Baseline restoration circuit

関連出願への相互参照 本出願は、テッド・Ｊ・キャスパーによって２００７年１月３日出願された米国仮出願第６０／８７８，２９９号（発明の名称：ベースライン回復回路）に基づく米国特許法第１１９条（ｅ）項の下での優先権を主張するものであり、同米国仮出願の開示内容の全体を本明細書の一部を構成するものとしてここに援用する。

本発明は、検出システムの交流結合によって引き起こされるベースラインオフセットを補償する回路に関する。

飛行時間質量分析計（ＴＯＦＭＳ）に適したイオン検出器が利用可能になってきており、これらの検出器は、データ収集システムがイオン検出器デバイスと異なる電位にあることを許容する。 これにより、イオン検出器の出力段を接地電位の近傍にすることを必要とせずに、感度と分解能のためにイオン検出器の電圧を最適化できる。 これらの検出器は、検出器の出力からの電子流をデータ収集システムに結合するために直流阻止コンデンサを使用している。 この形式の検出器の例はＥＴＰのＡＦ８８２１２３である。 この特定の検出器は、検出器の出力を、データ収集システムにつながるコネクタに結合するために１０００ｐＦの高電圧コンデンサを使用している。 第２の１０００ｐＦのコンデンサが電流のための戻り経路を提供し、検出器出力バイアス供給源と接地との間に接続されている。 この容量の値は種々の検出器モデル及び製造業者によって異なるであろう。 更に、容量値は印加した検出器バイアス電圧によって変化する。

この方法は高周波結合を提供するが、低周波成分はデータ収集システムに伝達されず、ベースラインがシフトすることになるが、これは出力の大きさと持続期間に依存する。 この問題は、「ETP Electron Multiplies MagneTOF ^tm Dector Applications Notes Preliminary Version - 13/9/06」と題されたアプリケーションノートにおいてＥＴＰ（SGE Analytical Science Pty. Ltd.の事業部）によって最近認識された。

典型的なイオン検出器はガウス形の電流パルスを出力する。 これらのパルスは、ピーク振幅とピーク振幅の半分のレベルでのパルスの幅とによって定義される。 この幅は、科学の分野では一般に半値全幅（Full Width Half Height（ＦＷＨＨ）と呼ばれる。イオン検出器からの典型的な出力パルスでは、ＦＷＨＨは４００ｐＳから１５ｎＳを越える値であり、振幅は５０Ωで測定した時にマイクロボルトから数百ミリボルトである。歴史的に見ると、検出器の最後のグリッド又はプレートが接地基準の５０Ωシステムに終端される。この５０Ωシステムは、慣用の同軸ケーブルを用いた検出器からデータ収集システムへの接続を容易にする。

検出装置には高電圧が存在しているため、検出器の直流結合は不可能であろう。 例としては、イオン又はその他の荷電粒子の検出に使用される電子倍増管又はマイクロチャンネルプレートが挙げられる。 交流結合回路は、平均オフセットをベースラインに発生させるが、これは検出器の平均出力電流に検出器の出力負荷抵抗値を掛けた値に等しい。 更に、検出器のパルスは、パルスの高さと幅に依存する瞬時的オフセットを発生させ、これによりピークに依存するベースラインを作る。

本発明は、その様な瞬時的なベースラインのシフトを補償する。 本発明は、検出器の交流結合の影響を補償する利得及びインピーダンス特性を提供することによってベースラインのシフトを補正するための方法と回路を提供する。 一実施形態においては、回路は、検出器の交流結合ネットワーク内の蓄積電荷によって流れる電流と等しい電流を注入することによってベースライン補正を行う。 別の実施形態においては、電流源が、信号経路に結合された積分器を駆動して、検出器の交流結合の影響を無くすか低減する。 更に別の実施形態においては、低雑音増幅器ステージが、検出器の交流結合の影響を無くすか低減する帰還ネットワークを利用している。 本発明の更に別の実施形態においては、検出器の交流結合の影響を無くすか低減する演算増幅器が採用されている。

