两用晶体管 |
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| 申请号 | CN201080044046.3 | 申请日 | 2010-07-16 | 公开(公告)号 | CN102549916A | 公开(公告)日 | 2012-07-04 |
| 申请人 | 剑桥硅无线电有限公司; | 发明人 | 塞夫尔·塞斯拉鲁; | ||||
| 摘要 | 一种用于放大射频 信号 的 电路 ，包括：用于连接至天线的终端；共用 放大器 ，以共用栅极结构配置在第一 节点 和所述终端之间；发射放大器，可操作为放大输入节点处存在的 射频信号 ，并将放大的信号提供给第一节点；以及接收放大器，可操作为放大所述第一节点处存在的射频信号，并将放大的信号提供给 输出节点 ；其中，电路可以以两种模式进行操作：在接收模式中，配置共用放大器和接收放大器，从而一起形成用于放大在终端处接收的射频信号的接收串叠结构；以及在发射模式中，配置共用放大器和发射放大器，从而一起形成用于放大在输入节点处施加的射频信号的发射串叠结构。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种用于放大射频信号的电路，包括： |
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| 说明书全文 | 两用晶体管技术领域背景技术[0002] 在射频(RF)通信设备中，通常期望使RF通信所要求的复杂性和部件数量最小。这通常降低了成本、功耗和被处理RF信号的物理传输和接收的RF前端所用的PCB面积。这些因素在诸如移动电话、PDA和膝上型电脑的便携式设备中尤其重要。 [0003] 尤其重要的是使得大多数RF通信设备在其周围的集成电路外部的部件数量最少，这是因为这些部件就它们的固有成本(与集成电路中的等效设备相比)和它们所用的PCB面积而言是昂贵的。此外，这些部件通常在集成电路(IC)内部执行的内置自测试(BIST)和校准程序的外部。 [0004] 典型地，RF通信设备将仅具有用于信号发射和信号接收的单个天线。在这些设备中，发射和接收电路必须能够共享天线，这通常通过在发射/接收电路和天线之间使用一个或多个开关来实现。然而，除了附加成本和通过使用外部开关所用的PCB面积之外，开关的附加寄生电容使得它们不适合用于特高频无线电通信(3至9GHz)。具体地，与外部开关相关的插入损耗降低了接收路径的总体敏感性并增加了发射路径的功耗。 [0005] 在图1中示出了用于将天线耦接至发射和接收电路的现有电路。这种电路通常被用作天线和无线电收发机之间的射频前端。可以通过控制晶体管101和102在发射和接收模式之间切换电路100。当电路处于发射模式时，晶体管102用于将接收路径与天线隔离，晶体管101用来放大用于在天线105处进行发射的射频发射信号104；当电路处于接收模式时，晶体管101用于隔离发射路径，晶体管102用于放大在天线105处接收的信号并提供射频接收信号103。图1所示的所有部件通常为包括无线电接收器的集成电路的外部分立部件。 [0006] 在图2中示出了用于将天线耦接至发射和接收电路的第二现有电路。接收电路201和发射电路202一起包括无线电收发器，并且通常在单个集成电路处被支持。不平衡变压器(balun)或滤波器203用于将来自发射电路202的平衡发射信号转换为用于天线204的单端输出，以及将在天线204处接收的单端信号转换为用于接收电路201的平衡输入。此外，一个或多个开关用于在电路200中的发射和接收模式之间进行切换。当接收电路201有效时，发射电路202与信号路径隔离，而当发射电路202有效时，接收电路201与信号路径隔离。 [0007] 由于信号路径中使用了附加部件(诸如开关和滤波器)，所以难以将电路中存在的寄生电容减小至适合用于3GHz以上(具体地，在6GHz和9GHz之间)的特高频无线电信号的水平。此外，寄生电容使得难以在宽带频率范围上实现可接受的输入和输出阻抗匹配。因此，图1和图2所示电路不适合用于超宽带(UWB)无线电收发器。 [0008] 成为现代通信IC标准的深亚微米电路(即，小于大约90nm的处理)存在另外的问题。