模仿真空管失真的多级固态放大器

本发明涉及乐器的放大器。特别地，本发明涉及一 种固态多级放大器，它所具有的失真使得它听起来象是 一个超载驱动的真空管放大器。

音乐艺术家常常比较喜欢真空管放大器，这是因为 真空管所产生的失真输出声响听起来比较熟悉，并且觉 得是最令人愉快的。另一方面，通常比较喜欢固态放大 器的原因是它们比较轻便，并且生产成本常常较为低廉， 又比较耐用而且耗电较少。要想使固态放大器产生与真 空管放大器相似的失真声响是困难的。此外，可得到的 用于放大器的真空管供货已经变得稀少而且较为昂贵。

图1示出了一种已知的真空管放大器10。为了表 明装置的工作特性，采用各元件的典型值来说明该放大 器。图1所示的放大器是一个含有四个相同真空管区1 2、14、16和18(例如四个12A×7真空管区) 的前置放大器，每个真空管区都有一个相应的板极电阻 20(100KΩ)和阴极电阻22(1.5KΩ)。 每个阴极电阻22都并联了一个旁路电容24(2.2 μF)。当一个典型的12A×7真空管区具有这样的 板极和阴极电阻值时，则对+300V的电源来说它的 静态板流约为1mA，阴极电压约为1.5V，板极电 压约为+200V。当栅极电压的正向摆动峰值为1。 5V时将使栅级导通。正常的吉他输入通过耦合电容3 4和栅极电阻36耦合到第一真空管级12的栅极上。 在电容34和栅极电阻36的连接点上接有一个电阻3 8，它为真空管12的输入提供了参考地。在真空管1 2的板极和栅极之间连接了反馈电容40(10pF)， 它提供了称之为密勒(Miller)效应的高频衰减 控制，这有助于在输入开路情形下保持放大器的稳定。 放大器12的板极信号通过电容42和栅极电阻44被 耦合到放大级14的输入端。电阻44和46起着分压 器的作用。类似地，放大级14的信号通过电容48和 栅极电阻50耦合到放大级16，那里的电阻52给输 入提供参考地和电压分压。最后，放大级16的信号通 过电容54、栅极电阻56和参考电阻58耦合到放大 级18，其中参考电阻58也起到提供参考地和分压的 作用。放大级18的输出通过输出电容60耦合到前置 放大器10的输出端。

耦合电容42、48和54的值以及分压电阻44 /46、50/52和56/58的值都按照已知的方 法来选择，以提供良好的失真声响。尽管对于高电平吉 他来说在第一级12中也会不时地出现削波现象，但典 型地说，对于施加吉他电平的输入信号的情形，第一级 12是无噪声和不失真的。第一级输出信号的电平高到 足以在第二级14中引起输入削波，这是因为第二级1 4的栅极被相对于阴极正向驱动，从而它在输入周期中 有很大一部分是导通的。放大级14中的输入削波造成 栅极的平均电压为负，使第二级14的工作点发生很大 的偏移，结果产生了大量的二次谐波失真。第二级14 板极上的信号变得象一个方波，并且大约有2/3的周 期处在正半周。第二级14的板极的信号电平高得足以 在第三级16中产生很大的输入削波。那里的栅极电平 也相对于阴极摆向正的方向。这样，输入削波使第三级 16的工作点偏移。这种过程又一次被重复，造成第四 级18的输入削波和工作点偏移。第四级板极上的输出 已经经历了几次不同程度的输入和输出端削波以及几次 工作点偏移，因此具有丰富的谐波成份。所有这些是造 成所谓良好真空管音响的主要原因。

在图1所示的典型前置放大器10中，任何一级的 最大板极正向峰值摆动大约是100V(即约为板极电 压的一半)。此外，每个栅极都在正向峰值摆动约为1. 5V时导通。这个100∶1.5的比值或66.7是 一个很大的数字，而这个比值对于使各个级的工作点偏 移到足以产生适当数量的二次谐波失真来说是重要的。 分压器电阻44/46、50/52和56/58的值 也是关键的，所以它们需要仔细选取以给出恰如其分的 输入削波量，造成能产生令人愉快的二次谐波失真。

这里指出在所谓失真真空管声响中的两个关键要素。 第一，真空管具有100V的输出能力但只有1.5V 的输入削波能力这一特性是独特的，而这一特性对于成 功地产生二次谐波失真和所谓的真空管声响来说是需要 的。第二，为了在音乐师弹拨吉他之后吉他输出电平下 降时能够保持失真的声响，多个放大级是必要的。尽管 所采用的级数可多可少，但为了得到大多数音乐家所希 望的失真声响，需要最少三级，最好四级放大级。

