功率放大器 |
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| 申请号 | CN201510422661.8 | 申请日 | 2015-07-17 | 公开(公告)号 | CN105281684A | 公开(公告)日 | 2016-01-27 |
| 申请人 | 雅马哈株式会社; | 发明人 | 大谷洋平; 野吕正夫; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及功率 放大器 。一种 功率放大器 包括D类放大部和负载 电流 反馈 电路 。该D类放大部包括输入部和 开关 部，所述开关部用作输出级并且依赖于输入到所述输入部的 信号 而被开关；以及经由开关部从电源向负载输出电流。该负载电流反馈电路向D类放大部的输入部 负反馈 在负载中流动的电流。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种功率放大器，包括： |
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| 说明书全文 | 功率放大器[0001] 相关申请的交叉引用 技术领域背景技术[0004] 近年来，作为音频功率放大器，诸如D类放大器的利用半导体器件的功率放大器已经是普遍的。例如，在D类放大器中，其输出级晶体管由已经基于输入音频信号AIN而被脉冲宽度调制的PWM脉冲序列打开/关闭，并且来自电源的电流经由这个输出级晶体管而被供应到扬声器。因为这个D类放大器的输出阻抗是非常低的并且因此输出级晶体管的损耗是非常小的，所以放大器能够有效率地向扬声器供应电力。更加具体地，在扬声器的内部阻抗是大致8到16Ω时，D类放大器的输出阻抗几乎为0Ω。进而，通常在D类放大器中，施加到扬声器的电压被负反馈到输入部，并且D类放大器的增益依赖于在输入音频信号和其负反馈信号之间的差异而受到控制。因此，D类放大器能够执行其中与输入音频信号相对应的电压被供应到扬声器的恒定电压驱动。例如，WO2003/090343可用作涉及D类放大器的现有技术文献。 [0005] 即使在今天，其中如上述那些的、利用半导体器件的这种功率放大器已经是普遍的，很多真空管放大器仍然被用作用于放大电吉他的输出信号的吉他放大器。这是因为，与利用半导体器件的功率放大器相比，这种真空管放大器能够从扬声器以大音量发射带有演奏者喜欢的质量的声音。作为其原因，以下几点被加以考虑。 [0006] 图10是图示全音域扬声器的阻抗的频率特性的曲线图。这个扬声器通常具有处于大致80到100Hz的频率的共振频率(f0)，并且在这个共振频率(f0)下，扬声器的阻抗变高。此外，因为靠近共振频率(f0)的频率带对应于从电吉他的第五和第六根弦生成的音高，所以该频率带是影响电吉他的声音质量的重要频率带。 [0007] 在诸如D类放大器的输出电压被负反馈的功率放大器的情形中，即，在用于在恒定电压下驱动扬声器的功率放大器的情形中，在与输入音频信号相对应的电压下驱动扬声器，而不受到扬声器的阻抗的频率特性影响。因此，如在图11A中所示，因为即使在其中扬声器的阻抗为高的共振频率(f0)附近的频率带中，仍然在恒定电压下驱动扬声器，所以扬声器的振动幅度是恒定的并且将从扬声器发射的声音的幅度也维持恒定。 [0008] 另一方面，在真空管放大器的情形中，五极管通常被用作用于输出的放大器件，并且这个五极管具有高输出阻抗的特性。此外，在使用带有高输出阻抗的五极管的真空管放大器中，与扬声器阻抗的波动无关地，扬声器由与供应到真空管的栅极的输入信号相对应的恒定电流驱动。因此，在靠近扬声器的阻抗变高的共振频率(f0)的频率带中，如在图11B中所示，用于驱动扬声器的真空管放大器的电压增加，由此扬声器的振幅增加并且将从扬声器发射的声音的振幅也增加。结果，从电吉他的第五和第六根弦生成的声音具有有力的并且有特性的声音质量并且总是受到演奏者喜爱。