バースト光受信器、バースト光受信器のＡＰＤのバイアス電圧制御方法

この発明は,光通信システムの1つであるPON(Passive Optical Network)システムの局社側(基地局側)に使用するOLT(Optical Line Terminal)用受信器であるバースト光受信器、特に、バースト光受信器のAPDのバイアス電圧制御に関するものである。

光通信システムの一つであるPONシステムでは、まず局側OLT(Optical Line Terminal:局側終端装置)から各家庭に配置された加入者宅ONU(Optical Network Unit:加入者側終端装置)に連続信号を送信し、ONUで受信する。ONUからは時分割多重された信号(パケット)がOLTに送信されるため、OLTの受信器には、パケット信号を瞬時に電気再生するバースト受信機能が必要とされる。この時、ONUはOLTから見て、色々な位置に配置されるため、OLTは異なる光パワーのパケットを受信しなければならない。

一方、OLT受信器で光信号(パケット)を電流に変換する素子として、アバランシェフォトダイオード(APD)が使用される。APDは光電流を増倍する機能を有するため、APDの増倍率Mを高く設定することで、低い光入力パワーを持つ信号が入力された際には、高い受信感度を実現できる。一方、高い光入力パワーを持つ信号が入力された際には、増倍率を高く設定すると、過電流が流れAPDを破壊する可能性がある。

そこで、上記にて説明を行ったPONシステムでは、OLTから近いONUの強い光入力光を受信する可能性があるため、入力されるパケット毎に増倍率Mを変えることが望ましいが、バースト的に受信(強度が異なる光信号を強度が一定の電気信号に変換する)する必要があるため、ns(ナノ秒)オーダの高速で増倍率Mを変える必要がある。

このように高速に増倍率Mを変更する従来のバースト光受信器の例として、下記特許文献1に開示されているものがある。APDのバイアス制御回路として示されたこの従来のバースト光受信器では、光信号を電流に変換するアバランシェフォトダイオード(APD)、発生した光電流を電圧に変換し増幅するプリアンプ部、APDの光電流とほぼ同じ電流を出力できるカレントミラー部、高電圧発生回路、及びその制御回路、制御回路の出力電圧を変化させる回路で構成される。

APDは入力された光を光電流に変換し、APDの光電流とほぼ同じ電流を示すカレントミラー出力のトランジスタのコレクタ電流を抵抗で電圧に変換した信号に従って、制御回路の出力電圧を変化させる回路からの該制御回路への入力電圧を変化させ、さらに高電圧発生回路の出力電圧も変化させることで、APDに印加される電圧をAPDに流れる光電流(入力光パワー)に追従させて、変化させていた(後述の図7参照)。

特開2007−166096号公報

以上のような従来のバースト光受信器のAPDのバイアス電圧制御方式は、カレントミラーに流れる電流が変化するたびに、APD電圧が変化することから、プリアンプへの入力電流が変化し、プリアンプAGC(自動ゲイン制御)の出力が一定になり難く、数us程度の短いパケットを送受信する必要があるバースト光受信器に適用する場合は、エラーが発生する原因となるという問題点があった。

また、出力光電流が安定しないことに伴い、10ギガビット・イーサネット(登録商標)(10GbE)の着脱モジュールの業界標準規格の一つである10 Gigabit Small Form Factor Pluggable(XFP)で要求される光入力パワーのモニタ機能を実現しようとした場合、変動する光電流により短い時間で正しい値をモニタできないという問題点もあった。

また、電圧制御回路から高電圧発生回路の出力電圧を変更させる場合には、応答が速い回路を使用する必要があるため、通常の電圧発生回路では外部ノイズによる電圧変動を抑えるために使用する比較的容量の大きいコンデンサを、応答速度が遅くなるため、フィルタとして使用できないという問題点があった。

この発明は,上記のような問題点を解決するためになされたもので、比較的簡易な回路構成で、高い光出力パワーがAPDに入力された際に、APDに印加される電圧を、高速で変化させると共にAPDの光電流を安定に保つことを可能としたバースト光受信器等を提供することを目的とする。