传统电路(诸如图1所示电路)由于发射时共用端口(天线105)处的大的电压波动而遭遇到可靠性问题。大的电压波动在诸如晶体管102的接收路径中直接影响小信号设备。 [0009] 因此，需要适合于使用用于将射频发射和接收电路耦接至天线的深亚微米处理进行制造的改进的电路设计。特别地，需要用于将射频发射和接收电路耦接至天线的电路，其可以在特高射频处使用且具有宽带无线电收发器。 发明内容[0010] 根据本发明的第一方面，提供了一种用于放大射频信号的电路，包括：用于连接至天线的终端；共用放大器，以共用栅极结构配置在第一节点和所述终端之间；发射放大器，可操作为放大输入节点处存在的射频信号，并将放大的信号提供给所述第一节点；以及接收放大器，可操作为放大所述第一节点处存在的射频信号，并将放大的信号提供给输出节点；其中，电路可以以两种模式进行操作：在接收模式中，配置共用放大器和接收放大器，从而一起形成用于放大在终端处接收的射频信号的接收串叠结构；以及在发射模式中，配置共用和发射放大器，从而一起形成用于放大在输入节点处施加的射频信号的发射串叠结构。 [0011] 在接收模式中，发射放大器优选断开。在发射模式中，接收放大器优选断开。 [0012] 优选地，电路还包括电压偏置装置，耦接至所述终端并可操作为调节终端处的DC电压，所述电压偏置装置被配置为：在接收模式中，设置终端处的DC电压，使得共用放大器被配置为放大在天线处接收的信号；在发射模式中，设置终端处的DC电压，使得共用放大器被配置为放大从发射放大器接收的信号。终端处的DC电压可以被设置为共用放大器的电源电压。 [0013] 优选地，电压偏置装置包括扼流圈。适当地，扼流圈耦接在电压源和所述终端之间。优选地，扼流圈为印刷波导。 [0014] 在接收模式中，接收串叠结构的增益优选根据施加给共用放大器的栅极的共用栅极电压来设置。优选地，选择共用栅极电压以使电路的输入阻抗与天线的阻抗相匹配。 [0015] 优选地，在发射模式中，共用栅极电压被施加给共用放大器的栅极，足以使共用放大器保持其最大增益或接近其最大增益。共用栅极电压可以为共用放大器的电源电压。 [0016] 适当地，改变施加给共用放大器的栅极的共用栅极电压，以根据预定的幅度调制方案来调制发射信号的幅度。可以根据天线处的负载条件和/或来自天线的估计发射功率来改变共用栅极电压。 [0017] 适当地，接收放大器耦接至可调谐的谐振电路，使得在接收模式中，接收串叠结构优先放大所述谐振电路的谐振频率的预定频率内的射频信号。 [0018] 优选地，电路还包括开关，连接在输入节点和电路的电源电压之间，所述开关被配置为：在接收模式中，将输入节点处的电压钳制为电路的电源电压，以使发射放大器保持为其断开状态；在发射模式中，使输入节点处的电压与电路的电源电压隔离。 [0019] 共用放大器、接收放大器和发射放大器可以均为n型场效应晶体管或均为p型场效应晶体管，由此选择电路的电源电压。 [0022] 现在将参照附图通过实例来描述本发明，其中： [0023] 图1示出了用于将天线耦接至发射和接收电路的第一现有电路。 [0024] 图2示出了用于将天线耦接至发射和接收电路的第二现有电路。 [0025] 图3是根据本发明配置的电路的示意图。 具体实施方式[0026] 以下描述意在能够使本领域的技术人员制造和使用本发明，并且以特定的应用环境来提供。所公开实施方式的各种变形对于本领域的技术人员来说是显而易见的。 [0027] 这里定义的一般原理可以应用于其他实施方式和应用而不背离本发明的精神和范围。因此，本发明并不限于所示实施方式，而是与这里所公开的原理和特征的最宽的范围一致。 [0028] 本发明提供了用于无线通信设备的改进的射频(RF)前端，其不需要外部开关来将发射和接收路径耦接至天线。具体地，对于执行分时复用(TDM)的无线通信设备来说不需要外部开关。本发明还提供了具有低电流消耗、低寄生电容且就所要求的无源部件的数量而言有效的RF前端。这些优点使得电路被用于超宽带(UWB)通信系统中且以超过3GHz的射频使用。本发明尤其适用于5GHz ISM频带，诸如用于802.11a收发器。 [0029] 在图3中示出了根据本发明配置的电路的示意图。