例如，在扬声器由带有100W的最大输出的真空管放大器驱动的情形中，在靠近共振频率(f0)的频率带中，接近90V的峰值电压被施加到扬声器，由此能够以大的音量发射有力的声音。 [0009] 例如，为了在靠近共振频率(f0)的频率带中通过D类放大器驱动扬声器并且将足够的负载电流供应到扬声器，有必要使用在它的输出级处具有高电源电压的高输出D类放大器。然而，在扬声器由这种高输出D类放大器驱动的情形中，即使在扬声器的阻抗为低的频率带中仍然执行恒定电压驱动，由此过度的电流在扬声器中流动并且扬声器可能受损。 [0010] 如上所述，作为吉他放大器，这种真空管放大器具有优良的优点。然而，真空管放大器具有大的尺寸和沉的重量，由此在操纵时是不方便的。此外，在真空管放大器中具有高输出阻抗的五极管被用作输出级，所以输出级的损耗是大的，并且存在不能有效率地驱动负载(扬声器)的问题。 发明内容[0011] 已经考虑到上述情况地实现了本发明，并且本发明的一个目的在于提供一种能够在利用其中其输出级中的损耗为小的D类放大器的优点时遍及整个频率带地向负载(所要驱动的扬声器)供应足够的负载电流的功率放大器。 [0012] 本发明提供一种功率放大器：包括： [0014] 负载电流反馈电路，该负载电流反馈电路向D类放大部的输入部负反馈在负载中流动的电流。 [0015] 利用本发明，因为使用了D类放大部，所以功率放大器的输出级的损耗能够降低。此外，因为在负载中流动的电流被负反馈到D类放大部的输入部，所以能够与用于驱动负载的电流的频率无关地向负载供应恒定的驱动电流。 [0017] 图1是示出根据本发明第一实施例的功率放大器的配置的电路图。 [0018] 图2是示出根据本发明第二实施例的功率放大器的配置的电路图。 [0019] 图3是示出根据本发明第三实施例的功率放大器的配置的电路图。 [0020] 图4是示出根据本发明第四实施例的功率放大器的配置的电路图。 [0021] 图5是示出根据本发明第五实施的功率放大器的配置的电路图例。 [0022] 图6是示出根据本发明第六实施例的功率放大器的配置的电路图。 [0023] 图7是示出根据本发明第七实施例的功率放大器的配置的电路图。 [0024] 图8是图示根据第七实施例的D类放大部的输出阻抗的频率特性的曲线图。 [0025] 图9是示出根据本发明第八实施例的功率放大器的配置的电路图。 [0026] 图10是图示全音域扬声器的阻抗的频率特性的曲线图，并且 [0027] 图11A和11B是图示D类放大器和真空管放大器的输出电压的频率特性的曲线图。 具体实施方式[0028] 将在下面参考附图描述根据本发明的实施例。 [0029] <第一实施例> [0030] 图1是示出根据本发明第一实施例的功率放大器1的配置的电路图。在图1中，还示出了用作功率放大器1的负载的扬声器SP以便理解功率放大器1的配置。 [0032] 运算放大器110是为D类放大部100的输入信号用作输入部的电路。音频信号AIN经由输入端子111输入到运算放大器110的非反相输入端子。根据这个实施例的功率放大器1例如用作电吉他放大器。在此情形中，电吉他的输出信号作为音频信号AIN输入到运算放大器110的非反相输入端子。 [0033] 输出级120具有用作开关器件并且在正电源+B和输出级120的输出端子123之间插入的晶体管121、和用作开关器件并且在负电源-B和输出级120的输出端子123之间插入的晶体管122。例如，晶体管121和122每一个是MOS FET(金属氧化物半导体场效应晶体管)。在输出级120中，依赖于运算放大器110的输出信号，晶体管121打开并且晶体管122关闭，由此正电源+B连接到输出端子123，或者晶体管121关闭并且晶体管122打开，由此负电源-B连接到输出端子123。因此，输出级120的输出信号的波形成为矩形波。 [0034] 滤波器130是用于从输出级120的输出信号消除高于音频频率带的那些的高频成分并且用于向扬声器SP供应音频频率带的其余频率成分的低通滤波器。