因此，存在着对固态放大器的需要，它能够代替多 级前置放大器中的各个真空管放大级，并且能够被超载 驱动以模仿由上述已知真空管放大器产生的真空管声响。

本发明是建立在下述发现的基础上的，该发现是， 与流过工作在高输入电平条件下的真空管放大器的栅极 的电流相关联的失真可以借助于级间耦合电路中的削波 装置，在多级固态放大器中被模仿出来。

本发明包括一个用来模仿与超载驱动下的真空管放 大器相关联的失真的多级固态放大器。本发明含有多个 串级连接的具有输入电路和输出电路的固态放大级。每 个后一级的输入电路都与前一级的输出电路相连接。一 个削波装置，例如一个二极管，连接在级间的输入电路 上。

在一个特定的实施例中，每个固态放大级都含有一 个场效应晶体管(FET)，它的输出端连接到下一级 的输入端上，二极管位在输入电路中以模仿所需的真空 管放大器的输入削波特性，其中级间的输出电平与输入 削波电平之比足以造成适当的二次谐波失真。

在另一个实施例中，每个固态放大级含有一个晶体 管。另一种结构采用了一个达林顿(Darlingt on)晶体管。当分立的晶体管以达林顿方式连接时， 可以采用一个接地的内部基极电阻来改善各级的截止特 性。

在又一个实施例中，采用了带有多级偏置电路的输 入二极管，以模仿真空管放大器的输入特性。

附图的简单说明：

图1是能给出所需失真输出的已知真空管放大器的 原理图；

图2是根据本发明的多级固态放大器的原理图，其 中采用了FET器件，它能模仿由已知的真空管放大器 所产生的失真和声响；

图3是根据本发明的多级固态放大器的一个特定实 施例的原理图；以及

图4是类似于图2所示结构的本发明另一个实施例 的原理图，其中图2的各个FET都被一对按达林顿方 式连接的晶体管和带有多级偏置电平的偏置电路及一个 输入二极管所代替。

如图2所示的本发明可通过使用了与图1的已知装 置有相似结构的元件的固态多级放大器110来说明。 在图2中，各元件的代号与图1中的代号相对应，只是 采用了100系列，并且已知装置中的真空管区被四个 固态放大级112、114、116和118所代替。 所画出的器件是场效应晶体管(FET)，它们有时也 叫做J-FET器件，由40V的电源供电。如图所示， 每个放大器112-118都有一个源极S，一个漏极 D和一个栅极G。漏极D对应于器件的输出端，栅极G 对应于器件的输入端。112-118中的每一级都含 有一个漏极电阻120，它的值与图1中的板极电阻值 相近(100KΩ)。此外，每一级都使用了一个偏置 电路，它包括相并联的一个电阻122(33KΩ)和 一个旁路电容124(2.2μF)。如图所示，源极 S以自偏置方式通过源极电阻125和偏置电路接地。 再有，每个源极S都利用源极电阻125(1KΩ)使 增益通常为100，这和大多数真空管级是相似的。漏 极电阻和源极电阻的值调节得使夹断电压约为6V的各 个FET级112、114、116和118在静态下 的源极电流约为180μA。各级FET的漏极D的电 压约为+22V，源极S的电压约为+6V。

在图2中，放大级112的漏极D或输出端通过耦 合电容142和栅极电阻144耦合到放大级114的 栅极G或输入端上。电阻146给放大级114的栅极 G提供参考地。电阻144和146也起着分压器的作 用。与图1中的情形相似，后面的级116和118分 别由相应的耦合电容、栅极电阻和参考电阻148、1 50和152以及154、156和158耦合。最后 一级118通过耦合电容160耦合到输出端。如图所 示，输入级112的漏极D和栅极G之间有一个密勒电 容140。

在图2中，如果没有削波装置，任何一级的最大峰 值漏极信号输出能力或正向摆动约为18V，这就是漏 极D和源极S之间的电压差。每个放大级112-11 8中的栅极G的工作象一个二极管，它在正向峰值电压 约为7V时导通。这样，漏极输出能力(18V)与栅 极摆动量(7V)的比值约为2.57。这个比值不足 以产生适当的二次谐波失真。