电路300被配置为将天线305耦接至接收电路314和发射电路315。共用放大器301在接收和发射模式下都是有效的：在接收模式中，放大器301和302一起形成用于接收路径的低噪放大器，而在发射模式中，放大器301和303形成用于发射路径的功率放大器。共用放大器301具有共用栅极配置，因为这提供了使共用放大器的源极和漏极可互换的所需的对称性(如下所述，标记“源极”和“漏极”的配置依赖于电路处于接收模式还是发射模式)。此外，共用栅极放大器配置在接收模式中提供了提高的阻抗匹配以及潜在的低噪放大。放大器302和303可以为任何适当的放大器，但是在图3中放大器为场效应晶体管(FET)。共用放大器301为FET器件，优选为MOSFET。 [0030] 通过控制放大器301的栅极电压307和放大器301的天线侧的偏置电压，共用放大器可以在操作作为低噪放大器(接收模式)和功率放大器(发射模式)之间进行切换。在图3中，扼流圈304用来在共用放大器301的天线侧提供DC偏置，但是可以在损失性能的情况下使用其他部件实现DC偏置。有利地，扼流圈304在电路300操作的射频处具有高阻抗，但是可以将DC偏置电压313传送至在天线305和共用放大器301之间延伸的信号路径。在更高的频率(尤其在3GHz以上)处，扼流圈优选被制造为波导结构，诸如四分之一波长传输线。这样传输线具有另外的优点在于它们可以使用印刷工艺来制造。这使得它们容易地结合到支持本发明电路的印刷电路板中。 [0031] 端口313处的电压优选在包括电路300的同一集成电路内生成。电压313优选通过能够在接收模式下传送低压(接近Vss)以及在发射模式下传送高压(接近Vdd)的功率缓冲器来生成。电路300被制造为具有这种功率缓冲器，其具有小于2Ω的低的输出阻抗。缓冲器被配置为向输入313传送适合于收发模式的低或高电压。该功率缓冲器或其他功率缓冲器可以在节点306、307和312处提供适当的电压。 [0032] 现在将参照图3描述接收和发射模式。 [0033] 在接收模式中，扼流圈304被配置为将共用放大器输入318下拉至或接近低电源电压Vss，而共用放大器的栅极电压307被设置为上电源电压和下电源电压中间的偏置值。设置偏置值以获得期望的跨导Gm。为了实现共用放大器301的配置，接收放大器302的栅极电压306被设置为或接近上电源电压Vdd(通常，栅极电压为上电源电压的90％、95％、 98％或100％)。以这种方式，共用放大器301和接收放大器302一起形成了接收串叠结构，其增益和输入阻抗可以通过施加至共用放大器的栅极307的偏置电压来调节。如果栅极电压307被设置为最佳的偏置值，则就接收灵敏度而言是具有优势的，其中，所述最佳的偏置值平衡由放大器301和302形成的噪声放大器(LNA)提供的增益与在LAN输出(接收电路 314的输入)处的噪声电平。 [0034] 可调谐负载308设置在接收路径中，以允许接收电路314将电路调谐到所需的射频带。然而，可调谐负载没必要如图3所示进行配置，而是可以集成到接收电路314中。典型地，可调谐负载308包括电感器310和可变电容器309，它们具有适合于要求电路操作的射频频谱区域的值。在接收电路314被配置为接收差分输入的情况下，可调谐负载308优选被实施为不平衡变压器，以在单端接收路径和差分接收电路314之间提供适当的接口。 [0035] 发射放大器303被切断以使发射路径与接收路径隔离。这可以通过在放大器303的栅极处施加低电压在发射电路处实现，但是接收和发射路径的隔离可以通过可选地使用开关311以将发射路径钳制到地来改善。这是很重要的，因为经常使用相同的局部振荡器来驱动接收和发射电路，因此，局部振荡器从发射路径到接收路径的泄漏可以严重影响接收电路的性能。因此，在栅极312处施加适当的偏置电压以使Vss和发射路径之间的开关311闭合。 [0036] 在发射模式中，扼流圈304被配置为将共用放大器输出318上拉至或接近上电源电压Vdd，且栅极电压307也被设置为或接近上电源电压Vdd以使得共用放大器成为功率放大器结构(这里的“接近”再次应该被理解为上电源电压的90％、95％、98％或100％)。然而，以下应该注意，栅极307在发射模式中可以被用作AM端口，因此栅极电压可以并不总是接近上电源电压。