滤波器130具有电感器131和电容器132。电感器131被插入在输出级120的输出端子123和扬声器SP的一个端子之间。此外，电容器132的一个端子连接到在电感器131和扬声器SP之间的节点133，并且其另一个端子经由滤波器电流反馈电路300的电流检测电阻器310接地。换言之，电容器132与用作负载的扬声器SP并联连接。将在以后描述滤波器电流反馈电路300。 [0035] 反馈电阻器140被插入在运算放大器110的反相输入端子和在电感器131和扬声器SP之间的节点133之间。反馈电阻器140构成用于通过向用作D类放大部100的输入部的运算放大器110反馈用于扬声器SP的输出电压而使得D类放大部100执行自激振荡的自激振荡反馈环。在以预定自激振荡频率振荡时，D类放大部100输出已经基于来自输出级120的输入音频信号AIN而被脉冲宽度调制的PWM脉冲序列。滤波器130具有从PWM脉冲序列消除高于自激振荡频率的高频成分并且向扬声器SP供应剩余的频率成分的作用。以上是D类放大部100的配置。 [0036] 在根据这个实施例的功率放大器1中，负载电流反馈电路200和滤波器电流反馈电路300连接到D类放大部100。 [0037] 负载电流反馈电路200是用于向用作输入部的运算放大器110负反馈在用作D类放大部100的负载的扬声器SP中流动的负载电流的电路。负载电流反馈电路200具有电流检测电阻器210、放大部220、和连接部230。 [0038] 电流检测电阻器210连接在地线和扬声器SP在节点133的相对侧上的端子之间。放大部220由运算放大器221与电阻器222和223构成。运算放大器221的反相输入端子经由电阻器222接地并且经由电阻器223连接到运算放大器221的输出端子。此外，跨电流检测电阻器210的两个端子的电压被施加到运算放大器221的非反相输入端子。因此，在电阻器222的电阻值是Ra并且电阻器223的电阻值是Rb的情形中，跨电流检测电阻器 210的两个端子的电压被以增益(Ra+Rb)/Ra放大并且然后被输出。因为在该实施例中跨电流检测电阻器210的两个端子的电压被放大部220放大成足够高的电压，所以能够使得电流检测电阻器210的电阻值是小的。连接部230由在放大部220的输出端子和运算放大器 110的反相输入端子之间串联地插入的电阻器231和电容器232构成。连接部230具有调节经由负载电流反馈电路200执行的负反馈的反馈量的频率特性的作用。 [0039] 滤波器电流反馈电路300是用于向用作D类放大部100的输入部的运算放大器110负反馈在滤波器130的电容器132中流动的电流的电路，并且由上述电流检测电阻器 310和连接部320构成。连接部320在这里由在运算放大器110的反相输入端子和在电流检测电阻器310和电容器132之间的连接节点之间串联地插入的电阻器321和电容器322构成。连接部320具有调节经由滤波器电流反馈电路300执行的负反馈的反馈量的频率特性的作用。 [0040] 以上是根据这个实施例的功率放大器1的配置。 [0041] 接着，将描述这个实施例的操作。在D类放大部100中，经由滤波器130和反馈电阻器140将相位旋转应用于输出级120的输出信号，并且将该输出信号反馈到用作输入部的运算放大器110。因此，D类放大部100执行自激振荡。D类放大部100被如此设计，使得它的自激振荡频率足够地高于输入音频信号AIN的频率带。 [0042] 输出级120的输出信号的波形是矩形波，并且由滤波器130中的电容器132执行这个矩形波的一阶积分，由此在节点133处的信号的波形成为三角形波。在运算放大器110中，经由反馈电阻器140反馈的、在节点133处的三角形波与输入音频信号AIN相比较。结果，从运算放大器110输出已经基于输入音频信号AIN脉冲宽度调制的PWM脉冲序列，并且然后经由输出级120向滤波器130输出PWM脉冲序列。PWM脉冲序列通过滤波器130，由此其高频成分被消除，并且PWM脉冲序列然后被供应到扬声器SP。 [0043] 更加具体地，在输入音频信号AIN的电压值为0V的情形中，从输出级120输出具有50％的负荷比的PWM脉冲序列，并且要施加到扬声器SP的电压变成0V。此外，当输入音频信号AIN的电压值在正向方向上从0V改变时，要从输出级120输出的PWM脉冲序列的负荷比从50％改变为最大，100％，由此要施加到扬声器SP的电压从0V改变为最大，+B。另一方面，当输入音频信号AIN的电压值在负向方向上从0V改变时，要从输出级120输出的PWM脉冲序列的负荷比从50％改变为最小，0％，由此要施加到扬声器SP的电压从0V改变为最小，-B。以此方式，具有类似于输入音频信号AIN的波形的信号被施加到扬声器SP。 [0044] 在由上述D类放大部100执行放大操作时，负载电流反馈电路200向用作D类放大部100的输入部的运算放大器110负反馈在扬声器SP中流动的负载电流，并且滤波器电流反馈电路300向运算放大器110负反馈在滤波器130中流动的电流。结果，获得了以下优点。 [0045] 如在图10中所示，扬声器SP的阻抗依赖于扬声器SP的驱动频率改变。当扬声器SP的阻抗由于扬声器SP的驱动频率的改变而增加并且在扬声器SP中流动的负载电流降低时，要经由负载电流反馈电路200向D类放大部100的输入部馈送的反馈信号降低并且D类放大部100的输出信号增加。结果，要从D类放大部100施加到扬声器SP的有效电压增加，由此在扬声器SP中流动的负载电流增加。另一方面，当扬声器SP的阻抗由于扬声器SP的驱动频率的改变而降低并且在扬声器SP中流动的负载电流增加时，要经由负载电流反馈电路200向D类放大部100的输入部馈送的反馈信号增加并且D类放大部100的输出信号降低。结果，要从D类放大部100施加到扬声器SP的有效电压降低，由此在扬声器SP中流动的负载电流降低。由于这个反馈控制，与扬声器SP的驱动频率无关地，在扬声器SP中流动的负载电流变得恒定。 [0046] 如上所述，在该实施例中，通过向D类放大部100的输入部负反馈在扬声器SP中流动的负载电流，能够有效地增加D类放大部100的输出阻抗并且能够使得要从D类放大部100通过扬声器SP的负载电流恒定。因此，在靠近其中扬声器SP的阻抗增加的频率f0＝80到100Hz的频率带中，足够的负载电流能够通过扬声器SP并且能够实现在大音量下的声音发射。另外，因为在该实施例中与扬声器SP的驱动频率无关地执行用于保持要通过扬声器SP的负载电流恒定的控制，所以在除了靠近频率f0＝80到100Hz的频率带之外的频率带中防止过大的电流在扬声器SP中流动是可能的，由此能够防止扬声器SP受损。如上所述，利用这个实施例，能够通过使用利用半导体器件的功率放大器1实现能够通过仅仅使用真空管放大器实现的、在大音量、高质量下的声音再现。 [0047] 此外，利用这个实施例，能够获得能够防止D类放大部100的自激振荡频率的降低的优点。如下将详细描述这个优点。首先，在诸如D类放大部100的自激振荡放大器中，要求通过调节它的开环增益特性和相位特性而将它的自激振荡频率调节为高于音频频率带(20kHz或者更低)的频率(例如，200到500kHz)。然而，因为在该实施例中的主反馈路由是负载电流反馈电路200，并且在反馈路由中电压反馈的贡献率是小的。因此，在用作电压反馈点的滤波器130的输出节点133处的阻抗变低，并且用作影响自激振荡频率的一个元素的开环增益特性劣化。结果，如果不采取任何措施，则自激振荡频率变成低于预期的自激振荡频率(例如，200到500kHz)的频率(例如，30到50kHz)。因此，在该实施例中，除了负载电流反馈电路200，还设置了滤波器电流反馈电路300。 [0048] 在滤波器130中，通过要从输出级120输出的PWM脉冲中的、高于滤波器130的LC共振频率的高频成分生成流动到与用作负载的扬声器SP并联连接的电容器132中的电流。