放电开关结构，用于对输出晶体管的栅极和电流感测晶体管的栅极放电； [0032] 反馈环路，用于控制在参考电压电荷存储装置中存储的参考电压，以保持感测电流等于参考电流。 [0033] 这种结构对参考电压值进行采样，并且将采样的参考电压值存储在参考电压电荷存储结构(例如，一个或多个电容器)中。如在已知的电路中那样，使用参考电流源得到参考电压。然而，参考电流源向作为其负载的感测晶体管供电。当输出晶体管截止时，这种感测晶体管截止；并且参考电流源然后饱和(无负载)并且不消耗功率。因此，本发明提供了一种结构，其中可以在短时间使用较大的参考电流Iref。在参考电压电荷存储装置上对从这种参考电流源得到的参考电压进行采样，以允许参考电流源的非连续使用。反馈结构也确保了采样的参考电压是使得输出电流是参考电流的缩放版本所需的。 [0034] 优选地，电路按照两种模式操作： [0035] 预充电模式，其中通过参考电压对栅极电压电荷存储结构预充电，并且通过放电开关结构对输出晶体管栅极和感测晶体管栅极放电，并且隔离开关结构将栅极存储装置与输出晶体管栅极隔离；以及 [0036] 放电模式，其中通过隔离开关结构将栅极电压电荷存储结构放电至输出晶体管栅极和感测晶体管栅极。 [0037] 栅极电压电荷存储装置预充电到的参考电压比后续放电阶段期间在栅极上出现的电压高。 [0038] 参考电压输入装置可以包括比较器，所述比较器根据参考电流和感测电流之差的符号来控制参考电压电荷存储装置的充电或放电。按照这种方式，反馈环路控制参考电压以实现参考电流和输出电流之间的所需关系。 [0039] 可以使用上拉电流源和下拉电流源，并且比较器输出然后用于将上拉电流源和下拉电流源中的选定电流源耦合至参考电压电荷存储装置。这提供了参考电压电荷存储装置的循环充电和放电，以改变存储的参考电压。 [0040] 比较器可以包括窗口比较器，并且脉冲转换器可以用于将窗口比较器输出转换为上拉脉冲和下拉脉冲，用于控制上拉电流源和下拉电流源。 [0041] 优选地，将缓冲器设置在参考电压输入装置和栅极电压电荷存储装置之间。这可以是单位增益缓冲器。 [0042] 本发明可以用作D类放大器或开关模式电源的开关输出级。 [0043] 本发明也提供了一种用于提供开关电流源输出的方法，包括： [0044] 在预充电模式，将栅极电压电荷存储结构(Cbuf)充电至从参考电压(Vref)得到的预充电电压，对输出晶体管(Mout)的栅极和电流感测晶体管的栅极放电，其中电流感测晶体管使用参考电流源(Iref)作为其电流源对来自输出晶体管的输出电流进行镜像；以及[0045] 在放电模式，将栅极电压电荷存储结构(Cbuf)放电至输出晶体管(Mout)的栅极和感测晶体管(Msense)的栅极以将栅极电压增加根据电荷流的量，根据通过电流感测晶体管(Msense)的感测电流(Isense)来调节参考电压(Vref)，并且对参考电压(Vref)进行采样以便保持感测电流(Isense)实质上等于参考电流(Iref)。附图说明 [0046] 现在参考附图详细地描述本发明的示例，其中： [0047] 图1示出了当导通晶体管时具有斜率控制的功率MOSFET的已知示例； [0048] 图2示出了电流开关的已知基本电路实施方式； [0049] 图3示出了对于图2的电流开关电路的多种替代； [0050] 图4(a)和(b)用于概念性地解释申请人先前提供的电路的操作； [0052] 图6是本发明电路的第一示例； [0053] 图7是本发明电路的第二示例； [0054] 图8是本发明电路的第三示例； [0055] 图9是本发明电路的第四示例；以及 [0056] 图10是用于解释本发明的电路操作的时序图。 具体实施方式[0057] 本发明提供了一种开关电流源，其中对在驱动输出晶体管的栅极时使用的参考电压值进行采样和存储。使用向感测晶体管馈电的参考电流源来得到参考电压。当输出晶体管截止时将电流感测晶体管截止，使得参考电流源不会消耗功率。于是，可以短时间使用较大的参考电流Iref。 [0058] EP2354882公开了一种如图4所示的基于简单开关电容器电路的快速电流开关的实施方式。在图4(a)所示的预充电阶段，通过开关S2将输出晶体管Mout的栅极短接至其源极，而通过开关S0将缓冲电容器Cbuf充电至参考电压Vref。通过Mout的电流为零。 [0059] 在图4(b)所示的放电阶段，开关S0和S2打开并且S1闭合。在Cbuf上存储的电荷现在在Mout的栅极上重新分布。 [0060] 电荷重新分配的时间常数受到开关的电阻以及所包含的总电容的限制，并且可以较小，例如<1ns。