これらの実施形態の各々において、飛行時間質量分析計のためのベースライン回復が、イオン検出器の交流結合ネットワークによって導入された誤差を補正するために提供される。

本発明のこれら及びその他の特徴、目的及び利点は、添付の図面を参照して以下の説明を読むことによって明らかになるであろう。

典型的な交流結合ネットワークのコンピュータ化モデル（Ｐ−Ｓｐｉｃｅでモデル化されている）は、検出器の交流結合回路の影響を示す。 図１はこのモデルを示す。 ＥＴＰの検出器の交流結合部はブロック１０の中にある。 実際の検出器出力信号は負極性である。 議論を単純にするために、このシミュレーションでは正のパルスが使用された。

区分的ガウス形状パルスが発生され、検出器の電流出力を模擬するために電流源（Ｇ１−Ｇ４）に送られた。 複数のパルスを得るために、電流源が組み合わせられた。 ４個のパルスが次の順序で注入された；２ｍＶ ２ｎＳ ＦＷＨＨ（半値全幅）、５００ｍＶ １５ｎＳ ＦＷＨＨ、２ｍＶ ２ｎＳ ＦＷＨＨ、２ｍＶ ２ｎＳ ＦＷＨＨ。 接地に対するＲ６とＲ４を横切って発生される出力電圧を測定した。 １メガの＋ＨＶ抵抗値（フィルタを模擬）により、Ｒ４に直流シフトが生じる。 シフトの大きさは、Ｒ６を横切って発生される電圧（コンデンサＣｌ及びＣ４の電圧の合計）の５０／５０５０に等しい。 信号の時間遅れはＴ１〜Ｔ６で示されている。

図２は、Ｒ５を１メガとした場合のシミュレーションの結果を示す。 発生された瞬時的オフセットは、検出器からの積分電流値に、存在する容量の逆数を掛けたものに等しい。 例えば、０．５Ｖの信号ピークを発生させるためには、１０ｍＡを５０Ω（回路の負荷抵抗値）に流す必要がある。 ガウス形状の１０ｍＡでＦＷＨＨが１５ｎＳのパルスの積分電流は１５９．９ｐＡ−秒である。 ５００ｐＦの容量（Ｃ４と直列のＣ１）を横切って発生される電圧は３１９．８ｍＶであり、これは計算値に近い。 この電圧はＲ６と、Ｒ４を横切って測定したインピーダンス（Ｒ４を含む）とによって分圧される。 負荷抵抗値は５０Ωであるため、単一の５００ｍＶでＦＷＨＨが１５ｎＳのパルスによってＲ４の両端間に発生する直流オフセットは、５０／５０５０に３１９．８ｍＶを掛けて求めた電圧、即ち、３． ｌ６ｍＶである。 このオフセットは、Ｒ×Ｃ（この場合、５０５０×５００ｐＦ）の時定数で放電する。 オフセットが５００μＶ（２ｍＶ信号の１／４）内に減衰するためには、４．６６μＳの無信号時間が生じなければならないであろう。 Ｒ６の両端間の平均電圧は、検出器の平均出力電流に５０５０掛けた値に等しくなる（但し、電流は、回路の時定数以上の頻度で生じるパルスから構成されているものとする）。 もしＲ５が０近くに減少された場合（＋ＨＶ供給源への直接接続）、もはやＣｌは回路中において支配的でなくなり、或る以前のピークについてのオフセットは小さくなる。 何故なら、＋ＨＶがフィルタを通されて供給された場合の時定数（ｌｎＦ／２×５０５０Ω）に比べて、時定数がｌｎＦ×５０５０Ωに増加するためである。 Ｒ６の平均電圧は、平均検出器電流×５ｋに等しいままとなる。