能够通过反馈在滤波器130的电容器132中流动的电流而提高已经劣化的高频开环增益特性，由此D类放大部100的自激振荡频率能够被调节为等同于没有设置负载电流反馈电路 200的常规自激振荡频率的自激振荡频率。 [0049] 而且，因为根据这个实施例的功率放大器1由半导体器件构成，所以不象真空管放大器那样，功率放大器1具有紧凑的尺寸、轻的重量并且操纵是方便的。进而，因为根据这个实施例的功率放大器1使用其特征在于其输出级120的损耗为低的D类放大部100，所以不象真空管放大器那样，功率放大器1能够高效率地驱动扬声器SP。 [0050] <第二实施例> [0051] 图2是示出根据本发明第二实施例的功率放大器1A的配置的电路图。在图2中，与根据上述第一实施例(图1)的那些相对应的组件由公共的数字标注并且省略了它们的说明。 [0052] 在根据这个实施例的功率放大器1A中，根据上述第一实施例的负载电流反馈电路200被无任何放大部220的负载电流反馈电路200A替代。在跨电流检测电阻器210的两个端子生成足够高的电压的情形中，如在该实施例中那样，能够省略放大部220(图1)并且能够简化电路的配置。 [0053] 也能够在该实施例中获得类似于在上述第一实施例中获得的那些的优点。 [0054] <第三实施例> [0055] 图3是示出根据本发明第三实施例的功率放大器1B的配置的电路图。在图3中，与根据上述第一实施例(图1)的那些相对应的组件由公共的数字标注并且省略了它们的说明。 [0056] 根据这个实施例的功率放大器1B并不具有根据上述第一实施例的滤波器电流反馈电路300。因为功率放大器并不具有滤波器电流反馈电路300，所以滤波器130中的电容器132在节点133的相对侧上的端子被直接地接地。此外，在上述第一实施例中的滤波器电流反馈电路300中包括的电阻器321和电容器322串联地被插入在运算放大器110的非反相输入端子和地线之间。电阻器321和电容器322不被消除而是保留加以使用的原因在于使得负载电流反馈电路200的频率特性与在上述第一实施例中的那些相同。 [0057] 因为在该实施例中不设置滤波器电流反馈电路300，所以要求使得经由反馈电阻器140的电压反馈路由的信号大于在负载电流反馈电路200的路由中的信号，以便将自激振荡频率设定为高频。在此情形中，放大器的输出阻抗高于普通D类放大器的输出阻抗，但是输出阻抗不象第一实施例中的输出阻抗那么高，而是保持某个程度的输出阻抗(例如，大约十二欧姆)，由此是有利的，因为这使得电路配置比第一实施例的更加简单。同样在该实施例中，可以如在上述第二实施例中那样省略放大部220。 [0058] <第四实施例> [0059] 图4是示出根据本发明第四实施例的功率放大器1C的配置的电路图。在图4中，与根据上述第一实施例(图1)的那些相对应的组件由公共的数字标注并且省略了它们的说明。 [0060] 在根据这个实施例的功率放大器1C中，在上述第一实施例中的自振荡D类放大部100被分激振荡D类放大部100C替代。在这个D类放大部100C中，在根据上述第一实施例的D类放大部100中的运算放大器110被误差积分器150和比较器160替代。 [0061] 误差积分器150由运算放大器151和积分电容器152构成，积分电容器152被插入在输出端子和这个运算放大器151的反相输入端子之间。输入音频信号AIN从输入端子111被施加到运算放大器151的非反相输入端子。此外，经由反馈电阻器140从扬声器SP向运算放大器151的反相输入端子反馈输出电压，经由负载电流反馈电路200反馈在扬声器SP中流动的负载电流，并且经由滤波器电流反馈电路300反馈在滤波器130中流动的电流。误差积分器150对于在输入音频信号AIN和要经由每一个反馈电路反馈的反馈信号之间的误差积分，并且输出积分值信号。 [0062] 具有充分地高于输入音频信号AIN的频率带的频率的周期载波信号从未示出的载波信号生成电路施加到比较器160的反相输入端子。虽然在图中所示实例中这个载波信号是三角形波信号，但是锯齿波信号也可以用作载波信号。