适于飞行时间质谱分析(TOFMS)的离子检测器已经变得可以利用，其 允许数据收集系统处于与离子检测设备不同的电压。这使得在不要求离子检测 器的输出级接近地电压的情况下离子检测器电压在灵敏度和分辨率方面得到最 优化。这些检测器使用隔直流电容器将从检测器输出的电子电流耦合到数据收 集系统。这种检测器的示例是ETP AF882123。这种特殊的检测器使用1000pF 高压电容器将检测器的输出耦合到向数据收集系统供电的连接器。第二1000pF 电容器为该电流提供返回路径，并被连接在检测器输出偏置电源与地之间。该 电容的值可以随不同的检测器模型和制造商而不同。另外，电容值将随所施加 的检测器偏置电压而变化。
尽管这种方法提供高频耦合，但是不将较低频的元件转移到数据收集系 统，导致基线偏移，这依赖于输出量值和持续时间。该问题最近已被ETP(SGE Analytical Science控股有限公司的一个部门)在名为“ETP Electron Multiplies MagneTOFtm Detector Applications Notes Preliminary Version-13/9/06”的操作 说明书中证实。
典型的离子检测器输出电流脉冲，其形状是高斯型曲线。这些脉冲由它们 的峰值幅度和在峰值幅度的一半处的脉冲宽度来定义。在科学界，该脉冲宽度 通常被称为全宽半高(FWHH)。当在50欧姆测量时，来自离子检测器的典型 输出脉冲的变动范围是从400pS的FWHH到大于15nS，且其幅度的变化范围 是从微伏特到数百毫伏。从历史观点上说，检测器中最后的网络或电路板进入 地基准50欧姆系统而终止。该50欧姆系统允许使用传统的同轴电缆从检测器 到数据收集系统之间进行简单连接。
由于在检测设备上存在高电压，检测器的直流耦合是不可能的。一个示例 是用于离子或其它带电粒子的检测的电子乘法器或微通道板。交流耦合电路在 基线上引起一个平均偏移量，其等于检测器的平均输出电流乘检测器输出负载 电阻。另外，检测器脉冲引起依赖于脉冲的高度和宽度的瞬时偏移，由此会形 成依赖于峰值的基线。

本发明对所述的瞬时基线偏移进行补偿。本发明通过提供补偿检测器的交 流耦合效应的增益和阻抗特性来提供用于校正基线偏移的方法和电路。在一个 实施例中，电路通过注入与由于累积充电而在检测器交流耦合网络中流动的电 流相等的电流来实现基线校正。在另一个实施例中，电流源驱动与信号路径相 耦合的积分器以补偿或减小检测器交流耦合效应。在又一个实施例中，低噪音 放大器级使用补偿或减小了检测器交流耦合效应的反馈网。在本发明的又一个 实施例中，使用补偿或减小检测器交流耦合效应的运算放大器。
在这些实施例中的每一个中，提供用于飞行时间质谱计的基线修复，以校 正由离子检测器的交流耦合网络引入的误差。
本发明的这些以及其它特征、目的和优点将在参照附图阅读下面的描述之 后更为明了。

典型的交流耦合网络的计算机模型(在P-Spice中建模)例示了检测器交 流耦合电路的影响。该模型如图1所示。ETP检测器的交流耦合部分在块10 中。实际的检测器输出信号可能极性为负。在该模拟中使用正脉冲以简化讨论。
生成分段高斯脉冲，其向电流源(G1-G4)馈电以模拟检测器的电流输出。 为了获得多个脉冲，对这些电流源进行求和。按下述顺序注入四个脉冲；2mV 2nS FWHH(全宽半高)，500mV 15nS FWHH，2mV 2nS FWHH，2mV 2nS FWHH。测量从R6和R4到大地的输出电压。在+HV电阻为1MEG(模拟一 滤波器)时，在R4处出现直流偏移。偏移量等于R6两端的电压(电容器C1 和C4电压之和)的50/5050。信号时间延迟由T1-T6示出。