図３は、Ｒ５を０．０１とした場合のシミュレーションの結果を示す。 ＥＴＰのＡＦ８８２１２３検出器についてはベースラインシフトが存在する。 瞬時的シフトはピークに依存し、従って組成及び濃度によって変化する。 サンプルのスペクトル成分によっては、オフセットは、それらを正方向にシフトすることによって、トレーリングマスイベント（trailing mass event）をマスクしてしまう傾向がある。 前に述べたように、コンピュータモデルシミュレーションは、実際の検出器が発生する極性とは逆の極性の電流を使用した。

これらのベースラインシフトは、議論される方法の変種を含む多くの手段によって補正できる。 これらの方法の変形例、或いは異なる回路及び／又は部品の使用は、本発明の精神又は範囲から逸脱することなく行うことができる。 以下の説明はベースラインシフトの影響を補正するのに使用できる回路例とそれらの動作である。

実施例１：積分及び補償電流の注入
一実施形態では、図４の回路が、Ｃｌ、Ｃ４及びＲ６から成る検出器の交流結合ネットワーク内の蓄積電荷のために流れる電流と等しい電流を注入することによってベースライン補正を行う。 ＋ＨＶ供給ラインが安定した電源に接続されている場合（これは多くの場合好ましい）、Ｃｌはもはや時定数の要因でなくなる。 Ｒ６とＣ４の応答を模倣するために、図４のベースライン回復回路２０は、データシステムの入力インピーダンスである終端抵抗値Ｒ４と並列に結合されたローパスフィルタＲ８及びＣ５を採用している。 データシステムは、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器又は増幅器ステージへの入力であってもよい。 直流電流を阻止して、経時的な補償の暴走を防ぐためにＣ３が存在している。 Ｃ３の値はＣ５よりも遥かに大きくなるように選択される。 Ｒｌは直流基準を提供するもので、Ｒ８よりも遥かに大きな抵抗値を有している。 Ｃ５において測定される電圧が電圧制御電流源Ｇ５によって電流に変換され、その出力が、Ｒ４、Ｃ４及びＲ８の間のノードにおける電流の流れに付加される。 回路要素の好適な値が図４の回路図に示されている。

Ｃ５の両端間の電圧は、交流結合のためにＲ４の両端間に発生されるオフセットとほぼ同一であるため、Ｇ５は交流結合の影響を相殺する、即ち無くす電流を注入するように調節される。 図５は、図３で使用されたのと同じ刺激の結果を示す。

図３は、１．５ｍＶを越えるベースラインドリフトを示す。 しかし、ベースライン回復回路２０では、図５に示されるように、ベースラインドリフトがほぼゼロに低減されている。 Ｇ５の実際の実施は、（例えば）Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓから販売されているＯＰＡ６６０、ＯＰＡ８６０又はＯＰＡ６１５の様な相互コンダクタンス増幅器を利用して達成できる（全ての回路の電流源Ｇ１〜Ｇ５についても同様である）。 必要とされる電流源を作るためにトランジスタや演算増幅器を使用することもできる。 この実施形態は、検出器からの低レベル信号に広帯域雑音を付加してしまう欠点がある。 何故なら、電流源が負荷抵抗に直接繋がっているからである。 雑音は、増幅器の帯域幅（ＯＰＡ６６０、ＯＰＡ８６０又はＯＰＡ６１５の場合、４００ＭＨｚ越える場合もある）まで付加される。