比较器160将载波信号与从误差积分器150输出的积分值信号进行比较，并且向输出级120输出已经基于积分值信号而被脉冲宽度调制的PWM脉冲序列。输出级120和滤波器130的功能类似于在上述第一实施例中描述的那些。 [0063] 同样能够在该实施例中获得类似于在上述第一实施例中获得的那些的优点。不象上述第一实施例那样，在该实施例中，有必要可靠地在其中D类放大部100C的环路增益变成0dB的单位增益频率下获得相位裕度，并且防止D类放大部100C执行在高频率带中的自激振荡。因此，在该实施例中，有必要如在不设置负载电流反馈电路200的常规电压反馈式D类放大器的情形中那样提升在高频率带中的开环增益特性。在该实施例中，因为在滤波器130的电容器132中流动的电流被滤波器电流反馈电路300负反馈，所以在高频率带中D类放大部100C的开环增益特性得到提升，可靠地获得了在单位增益频率下的相位裕度，由此能够增强稳定性并且能够防止自激振荡。 [0064] <第五实施例> [0065] 图5是示出根据本发明第五实施例的功率放大器1D的配置的电路图。在图5中，与根据上述第一实施例(图1)的那些相对应的组件由公共的数字标注并且省略了它们的说明。 [0066] 在这个功率放大器1D中，根据上述第一实施例的负载电流反馈电路200被负载电流反馈电路200D替代。这个负载电流反馈电路200D具有如此配置，其中从负载电流反馈电路200省略了电流检测电阻器210，并且替代电阻器地，霍尔(Hall)元件240被插入在滤波器130的节点133和扬声器SP之间。因为在滤波器130的节点133和扬声器SP之间插入霍尔元件240的意图在于监视在扬声器SP中流动的电流，所以霍尔元件240可以被插入在扬声器和地线之间。 [0067] 霍尔元件240检测当电流通过将滤波器130的节点133连接到扬声器SP的信号线流动时生成的磁场并且输出与该磁场的强度相对应的电压。放大部220和连接部230向用作D类放大部100的输入部的运算放大器110反馈霍尔元件240的输出电压，即，与在扬声器SP中流动的负载电流相对应的电压。 [0068] 结果，同样能够在该实施例中获得类似于在上述第一实施例中获得的那些的优点。此外，因为在该实施例中根据上述第一实施例的电流检测电阻器210是不必要的，所以可以将要被供应到扬声器SP的功率提升电阻器消耗的功率量。 [0069] 虽然在该实施例中作为用于检测在扬声器SP中流动的负载电流的检测器设置了霍尔元件，但是除了该霍尔元件，作为用于检测在滤波器130中流动的电流的检测器，也可以使用霍尔元件。例如，可以省略图5所示的电流检测电阻器310，可以在电容器132中流动的电流的路由中的任意位置处插入霍尔元件，并且可以将这个霍尔元件的输出电压供应到连接部320。 [0070] <第六实施例> [0071] 图6是示出根据本发明第六实施例的功率放大器1E的配置的电路图。在图6中，与根据上述第一实施例(图1)的那些相对应的组件由公共的数字标注并且省略了它们的说明。 [0072] 在这个功率放大器1E中，根据上述第一实施例的负载电流反馈电路200被负载电流反馈电路200E替代。这个负载电流反馈电路200E具有如此配置，其中从负载电流反馈电路200省略了电流检测电阻器210，并且替代该电阻器地，电流检测电阻器250被插入在滤波器130的节点133和扬声器SP之间，并且此外，负载电流反馈电路200的放大部220被放大部260替代。因为省略了电流检测电阻器210，所以扬声器SP在电阻器250的相对侧上的端子被直接地接地。 [0073] 放大部260由运算放大器261和电阻器262到265构成。运算放大器261的非反相输入端子经由电阻器262连接到电流检测电阻器250在滤波器130一侧上的端子并且经由电阻器263接地。此外，运算放大器261的反相输入端子经由电阻器264连接到电流检测电阻器250在扬声器SP一侧上的端子，并且还经由电阻器265连接到运算放大器261的输出端子。