この発明は、異なる強度を持つバースト光信号を逆方向接続されたAPDで受信するバースト光受信器であって、電源と前記APDの間に直列に接続されたカレントミラー回路から出力された前記APDで発生する光電流を前記光電流に比例した電圧として出力する電流検出回路と、前記電流検出回路の出力電圧のピーク値を検波保持するピーク検波回路と、前記カレントミラー回路と前記APDの間に挿入され、前記APDに直列に直列抵抗を切り換えて接続する抵抗接続切換回路と、前記ピーク検波回路の検波された電圧が所定の閾値以上の場合に、前記抵抗接続切換回路を前記APDに前記直列抵抗を直列に接続するように切り換える切換信号を出力するコンパレータと、を備えたことを特徴とするバースト光受信器等にある。

この発明では、比較的簡易な回路構成で、高い光出力パワーがAPDに入力された際に、APDに印加される電圧を、高速で変化させると共にAPDの光電流を安定に保つことを可能としたバースト光受信器等を提供できる。

この発明の一実施の形態によるバースト光受信器の電源制御部を中心に示した構成図である。

この発明に関する直列抵抗を接続する場合のAPDの状態を説明するための図である。

この発明に関する直列抵抗を接続した場合の符号誤り率特性を説明するための図である。

図1の回路構成を適用して実際にAPDの電圧が変化することをシミュレーションした結果を示す図である。

図4のシミュレーションにおいて使用したパケット構成を示す図である。

この発明によるバースト光受信器が適用されるPONシステムの概略図である。

従来のこの種のバースト光受信器で使用されるバイアス制御回路の一例を示す図である。

最初にこの発明によるバースト光受信器が適用されるPONシステムは、例えば図6に示すように、局側OLT(局側終端装置)に複数の加入者側ONU(加入者側終端装置)がスターカップラSC等を介して光ゲーブルで接続されている。各ONUは光送信器TX、光受信器RXをそれぞれ備え、OLTも光送信器TX、光受信器RXを備える。この発明は特に、距離の異なる複数のONUからの光強度の異なるパケット信号を瞬時に電気再生するバースト受信機能が必要とされるバースト光受信器と称されるOLTの光受信器RXに係るものである。

また図7に示した上述の従来のこの種のバースト光受信器で使用されるバイアス制御回路について簡単に説明すると、バイアス制御回路は、光信号を電流に変換するアバランシェフォトダイオード(APD)(12)、発生した光電流を電圧に変換し増幅するプリアンプ部(14)、APDの光電流とほぼ同じ電流を出力できるカレントミラー部(18)、高電圧発生回路(16)、及びその制御回路(22)、制御回路の出力電圧を変化させる回路(20)で構成される。

APD(12)は入力された光を電流に変換し、カレントミラー部(18)出力のトランジスタ(33)のコレクタ電流が抵抗Rm(70)に流れる。抵抗Rm(70)の出力電圧を元にMOSトランジスタR3(72)の抵抗が変化し、接続点(26)から抵抗R2(52)に流れる電流パスが変化する。制御回路(22)の入力は抵抗R1(51)に流れる電流によって変化するため、MOSトランジスタR3(72)に流れる電流を変化させることで、制御回路(22)の入力電圧を変化させ、かつ高電圧発生回路(42)の出力電圧も変化させる。このような手法を取ることで、APD(12)に印加される電圧をAPD(12)に流れる光電流(入力光パワー)に追従させて変化させていた。

しかしながらこの場合、上述のように、プリアンプAGC(自動ゲイン制御)の出力が一定になり難く、数us程度の短いパケットを送受信するバースト光受信器に適用する場合はエラーが発生する原因となる等の問題があった。