接收路径通过将接收放大器302的栅极电压306设置为接地来与发射路径隔离，栅极电压306可以通过以与发射路径中的开关311类似方式配置的开关来钳制到地。以这种方式，共用放大器301和发射放大器303一起形成发射串叠结构(功率放大器)，其将其输入319作为来自发射电路315的射频发射信号。开关311(如果存在的话)在发射模式中当然是断开的，以使输入319与下电源电压317隔离。 [0037] 与接收模式相比，在发射模式中，共用栅极放大器301的源极和漏极颠倒，并且共用放大器输入318变为共用放大器输出318。优选地，选择共用放大器301的尺寸以提供(a)在发射模式中通过包括放大器301和303的功率放大器提供的增益与(b)在接收模式中包括放大器301和302的低噪放大器的噪声电平之间的平衡。此外，应该选择放大器301、302和303的尺寸以在发射和接收模式中在天线和电路300之间提供可接受的阻抗匹配。 [0038] 共用放大器301的尺寸主要通过发射模式中所需要的最大输出功率来确定。因此，共用放大器的尺寸通常被制造为在最大栅极偏置处提供所需要的最大发射功率。 [0039] 在接收模式中，选择晶体管301的栅极偏置以匹配天线阻抗。例如，如果天线阻抗为50Ω，则共用放大器的跨导Gm被设置为20mS(因为接收电路的输入阻抗为1/Gm)。然后，放大器302的尺寸被制造为使调谐负载308上的寄生影响最小，尽管放大器302通常具有与放大器301可比的尺寸。 [0040] 放大器303的尺寸被制造为使共用放大器301的驱动与来自发射电路315的功耗平衡。换句话说，由于放大器303在发射路径上提供缓冲，所以放大器的尺寸被制造为优化共用放大器301的驱动而同时维持来自发射电路315的低功耗(即，发射电路可以充裕地提供的功率水平)。 [0041] 可以通过控制输出318处的偏置电压和栅极电压307来调节发射模式中功率放大器的增益：通过从上电源电压降低这些电压(它们不需要相同)，可以降低功率放大器的增益。因此，端口313或307的偏置电压可用于调制发射模式中的输出信号的幅度。因此，发射器可以为AM调制器的一部分或者更加复杂的发射器，诸如具有极性结构的发射器。极性结构可以为全模拟设备(full analogue implementation)，诸如包络消除与恢复(EER)或诸如TI DRP-E(用于EDGE通信的数字无线电处理器)的混合模式。 [0042] 优选的是，只有栅极偏置307被用于调制输出信号的幅度。这已经表明是更有效的且提供了更好的发射性能。在信号发射中使用幅度调制在深亚微米IC中尤其具有优势，并且在使用40nm处理制造的电路中具有已经证实的优良的性能。幅度调制方案(amplitude modulation scheme)(通常使用预定算法以响应，举两个例子，信号改变和天线条件)可以通过在发射器前端的调制端口处使用调制电路来提高发射器性能。在图3所示的电路中，调制端口为栅极307。 [0043] 在发射电路315被配置为向电路300提供差分输出的情况下，功率放大器输入319优选作为不平衡变压器，其在单端发射路径和差分发射电路315之间提供适当的接口。 [0044] 电路300可以通过改变点313、307、306和(可选地)312处的偏置电压来在接收和发射模式之间进行切换。因此，电路可以容易地被配置为根据分时通信标准来进行操作。对本领域的技术人员显而易见的是，电路可以容易地扩展以容纳来自多于一个的发射信道的输入和/或向多于一个的接收信道提供输出。类似地，电路可以扩展为使天线与多个接收和发射电路耦接。例如，电路可以将蓝牙和IEEE 802.11电路耦接至共用天线。 [0045] 更优选的是，电路300可以被制造为还包括接收和发射电路的集成电路(IC)。因此，本发明允许所有RF和支持特定协议的通信所需的信号处理电路设置在单个芯片中。确实，芯片可以支持多个通信协议。例如，单个芯片可以结合蓝牙和IEEE 802.11功能，并在芯片的输出(引脚)处提供用于天线的射频输出。扼流圈304可以在包括电路300的剩余部分的IC的外部，但是优选地扼流圈也被制造为IC的集成部分或在芯片封装内。 [0046] 应该参照被设置为分别从天线接收射频信号和向天线提供射频信号的任何部件来理解接收电路314和发射电路315。天线305、接收电路314和发射电路315不形成电路300的一部分，为了清楚而被包括。天线305可以表示多个天线，每一个都可以具有一个或多个元件，并且在输入/输出318和天线305之间可以存在附加的电路。还应该注意的是，接收和发射电路可以包括用于向/从执行信号处理的中间频率偏移射频信号的电路。 [0047] 因此，本发明将低噪声接收放大器和功率放大器结合至单个优化设备附近的射频电路(共用放大器301)。该电路相比于使用一个或多个开关来切换发送和接收信号路径之间的天线的传统的射频前端电路提供了多个优点： [0048] 1、在沿着信号路径的临界点处的较低的寄生电容允许本发明的电路以高射频使用； [0049] 2、在发射和接收模式中等效性能的较低的电流消耗； [0050] 3、部件的有效使用以及芯片或电路板面积的有效使用； [0051] 4、不需要另外的射频开关来在发射和接收路径之间进行切换。 [0052] 使用扼流圈304提供共用放大器301的输入/输出318处的DC偏置提供了在发射模式中具有高功效(high power efficiency)的电路。在电路中在318处使用电阻性负载浪费发射功率。此外，在接收模式中，使用电感性负载也是很重要的，因为电阻性负载在电路的输入处将生成热噪声，从而劣化了无线电接收器的噪声性能。因此，在接收和发射模式中使用电感性负载是重要的。由于电感性负载可以使用印刷波导结构来制造，所以该电路很好地适合于低电压、深亚微米IC中的制造。 [0053] 对本领域的技术人员将显而易见的是，可以使用n型(如图3所示)或p型晶体管来构造根据本发明的电路，适当地改变偏置电压和电源电压(即，如果使用p型晶体管，则上述上电源电压变为下电源电压等)。 [0054] 根据本发明配置的电路利用在发射模式中具有8dBm的功率输出(即，来自功率放大器)的电路在达到9GHz的频率处具有经过证实的优良的性能。此外，这些电路可以用作用于具有大约3GHz带宽的超宽带通信标准的射频前端。 [0055] 图3中示出的电路使用90处理进行制造，并表现出在发射和接收模式中都具有优良的性能。在6.336GHz至8.976GHz的频率范围上，电路表现出18dB的增益，噪声水平为2dB。电路从1.3V电源中仅消耗6mA。就发射特性而言，当(从+10dBm的最大值中)传送+7dBm输出功率时，电路表现出+10dBm的输出功率(在7dB压缩处)并且从1.3V电源中仅消耗10mA。 [0056] 在90nm处，对于共用放大器301，所使用的晶体管宽度为160μm、对于放大器302，为120μm，对于放大器303，为80μm(都具有0.1μm的长度)。放大器302比放大器301具有稍小的尺寸以降低储能电路308所经受的漏极寄生电容。储能电路本身包括具有k＝0.8的不平衡变压器310和电容器309，其被实现为具有20fF步长的电容DAC。相同的电路还被缩小至40nm处理尺寸，表现了根据本发明配置的电路被制造成为非常低功率的电路的能力。 [0057] 现在将描述本发明实施方式的特别具有优势的实施方式，其中，共用放大器301被制造为双氧化物(DO)MOSFET，而放大器302和303被制造为传统的单氧化物(SO)MOSFET。这能够使得放大器301使用比放大器302和303更高的电源电压。例如，在40nm的电路中，共用放大器301的电源被直接附接至1.8V的电源，提供12dBm的输出功率。传统的单氧化物(SO)设备不能实现该功率水平。由于射频驱动器(303)和级联(cascade)(302)放大器为传统的SO设备，所以对于高频的模拟处理电路保持良好的效率。这是使以标准电源电压(典型地，40nm设备的1.2V)进行操作的电路与更高电源电压域(典型地，40nm设备的1.8V)进行结合的极好的方式。通常，这容易进行配置，因为设备(尤其是移动设备)中的“外围”电源电压通常处于比各个IC操作的电压更高的电压。双氧化物设备对于在天线端口处的电击(或ESD事件)更加耐用。 |
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