放大部260输出与跨电流检测电阻器250的两个端子的电压成比例的电压。而且，放大部260的输出电压，即，与在扬声器SP中流动的负载电流相对应的电压，经由连接部320反馈到用作D类放大部100的输入部的运算放大器110。 [0074] 同样能够在该实施例中获得类似于在上述第一实施例中获得的那些的优点。 [0075] <第七实施例> [0076] 图7是示出根据本发明第七实施例的功率放大器1F的配置的电路图。在图7中，与根据上述第一实施例(图1)的那些相对应的组件由公共的数字标注并且省略了它们的说明。 [0077] 在这个功率放大器1F中，根据上述第一实施例的负载电流反馈电路200被负载电流反馈电路200F替代。此外，在这个负载电流反馈电路200F中，负载电流反馈电路200中的连接部230被连接部230F替代，在连接部230F中，能够调节电学特性的可变元件，更加具体地，能够调节电阻值的可变电阻器231F和能够调节电容值的可变电容器232F被串联连接。而且，在功率放大器1F中，添加了插入在运算放大器110的反相输入端子和地线之间的可变电容器400。 [0078] 这个实施例旨在实现与使用用于经由变压器驱动扬声器的真空管放大器获得的类似的声学再现。图8是图示在真空管放大器和变压器的整个系统中输出阻抗的频率特性的曲线图。如在图8中所示，用于经由变压器驱动扬声器的真空管放大器的输出阻抗(如从扬声器观察地、在变压器和真空管放大器的整个系统中的输出阻抗)由于变压器在低频率带中的电感组件而降低并且还由于变压器在高频率带中的电容组件而降低。在处于低频率带和高频率带之间的中间频率带中，变压器和真空管放大器的整个系统中输出阻抗的值维持是高的。 [0079] 在该实施例中，可变电阻器231F和可变电容器232F和400具有容易地使得D类放大部100的输出阻抗的频率特性接近在变压器和真空管放大器的整个系统中的输出阻抗的频率特性的作用。 [0080] 更加具体地，在该实施例中，当可变电容器232F的电容值增加时，其中经由负载电流反馈电路200F的负反馈量变成预定量或者更大的频率带(即，其中D类放大部100的输出阻抗变高的中间频率带)的下限频率变低。因此，能够通过增加和降低可变电容器232F的电容值而调节在中间频率带和低频率带之间的边界频率。 [0081] 另外，能够通过增加和降低可变电阻器231F的电阻值执行在中间频率带中经由负载电流反馈电路200F的负反馈量的调节。能够通过增加和降低可变电阻器231F的电阻值而调节在中间频率带中D类放大部100的输出阻抗。 [0082] 此外，当可变电容器400的电容值增加时，其中经由负载电流反馈电路200F和滤波器电流反馈电路300的负反馈量变成预定量或者更大的中间频率带的上限频率变低。因此，能够通过增加和降低可变电容器400的电容值而调节在中间频率带和高频率带之间的边界频率。 [0083] 利用上述这个实施例，除了在上述第一实施例中获得的优点，还获得了一个优点，即，能够容易地使得D类放大部100的输出阻抗的频率特性接近在变压器和真空管放大器的整个系统中输出阻抗的频率特性。 [0084] 依赖于要被用于真空管放大器的真空管的特性，包括变压器的真空管放大器的输出阻抗的频率特性变得不同。因此，也可以通过调节可变电阻器231F与可变电容器232F和400而实现具有模拟由不同的真空管构成的各种真空管放大器的输出阻抗的频率特性的频率特性的功率放大器。 [0085] <第八实施例> [0086] 图9是示出根据本发明第八实施例的功率放大器1G的配置的电路图。在图9中，与根据上述第一实施例(图1)的那些相对应的组件由公共的数字标注并且省略了它们的说明。 [0087] 在这个功率放大器1G中，其D类放大部100G具有如此配置，其中从根据上述第一实施例的D类放大部100省略了反馈电阻器140。此外，在该实施例中，根据上述第一实施例的负载电流反馈电路200被电压-电流反馈电路200G替代。