在电荷分配已经结束之后，Mout的栅极处于恒定电压并且Mout现在用作电流源。 [0061] 通过Mout的大小、Cbuf和Mout晶体管的输入电容Cg之比和参考电压Vref来确定漏极电流Iout的值。 [0062] 使用二极管连接的晶体管来实现参考电压Vref，所述二极管连接的晶体管与Mout匹配、并且利用参考电流Iref偏置，如图5所示。图5也示出了利用MOS晶体管Mbuf实现的电容器Cbuf(具有与Mout中使用的相同栅极氧化物)。 [0063] 按照这种方式，输出电流对于工艺和温度变化不敏感。 [0064] 在图5所示的现有技术实施方式中，参考电流Iref连续地流动，因此应该使其尽可能小，例如小于10μA以限制功耗。输出电流Iout只在短峰值期间流动、但是可以相当大，例如大于10mA。因为参考电流Iref和输出电流Iout之间的比率较大，参考晶体管Mref和输出晶体管Mout的高宽比之间的比率也需要较大。实际上，这是通过将参考晶体管Mref实现为具有与Mout相同栅极长度的晶体管的堆叠来实现的，使得在仍然保持良好匹配的同时实现较大的等效栅极长度。 [0065] 这种结构的第一个问题是在电路面积方面可能变得相当庞大。其次，参考电流Iref的小值限制了电路的预充电速度，即在放电阶段之后将Cbuf(即Mbuf)重新充电至Vref所要求的时间。 [0066] 本发明提出了一种结构，所述结构使用与参考图4和图5解释的相同基本方法，但是其中短时间使用较大的参考电流Iref、然后在参考电容器Cref上对参考电压进行采样。 [0067] 因为参考电流Iref以小占空比流动，其可以具有非常低的有效值。另外，Iref的较大值允许参考晶体管和输出晶体管之间较小的比率，其有益于进行匹配。此外，可以在Cref和Cb uf之间使用缓冲器以提高充电速度。 [0068] 按照这种方式，解决了电路面积和小参考电流的问题。 [0069] 在图6中示出了本发明电路的第一示例，其提供了参考锁定环路。 [0070] 电路包括与参考图4和图5如上所述相同的缓冲电容器Cbuf和切换结构S0、S1、S2。为了清楚起见，这种缓冲电容器在权利要求中称作“栅极电压电荷存储结构(Cbuf)”，因为其存储这样的电压，该电压的相应电荷随后转移至输出晶体管的栅极。所述结构可以包括一个或多个电容器(如图6和图7所示)。 [0071] 此外，存在一种基于输出电流的感测的反馈环路。由输出晶体管Mout(与图4和图5中的相同)提供的输出电流通过电流感测晶体管Msense进行镜像。Msense是Mout的缩放副本。 [0072] 参考电流源Iref向电流镜晶体管Msense供应不同的电流Iref-Isense，将所述不同的电流供应给比较器A1。该比较器A1控制开关电流源Iup和Idown与单位增益缓冲器A2的连接。 [0074] 由电流源Iup和Idown形成的电荷泵将参考电容器Cref充电至参考电压Vref，然后通过单位增益缓冲器将所述参考电压Vref供应给开关结构。为了清楚起见，在权利要求中将这种参考电容器称作“参考电压电荷存储装置(Cref)”。 [0075] 反馈环路的操作如下。 [0076] 在预充电阶段，按照与图4和图5的电路相同的方式，开关S0和S2闭合并且S1打开。此外，将缓冲电容器Cbuf充电(在这种情况下通过缓冲器A2)至与参考电容器Cref相同的电平，同时将Msense和Mout的栅极短接至它们的源极。 [0077] 在放电阶段，如图4和图5的电路中那样，开关S0和S2打开并且S1闭合。现在将在Cbuf上存储的电荷重新分配到Mout和Msense的栅极上。 [0078] 附加的反馈环路操作如下。 [0079] 如果电流镜感测晶体管Msense的漏极电流Isense小于参考电流Iref，那么Msense的漏极节点将保持上拉高电平(因为电流镜感测晶体管Msense导通)。将差电流提供给比较器A1，所述比较器将这一信号解释为高电平信号。比较器的输出将与Iup电流源串联的开关闭合，所述Iup电流源进而使参考电压Vref增加。 [0080] 因此，在下一个充电阶段，Isense将稍微有点高。因此，尽管感测电流小于参考电流，通过对参考电容充电增加了参考电压。这增加了感测电流。 [0081] 如果Isense大于参考电流Iref，那么差电流是相反符号的，其结果是Msense的漏极节点下拉至地、并且比较器将与Idown电流源串联的开关闭合，使得参考电压降低。 [0082] 按照这种方式，环路将收敛至动态平衡，其中保持感测电流Isense非常接近参考电流Iref。 [0083] 输出电流Iout是Isense的向上缩放副本，并且精度仅依赖于Msense和Mout之间的匹配，正像在常规电流镜中那样。反馈系统对于工艺、温度和电源电压变化完全不敏感。此外，Cref和Cbuf上的电压不必相等：通过环路抑制了引起这种差异的缓冲器A2的任何偏移。 [0084] 在该电路中，可以使得参考电流Iref相当大，因为参考电流只在放电阶段期间流动。在预充电阶段，将Msense截止、并且参考电流源将饱和，因此不会从电源汲取电流。 [0086] 在图6中，输出电流是电流宿。当然，通过使用PMOS而不是NMOS晶体管按照互补方式构建相同的环路可以容易地实现电流源。 [0087] 图7示出了替代实施例，其中输出晶体管Mout具有一个开关结构S0、S1、S2和缓冲电容器Cbuf，并且感测晶体管Msense具有分离的开关结构S0’、S1’、S2’和缓冲电容器Cbuf’。输出晶体管Mout的栅极通过附加的开关S4耦合至感测晶体管Msense的栅极。 [0088] 这具有以下优势：在使能输出之前，反馈环路可以已经开始调制参考电压。通过打开开关S0和S4并且闭合开关S1和S2，将输出晶体管Mout截止并且从环路断开。 [0089] 通过如上所述的开关操作使能了输出，即用于预充电阶段的开关S0、S0’和S2、S2’以及用于放电阶段的开关S1、S1’和S4。 [0090] 可以将开关S2和S2’看作是开关结构，在它们之间控制输出晶体管和感测晶体管的短路。类似地，可以将开关S1和S1’看作是隔离开关结构，在它们之间控制栅极电压电荷存储结构(即缓冲电容器)与相应的晶体管栅极的隔离。 [0091] 如果使得电容器的比率Cbuf／Cbuf’等于比率Mout／Msense，那么在所有操作阶段Msense和Mout的栅源电压应该相等。然而，在放电阶段期间通过S4连接栅极，即使所述比率没有精确匹配也确保了这种相等。 [0092] 按照类似的方式，可以增加多个输出晶体管，可以独立地启用／禁用所述多个输出晶体管。当D类输出级中的功率晶体管被分段、并且必须是单独可控时，这是有用的。增加更多输出晶体管的唯一结果是缓冲器A2的负载上限(load cap)增加。 [0093] 图8示出了使用窗口比较器的替代实施例。在这种情况下，仅当Msense的漏极电压在Vx周围的电压窗口±Δ之外时，闭合上开关和下开关，这意味着感测电流Isense非常接近参考值Iref。 [0094] 在图9所示的实施例中，用于将上拉电流源和下拉电流源耦合至参考电容器Cref的电荷泵开关由单脉冲发生器OP1、OP2控制，所述单脉冲发生器在比较器输出的上升沿之后只产生短脉冲。因此，参考电压Vref只以小步距改变、而不是连续地增加或降低。 [0095] 为了进行说明，图10示出了针对使用窗口比较器的电路在调整期间的仿真输出电流Iout、参考电压Vref以及向上信号和向下信号。 [0096] 在仿真中，将随机噪声电流注入到Cref上。如可以看出的，将参考电压Vref调整到窗口比较器的两个电平之间。当参考电压Rref与窗口边界相交时，产生向上脉冲或向下脉冲。 [0097] 在曲线的中点(在125us处)，参考电流Iref从90μA增加到100μA。环路通过产生向上脉冲序列来反应，所述向上脉冲序列增加参考电压Vref，直到参考电压达到新的稳态为止。 [0098] 所描述的快电流开关可以用在D类音频放大器的开关输出级。电流开关可以应用于输出晶体管的栅极驱动以获得斜率控制。 [0099] 例如，输出级中的功率晶体管可以分裂成例如8个可以独立地驱动的相等的部分。通过改变环路的参考电流来调节斜率速度。 [0100] 所示的所有实施例都是使用NMOS晶体管的电流宿，但是相同的技术也可以应用以使用PMOS晶体管实现电流源。 [0101] 本发明使能实现非常大的电流镜比，即Iref和Iout之间的比率。 [0102] 附图中所示的开关当然也可以按照常规方式实现为晶体管。 [0103] Iref的典型值在50μA至200μA的范围。利用感测晶体管和输出晶体管之间约1：100的尺寸比(即，一个与另一个的W／L比率)，输出电流(当接通电流源电路时)可以例如是5至10mA的量级(如可以在图10中看出的)。 [0104] 参考电压典型地是约0.7V。 [0105] 本发明实现了开关输出级的斜率控制。这种开关输出级是D类放大器的一部分，并且也是开关模式电源的一部分。存在其他应用，例如D／A转换器。 [0106] 各种改进对于本领域普通技术人员将是清楚明白的。 |
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