在本发明中，在各级之间提供了削波装置。在所公 开的实施例中，削波是利用在各放大级114、116 和118中分别与相应的参考电阻146、152和1 58相并联的二极管162、164和166来实现的。 各二极管162、164和166的负极都接地，而它 们的正极则分别连接在各放大级的两个分压电阻144 /146、150/152和156/158之间的连 接点上。各个二极管162、164和166都会发生 前向导通，从而建立了栅极电压摆动变化约为+0.5 V的削波电平，以模仿真空管放大器中与栅极导通相关 联的失真。漏极信号输出能力或摆动大小(+18V) 与栅极削波电平(+0.5V)的比值为18÷(0. 5)＝36，这没有真空管电路的比值那么大。然而， 尽管希望有更大的比值，但在固态电路中大约等于30 的比值就是以在各放大级中产生适当的二次谐波失真。 这样，本发明的固态多级前置放大器110通过利用例 如二极管162、164和166那样的低电平输入削 波装置，产生了十分类似于图1中真空管电路的失真性 能。

需要指出，除了上面所说的J-FET型器件和二 极管之外，也可以采用其他的固态器件。并且，通过改 变各个元件的值，可以调节增益、耦合和高频特性。但 是，提供在各放大级之间的削波装置对于使固态放大器 产生能引起相似于真空管声响的二次谐波失真来说总是 有效的。

图3示出根据本发明的多级固态放大器210的另 一个实施例。与图2中相似的元件采用了200系列的 相似代号。不过在图3中用电位器213代替了放大级 112和114之间的固定分压电阻144和146。 电位器的动刷连接到放大级214的输入端，当动刷沿 CW方向移动到使施加给放大级214的信号达到极大 时，该电位器213给出了最大的失真。

在输出端，有一个电位器261连接在耦合电容2 60上。其动刷起着输出端的作用。当动刷沿CW方向 移动到端头时输出电平为最大。这种能够独立地改变失 真量和输出电平的功能增添了电路的灵活性，并使艺术 家可以随意地调节失真的声响和音量。

图4示出了根据本发明的含有放大级312、31 4、316和318的多级固态放大器310的又一个 实施例。与图2中相似的元件采用了300系列的相似 代号。不过，在图4中分别用一对以达林顿方式连接的 晶体管312A-312B、314A-314B、3 16A-316B和318A-318B代替了相应的 场效应晶体管112、114、116和118。此外 还提供了带有输入二极管374的多级偏置系统。还可 以在每个放大级中采用一个内部基极电阻370来改善 截止特性。

图4电路的功能与图2中的相类似。不过，采用以 达林顿方式连接的晶体管对具有成本和性能上的优势。 前述的FET器件要求有严格的夹断电压，这将大为增 加成本。而对于晶体管器件，其输入特性基本上象是两 个二极管，其性能是可以预测的。

图4中的放大器310的各级都采用了NPN型达 林顿连接晶体管：312A-312B，314A-3 14B，316A-316B和318A-318B。 选择NPN型的原因是因为电源是正40V。如果使用 负电源，则可以采用相反类型的器件。另外，在这里所 讨论的实施例中若采用单个晶体管也是可行的。不过， 单个晶体管不能提供与真空管或FET相当的增益或输 入阻抗。所以最好使用成对的晶体管。也可以使用集成 式达林顿NPN晶体管。不过，由于分立的晶体管对有 可能作内部基极接线，所以在高频下能够呈现稍好的性 能。再有，分立晶体管较为价廉。

图4的设计要求一个能偏置晶体管的电路。于是， 提供了一个独立的偏置电源VCC。第一级312的偏 置电压调节在第一电平上，而其余三级314-318 则使用一个共同的偏置电压。在该典型的实施例中，各 放大级312-318所分别使用的偏压供电电阻33 8、346、356和358都是470KΩ，集电极 电阻320都是150KΩ。每一个级间都有一个相应 的输入二极管362、364和366，使工作点偏移。 再有，在每一级晶体管对之间的基极-发射极电路中都 有一个470KΩ的基极电阻370连接在内部基极和 地之间，以改善截止特性。如下面将说明的那样，输入 级312含有一个输入二极管374，以便更好地模仿 真空管的输入电路。

许多较新的或较现代的吉他给出比较高的输出电压， 例如3至5V。因此具有良好的前置放大器输入超载性 能是重要的。从而，通过提供一个多级偏置电路使第一 级312的偏置能模仿典型的12A×7真空管栅极的 输入超载特性。