実施例２：電流駆動積分器補償器
図４の積分及び注入補償回路に対する雑音性能の改善は、電流源の後に積分機能を移動することで達成できる。 これにより、回路の雑音帯域幅を積分コンデンサによって制限することができる。 この種の好ましい回路が図６に示されている。 この回路３０では、補償回路が負荷終端に接続されている。 相互コンダクタンス増幅器Ｕｌが、エミッタ（Ｅ）回路内に存在する抵抗値によって分圧されるピン３に存在する電圧に比例した電流をピン８に発生する。 Ｕｌのバイアス電流は、内部エミッタ抵抗値を調節するＲ５によって制御される。 Ｒ３に付加されるこの内部抵抗値は、交流信号についてエミッタ回路から見た抵抗値を表す。 この場合、総交流エミッタ抵抗値が５０Ωに調節される。 直流エミッタ抵抗値は遥かに高く、高い直流値による回路の電位ロックアップを無くす。 この直流エミッタ抵抗値はＲ２によって設定される。 Ｃ３の値は、ベースラインを補正する必要がある振幅及び最も広いパルスに対しての性能に影響を与えないように選択される。 この場合、関心のある最も広いパルスは２０ｎＳのＦＷＨＨであると考えた。 ＣＩＮＴとＲＦＥＥＤＢＡＣＫは、検出器の交流結合部とＲＬＯＡＤによって決まる時定数に適合するように選択される。 交流結合された検出器の影響を最適に相殺するためには、ＣＩＮＴとＲＦＥＥＤＢＡＣＫの時定数が検出器の交流結合部の時定数と一致させられる。 好ましい実施形態では、ＲＦＥＥＤＢＡＣＫ又はＣＩＮＴは、異なる検出器動作電圧に対してシステムを最適化することを可能するために調節可能な部品とされるであろう。 例えば、典型的な実施形態では、ＣＩＮＴが約６８０ｐＦに設定され、ＲＦＥＥＤＢＡＣＫが約５ｋに設定される。 このアプリケーションでは、ＢＹＰＡＳＳコンデンサがＣｌよりも遥かにに大きくされており、その動作電圧でのＣ２の値を決定性の値にしている。

Ｕ１のコレクタ電流は、（上記したように）入力電圧を５０Ωで割ったものに等しいため、ＣＩＮＴ内の電流は、Ｃ２を通って流れる電流と一致する。 従って、検出器からの或る入力パルスに対して、ＣＩＮＴの両端間に発生される電圧は、Ｃ２の両端間に発生される電圧に一致する。 このＣＩＮＴに発生された電圧は、ＲＦＥＥＤＢＡＣＫを介してＲＬＯＡＤ及び検出器に帰還される。 ＲｌはＲＦＥＥＤＢＡＣＫに等しく、またそれら関連するコンデンサの両端間に発生される電圧は等しいため、ＲＦＥＥＤＢＡＣＫとＲｌの電流は等しく、ＲＬＯＡＤには電流が流れない。 ＣＩＮＴとＣ２は、時定数が等しいため、それらの電圧は同じ速度で低下する。

この回路は、ＲＦＥＥＤＢＡＣＫとＣＩＮＴによって設定されるブレークポイント以下の低周波雑音をシステムに加える。 この実施形態では、加えられた雑音が約５０ｋＨｚ未満で存在するであろう。 この回路の変形例は、大きな（ＣＩＮＴの１００倍以上）のブロッキングコンデンサをＲＦＥＥＤＢＡＣＫと直列に入れ、Ｃ３を短絡させるものである。 この変形例によれば、より低い周波数での応答が可能になるが、Ｕ１の直流バイアス点のドリフトが大きくなる。

実施例３：低雑音増幅器ベースライン補正
前の回路は、既存のデータ収集システムに付加して、ＡＣ検出器結合によって引き起こされるベースラインシフトの影響を除去することができる。 しかし、何れの回路も、追加された能動部品のために総システム雑音が増加する。 幾つかのデータ収集電子回路は、信号レべルを更なる分析に適した値まで高めるために低雑音増幅器回路を備えている。 この種の前置増幅器の典型的な雑音レベルは、１．５ｎＶ／Ｈｚ＾． ５の範囲であると指定されている。 これらの雑音レベルを達成するためには、必要とされる５０Ωの入力インピーダンスを作りだすために帰還技術を採用した個別のトランジスタによる設計が一般に利用されている。 ５０Ωの終端抵抗は０．９ｎＶ／Ｈｚ＾． ５の雑音レベルを有するため、帰還が使用される。