而且，在该实施例中，类似于上述第七实施例中的可变电容的可变电容器400被插入在运算放大器110的反相输入端子和地线之间。 [0088] 电压电流反馈电路200G具有类似于在负载电流反馈电路200(图1)中使用的那些的电流检测电阻器210和放大部220。此外，可变电阻器270被插入在放大部220的输出端子和滤波器130的节点133之间。这个可变电阻器270从它的滑块输出通过在内部在放大部220的输出端子和滤波器130的节点133之间分割电压而获得的电压。能够通过在可变电阻器270的两个端子之间改变滑块的位置而调节可变电阻器270的内部分割比率。在可变电阻器270的滑块处的输出电压经由其中电阻器281和可变电容器282被串联连接的连接部280反馈到运算放大器110的反相输入端子。 [0089] 在该实施例中，用于扬声器SP的输出电压向运算放大器110的负反馈(为了方便起见，此后简单地称作电压反馈)和在扬声器SP中流动的负载电流向运算放大器110的负反馈(为了方便起见，此后简单地称作电流反馈)这两者均由电压电流反馈电路200G执行。在使得可变电阻器270的滑块靠近连接到节点133的端子的情形中，电压反馈的反馈量增加并且电流反馈的反馈量降低。相反，在使得可变电阻器270的滑块靠近放大部220的输出端子连接于此的端子的情形中，电流反馈的反馈量增加并且电压反馈的反馈量降低。 [0090] 如上所述，利用这个实施例，因为在电压反馈的反馈量和电流反馈的反馈量之间的平衡能够得到调节，所以获得了增加在调节功率放大器的输出阻抗的频率特性时的自由度的优点。 [0091] 进而，在该实施例中，在电压电流反馈电路200G中设置可变电阻器282并且在运算放大器110的反相输入端子和地线之间插入可变电容器400。因此，类似上述第七实施例，获得了其中能够容易地使得D类放大部100的输出阻抗的频率特性接近在变压器和真空管放大器的整个系统中的输出阻抗的频率特性的优点。 [0092] 将在下面作为分别的条目[1]-[6]总结根据本发明的实施例的上述功率放大器的特征。 [0093] 发明提供一种功率放大器：包括： [0094] D类放大部，该D类放大部包括输入部和开关部，所述开关部用作输出级并且依赖于输入到该输入部的信号而被开关，并且所述D类放大器经由开关部从电源向负载输出电流；和 [0095] 负载电流反馈电路，该负载电流反馈电路向D类放大部的输入部负反馈在负载中流动的电流。 [0096] 利用以上条目[1]的配置，因为使用D类放大部，所以功率放大器的输出级的损耗能够降低。此外，因为向D类放大部的输入部负反馈在负载中流动的电流，所以能够与用于驱动负载的电流的频率无关地向负载供应恒定驱动电流。 [0097] 条目[1]中叙述的功率放大器，进一步包括： [0098] 滤波器电流反馈电路，该滤波器电流反馈电路向D类放大部的输入部负反馈在滤波器中流动的电流，所述滤波器被插入在D类放大部的输出级和负载之间。 [0099] 利用以上条目[2]的配置，通过负反馈在滤波器中流动的电流，即使在高频下仍然能够提升D类放大部的输出阻抗，并且能够防止其开环增益降低，由此能够提升D类放大部的自激振荡频率或者防止D类放大部执行自激振荡。 [0100] 条目[1]或者[2]中叙述的功率放大器，其中负载电流反馈电路包括： [0101] 负反馈量调节器，该负反馈量调节器调节在要向D类放大器的输入部负反馈的、用于负载的电压的负反馈量和要向D类放大器的输入部负反馈的、在负载中流动的电流的负反馈量之间的平衡。 [0102] 条目[1]到[3]的任何一项中叙述的功率放大器，其中，在其中向D类放大部的输入部负反馈信号的路由中包括配置为调节电学特性的可变元件。 [0103] 条目[1]到[4]的任何一项中叙述的功率放大器，其中D类放大部是自振荡放大器。 [0104] 条目[1]到[4]的任何一项中叙述的功率放大器，其中D类放大部是分激振荡放大器。 |
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