在该偏置电路380的结构中含有一个带有电阻3 82、384、386和388以及滤波电容391的 分压器网络。电阻382连接在输入二极管374的负 极上，为放大级312建立一个二极管偏置电压(例如 直流3.5V)。电阻384连接在基极电阻338上， 为放大级312建立一个基极偏压(例如直流2.5V) 。电阻386和二极管电阻388为后面的放大级31 4-318建立公共的偏置电压(例如直流1.5V)， 如图所示。

如在该典型实施例中所说明的那样，VCC经分压 后用来建立2.5V的基极偏压、3.5V的二极管偏 压供电和公共的1.5V供电。在放大级314-31 8中，各个相应的削波二极管362、364和366 也都连接在公共的1.5V供电电源上。

在该典型实施例中，当第一级的输入晶体管312 A偏置在2.5V时，其输出晶体管312B的发射极 将大约为1.5V(两个0.5V的二极管压降)，这 和前述的真空管电路(图1)中的阴极的电压值相同。 这意味着该放大级312输入端处的负向1.5V峰值 摆动将使集电极工作电流趋于零(负削波)。这情形和 图1真空管电路的情形一样。这样，图4的电路具有好 象是真空管电路的输入特性。

第一级的输入二极管374在0.5V时导通。3. 5V的供电比基极供电电压高1V。3.5V的二极管 偏置电压加上0.5V的二极管压降等于4V，它比2. 5V的基极偏置电压高1.5V。这意味着该级输入端 处的正向1.5V峰值摆动将使输入二极管374导通， 从而造成工作点偏移(正向削波)。这样，图4电路的 输入动态范围与真空管电路相当。

如对图2所作的说明那样，电容340提供某种受 控制的高频衰减(密勒效应)，312B的发射极通过 串连的电阻322和325接地，电阻322上并联了 旁路电容324。该电路结构所提供的静态电流和增益 能形成相当于典型真空管第一级的超载条件。在发射极 电路上还跨接了电阻390和电容392的串连电路， 以获得高频提升。

第一级的输出信号以与图2结构相似的方式通过电 容342和电阻344耦合到第二级314的输入端。 尽管为了产生令人愉快的超载声响，各元件的值可以改 变以获得所需的削波量、工作点偏移量和频率响应，但 是其余三级314、316和318的结构还是与第一 级相类似的。例如，级间耦合由电容342、348和 354以及电阻344、350和356实现。在各个 后面级314-318中，发射极都通过两个串连的电 阻322和325接地，并且接地电阻322被电容3 24旁路。还有，每一级也还都采用了串连的电阻39 0和电容392接地，以获得高频提升。输出是通过电 容360提供的。

任一级可达到的集电极正向峰值摆动约为20V。 三个级间削波二极管362、364和366都在约正 向0.5V时导通。这样，输入摆动电压与削波电压的 比值为20/0.5＝40，是适合于引起每一级的工 作点偏移的，因此其失真性能与真空管电路的十分相似。

应该指出，在图2或图3的结构中，也可以使用输 入二极管374和一个适当的偏置电路。该偏置电路可 以使放大器电路与真空管电路有相同的输入特性。

在图4的结构中，可以在电容342后面的电路中 插入一个类似于电位器213的音量电位器，而在电容 360后面可以连接一个类似于电位器261的主音量 电位器。

应该注意，本发明并不简单的只是一个二极管削波 装置和一个工作点偏移器。有几个美国专利也讨论了利 用二极管的工作点偏移造成二次谐波失真的方法。本发 明给出了一个重要的发现，即当一个仅有0.5V正向 电压削波值的二极管被具有约20至30V的输出能力 的典型固态装置驱动时，将得到一个十分接近于现有真 空管电路的特定的输出/输入比值，从而得以逼真地模 仿真空管声响。本发明还指出，由多个放大级产生的多 个工作点偏移将在宽广的输入信号电平范围内产生多种 二次谐波失真的电平和大小。本发明还进一步指出了一 种利用固态器件模仿典型的真空管电路的第一级的输入 超载特性的方法。其结果是，利用固态器件可以产生几 乎是准确的所谓真空管失真声响。

尽管这里所说明的只是本发明的目前认为是优选的 实施例，但是对于熟悉本领域的人们来说，显然可以在 不偏离本发明的前提下对此做出各种变化和修改，在后 面所附的权利要求中将试图涵括这种属于本发明的精神 和范畴的变化和修改。

本申请相应的美国申请是1994年1月10日递 交的美国专利申请08/179，546号的部分继续 申请。