典型的な低雑音増幅器４０（図７）は、大きなブロッキングコンデンサＣｌを介して接続された低雑音ＲＦトランジスタＱｌから構成される。 エミッタ回路内のＲ４及びコレクタベース回路内のＲ１によって帰還が構成されている。 図示の値により、ｌ００Ｈｚから４００ＭＨｚにわたり、約５０Ωの入力インピーダンスが得られる。

図８に示すように、この回路４０は、所望の周波数において利得と入力インピーダンスを増加させるためにＲ１と直列にコンデンサＣＦＢを追加することによって変更できる。 コンデンサＣＦＢを追加することにより、低周波利得を増加できると共に、低周波入力インピーダンスを高め、検出器の結合コンデンサの両端間に発生される電圧を補償することができる。 なお、増幅器によっては、ＣＦＢに似たブロッキングコンデンサを採用しているものもある。 しかし、目的は、交流結合検出器を用いた動作に対してＣＦＢの値を最適化することである。 前に利用したものと同じ検出器について、増幅器の雑音レベルを増加させることなくＦＷＨＨが２０ｎＳ未満のパスルのベースラインを回復するためには、ＣＦＢの値を０．０１７μＦに設定するのが最適であることが分かった。

実施例４：調節可能なベースライン補正を備えた典型的な低雑音増幅器
好ましい実施形態においては、ＣＦＢは電気的又は機械的な手段によって調節することができる。 調節は、４００ＭＨｚの周波数に適切なリレー、スイッチ、バラクタダイオード又はトリマコンデンサによって行うことができる。 そのような周波数で使用可能なリレーの例は、ＴｅｒａＶｉｃｔａによって製造されているＴＴ７１２−６８ＣＳＰである。 このリレーは、３．５ｍｍ×４．６ｍｍのパッケージで７ＧＨｚで動作可能なＭＥＭＳデバイスである。 一対のＴＴ７１２−６８ＣＳＰリレーを使用することにより、図９の回路５０に示す様に、補正値の１６通りの組み合わせが可能となる。 典型的な実施形態では、ＣＦＢの値の増加分が倍々に増え、２進法による容量選択となる。 例えば、ＣＦＢが０．０１２μＦでありステップの大きさを４％にすることが望まれる場合には、ＣＦＢ１は５００ｐＦ、ＣＦＢ２はｌ０００ｐＦ、ＣＦＢ３は２０００ｐＦ、ＣＦＢ４は４０００ｐＦとなるであろう。 利用可能な総容量の範囲は、０．０１２μＦから０．０１９５μＦとなるであろう。

実施例５：演算増幅器回路
ベースラインシフトの補正は、雑音レベルが主要な問題でない場合は、積分器又は低周波ブースト回路として構成された演算増幅器を用いても行うことができる。 一つの可能性のある解決策は、図１０に回路６０によって示されている様に、ＩｎｔｅｒｓｉｌのＨＦＡ１１３０のような電流帰還増幅器を利用することであろう。 この設計では、ＣｌとＲ４が検出器の交流結合ネットワークと類似した時定数を有している。 並列のＲｌとＲ６が回路の入力インピーダンスを５０Ωに設定する。

上記の実施例において示すと共に説明した本発明の好ましい実施形態に対して、添付の請求の範囲によって定義された発明の精神又は範囲から逸脱することなく種々の変形を行えることは当業者とって明白であろう。

典型的な交流結合ネットワークのコンピュータ化モデルを示す図。

Ｒ５を１メガとした場合のシミュレーションの結果を示すグラフ。

Ｒ５を０．０１とした場合のシミュレーションの結果を示すグラフ。

実施例１のベースライン回復回路を示す図。

図３で使用されたのと同じ刺激の結果を示すグラフ。

実施例２のベースライン回復回路を示す図。

実施例３の低雑音増幅回路を示す図。

実施例３の低雑音増幅回路の変形例を示す図。

実施例４の低雑音増幅回路を示す図。

実施例５の演算増幅回路を示す図。

符号の説明

１０ 検出器の交流結合部 ２０、３０ ベースライン回復回路 ４０、５０ 低雑音増幅回路 ６０ 演算増幅回路