图2示出了R5＝1MEG时的模拟结果。产生的瞬时偏移量等于来自检测 器的积分电流乘当前电容的倒数。例如，为了产生一个0.5V的信号峰值，需要 10mA进入50欧姆(电路负载电阻)中。高斯型10mA 15nS FWHH脉冲的积 分电流是159.9皮安秒(pA·Seconds)。跨过500pF电容的电压(C1与C4串 联)是319.8mV，其与计算出来的值接近。该电压在R6和跨过R4的阻抗之间 (包括R4)被划分。由于负载电阻是50欧姆，由单个500mV 15nS FWHH脉 冲生成的跨过R4的直流偏压是50/5050乘319.8mV，即3.16mV。该偏移以总 R乘C(或者在此情况下是5050乘500pF)的时间常数进行放电。对于偏移衰 减到500μV(一个2mV信号的1/4)以内的情况，将出现4.66μS的信号空闲 时间。倘若该电流包括按比电路的时间常数更频繁的速率出现的脉冲，跨过R6 的平均电压将等于检测器平均输出电流乘5050。如果R5被减小到接近于0(直 接连接到+HV电源)，C1在电路中不再占优势，由于滤波后+HV的相对于1nF/2 乘5050欧姆的时间常数增大了的1nF乘5050欧姆的时间常数，对于给定在前 峰值，偏移会变小。R6的平均电压将仍与平均检测器电流乘5000相等。
图3示出了具有R5＝0.01的模拟结果。对于ETPAF882123检测器，将出 现基线偏移。该瞬时偏移将依赖于峰值，因此随成分和浓度而变化。依赖于样 品的频谱分量，偏移可能趋于通过将它们移位成为正的，来屏蔽背向块(trailing mass)事件。如之前指出的，计算机模型仿真使用与检测器将产生的实际电流 相比反转的电流。
这些基线偏移可以通过许多方法来校正，包括对所讨论的方法的变形。可 以在不脱离本发明的精神或范围的情况下对这些方法进行修改或使用不同电路 和/或元件。以下是电路的示例，以及它们的操作，其可以被用来校正基线偏移 效应。
例1：积分和注入补偿电流
在一个实施例中，通过注入与由于累积充电而在检测器的交流耦合网络的 C1、C4和R6中流动的电流相等的电流，图4的电路实现了基线校正。当+HV 电源连接到刚性电源(其在大部分的情况下是优选的)时，C1不再是时间常数 中的一个因子。为了模拟R6和C4的响应，图4的基线修复电路20使用了与 终端电阻R4(数据系统输入阻抗)并联耦合的低通滤波器R8和C5。该数据 系统可以是模拟/数字(A/D)转换器的输入或放大器级的输入。C3是用来闭锁 直流电流的，从而防止补偿随着时间的流逝而偏离。C3的值被选为远远大于 C5。R1提供直流基准值，并具有比R8的电阻大得多的电阻。通过电压控制电 流源G5将在C5上测得的电压转换成电流，然后将其输出加到在R4、C4以及 R8的节点处流动的电流上。电流元件的优选值如图4的电路图所示。
由于跨过C5的电压近似等于由于交流耦合而在R4两端产生的偏移量，对 G5进行调整以注入弥补或补偿交流耦合效应的电流。图5示出了在图3上使用 的同样的促进因素的结果。
图3示出了大于1.5mV的基线偏移。然而，在基线修复电路20的情况下， 如图5所示，基线偏移被减小到接近于零。G5的实际的实现方案可以通过使用 (例如)跨导放大器(如来自德州仪器(Texas Instruments)(对于所有电路中 的电流源G1-G5也是如此的)的OPA660、OPA860或OPA615)来实现。晶 体管或运算放大器也可以被用来生成所需的电流源。由于电流源直接为负载电 阻供电，该实现方案存在向来自检测器的低电平信号加入了宽波段噪音的缺点。 噪音被合计到放大器的带宽上，其对于OPA660、OPA860或OPA615可能会 超过400MHz。
例2：电流驱动积分补偿器
可以通过将积分功能移到电流源之后对图4的积分和注入补偿电路进行噪 音性能改进。这使得电路的噪音带宽受积分电容器的限制。这种类型的优选的 电路如图6所示。在该电路30中，补偿电路连接到负载端。跨导放大器U1在 脚8处产生一电流，其与脚3处的电压除以发射极(E)电路的电阻成比例。 U1的偏电流由R5控制，R5调整内部发射极电阻。该内部电阻加R3代表了针 对交流信号的发射极电路所看到的电阻。在这种情况下，将总交流发射极电阻 调整为50欧姆。由于高直流值，直流发射极电阻高得多，消除了电路的电势查 找。直流发射极电阻由R2设定。C3的值被选取为不影响必须经受基线校正的 最宽的脉冲和幅值的性能。在这种情况下，感兴趣的最宽脉冲被认为是20nS FWHH。CINT和RFEEDBACK被选择成匹配由检测器的交流耦合部分和 RLOAD所产生的时间常数。为了最优地补偿交流耦合检测器偏移，CINT和 RFEEDBACK的时间常数将与检测器的交流耦合部分的时间常数相匹配。在优 选实施方案中，RFEEDBACK或CINT都是可调元件，以允许系统对于不同 的检测器操作电压都能达到最优。例如，一个典型的安装是CINT被设置到大 约680pF，且RFEEDBACK被设置为大约5k。在该应用中，BYPASS电容器 远远大于C1，使得C2的值在其操作电压上是确定值。
由于U1的集电极电流与输入电压除以50欧姆相等(如上所述)，CINT 的电流与流过C2的电流相匹配。因此，对于来自检测器的给定输入脉冲，跨 过CINT所形成的电压与跨过C2所形成的电压相匹配。通过RFEEDBACK将 在CINT上形成的电压反馈给RLOAD和检测器。由于R1与RFEEDBACK 相等，且跨过与它们相关联的电容器的电压相等，RFEEDBACK与R1的电流 相等，导致没有电流流入RLOAD。由于时间常数相等，CINT和C2的电压以 相同的速率衰减。
该电路将较低频噪音加到由RFEEDBACK和CINT设定的断点以下的系 统。在本实施方案中，增加的噪音将出现在约50kHz以下。该电路的一个变形 是设置一个大的(大于100倍的CINT)、与RFEEDBACK和短的C3串联的 隔直流电容器。这种变形允许低频响应，但导致U1中的直流偏置点具有更高 的偏移。
例3：低噪音放大器基线校正
可以将前述电路加入现有的数据收集系统，以消除由交流检测器耦合引起 的基线偏移的影响。然而，由于增加的有源元件，两个电路都增加了总的系统 噪音。一些数据收集电子电路包括低噪音放大器电路，以将信号水平提升到足 以进行进一步分析的值。对于这种类型的前置放大器，将典型的噪音水平规定 为1.5nV/Hz^.5的范围上。为了达到这些噪音水平，通常使用分立式晶体管设 计，其采用了反馈技术以产生期望的50欧姆输入阻抗。由于50欧姆的终端电 阻具有0.9nV/Hz^.5的噪音水平，采用了反馈。
典型的低噪音放大器40(图7)由低噪音RF晶体管Q1组成，其通过大 的隔直流电容器C1来供电。反馈由发射极电路中的R4和集电极到基极电路中 的R1来产生。从100Hz到400MHz，所示的值导致约50欧姆的输入阻抗。
如图8所示，通过增加与R1串联的电容器CFB来增大期望频率时的增益 和输入阻抗，可以修改电路40。增加电容器CFB导致增大了低频增益，且提 升了低频输入阻抗，其补偿了跨过检测器耦合电容器的电压。值得注意的是， 一些放大器引入隔直流电容器，如CFB。然而，其目的在于使CFB具有最优 的取值以与交流耦合检测器一起操作。对于与之前使用的相同的检测器，发现 CFB的取值最优为0.017μF，以在不增大放大器噪音水平的情况下修复小于 20nS FWHH的脉冲的基线。
例4：具有可调基线校正的典型低噪音放大器
在优选的实施方案中，通过电子或机械方法，CFB是可调的。可以通过适 于400MHz频率的微调电容器、变容二极管、开关或继电器来执行调节。一个 可以在这些频率下使用的继电器的示例是由Tera Victa制造的TT712-68CSP。 该继电器是在3.5mm宽、4.6mm长的封装中具有7GHz的性能的MEMS器件。 使用一对TT712-68CSP继电器会得到如图9的电路50所示的补偿值的16种可 能的组合。一个典型的安装可以使CFB的值增大2倍，导致二进制的电容选择。 例如，如果CFB是0.012μF，且期望4％的步长，CFB1将是500μF，CFB2将 是1000μF，CFB3将是2000μF，且CFB4将是4000μF。可取的总电容范围将 是0.012μF到0.0195μF。
例5：运算放大器电路
如果噪音水平不是主要关心的，也可以使用被配置为积分器或低频升压电 路的运算放大器来进行基线偏移校正。一个可能的解决方式是使用电流反馈放 大器，如图10的电路60所示出的Intersil HFA1130。在该设计中，C1和R4 具有与检测器交流耦合网络相似的时间常数。并联的R1和R6将电路的输入阻 抗设定为50欧姆。
对于本领域技术人员来说，显然，在不脱离由本发明所附权利要求所限定 的精神或范围的情况下，可以对如以上示例所示和在此所描述的本发明的优选 实施例进行各种修改。
根据35U.S.C.§119(e)，本申请要求于2007年1月3日由Ted J.Casper提 交的、申请号为60/878,299、名称为“Base Line Restoration Circuit”的美国临时 专利申请的优先权，其全部公开的内容作为参考包含于此。