以下、この発明によるバースト光受信器等を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。

実施の形態1. 図1はこの発明の一実施の形態によるバースト光受信器の電源制御部を中心に示した構成図である。電源制御部は、電源VapdとアバランシェフォトダイオードAPDの間に直列に接続されたカレントミラー回路CMから出力されたAPDで発生する光電流を光電流に比例した電圧として出力する電流検出回路CDと、電流検出回路CDの出力電圧のピーク値を検波保持するピーク検波回路PDCと、カレントミラー回路CMとアバランシェフォトダイオードAPDの間に挿入され、アバランシェフォトダイオードAPDに直列に直列抵抗R14を切り換えて接続する抵抗接続切換回路RSCと、ピーク検波回路PDCの検波された電圧が所定の閾値Vth以上の場合に、抵抗接続切換回路RSCをアバランシェフォトダイオードAPDに直列抵抗R14を直列に接続するように切り換える切換信号を出力するコンパレータCOと、アバランシェフォトダイオードAPDで発生した光電流を電圧に変換し増幅するプリアンプPAと、を備える。

より詳細には、電流検出回路CDのカレントミラー回路CMは、PNP型のトランジスタTr1,Tr2とカレントミラーの出力を決める抵抗R11,R12からなり、トランジスタTr1,Tr2のベース同士が接続され、エミッタはそれぞれ抵抗R11,R12を介して電源Vapdに接続されている。トランジスタTr1のコレクタは、抵抗接続切換回路RSCおよびトランジスタTr1,Tr2のベースに接続され、トランジスタTr2のコレクタは、カレントミラー回路CMのトランジスタTr2のコレクタ電流を電圧に変換する抵抗R13を介してグランドに接続されている。また、トランジスタTr2のコレクタと抵抗R13の接続点がピーク検波回路PDCの入力側に接続されている。

抵抗接続切換回路RSCは、カレントミラー回路CMのトランジスタTr1のコレクタと、逆方向接続されたアバランシェフォトダイオードAPDのカソード側の間に直列に挿入された、直列抵抗R14と例えばMOSFETからなる経路切り換え用のスイッチ素子TSとの並列回路で構成されている。アバランシェフォトダイオードAPDのアノード側は、プリアンプPAの入力側に接続されている。そして、ピーク検波回路PDCの出力側は、例えばヒステリシスコンパレータ等からなるコンパレータCOの入力側に接続され、コンパレータCOの出力側は、抵抗接続切換回路RSCのスイッチ素子TSのスイッチ素子TSの開閉を制御する端子、MOSFETであればゲート端子に接続されている。なお、ピーク検波回路PDCにはリセット信号Resetが入力される。

次に動作を説明すると、アバランシェフォトダイオードAPD(以下単にAPDとも記す)にONUからの光信号の光が入射されることで、光電流がプリアンプPAに流れる。一方で、電流検出回路CDのカレントミラー回路CMは、抵抗R11,R12の値を元に抵抗R13に電流を流す。流れる電流量と抵抗の値により、抵抗R13の出力電圧V_R13をピーク検波回路PDCでピークホールドする。

ピーク検波回路PDCで測定しピークホールドした電圧値を元に、コンパレータCOにより、所定の閾値Vth未満であるか比較を行い、APDに流れる光電流が小さく、コンパレータCOへの入力電圧が閾値電圧Vth未満の場合に抵抗接続切換回路RSCのスイッチ素子TSが「閉」状態となる電圧値A(例えばHレベル)を、APDに流れる光電流が大きく、コンパレータCOへの入力電圧が閾値電圧Vth以上の場合にスイッチ素子TSが「開」状態となる電圧値B(例えばLレベル)を出力する。

閾値Vthは、プリアンプPAのAGCが飽和する入力電流が流れた際に抵抗R13が出力する電圧V_R13以上の値とする。この電圧値に応じて、スイッチ素子TSの切り換えを実施し、直列抵抗R14を通る経路か通らない経路かを切り換える。すなわち、コンパレータCOにおいて、ピーク検波回路PDCの出力電圧が閾値Vth未満の場合、コンパレータCOは抵抗接続切換回路RSCのスイッチ素子TSを「閉」状態にする切換信号を出力するので、抵抗の極めて小さいスイッチ素子TSに電流が流れるため直列抵抗R14には電流が流れず、APDに直列抵抗R14が接続されていない状態となる。一方、ピーク検波回路PDCの出力電圧が閾値Vth以上の場合、コンパレータCOはスイッチ素子TSを「開」状態にする切換信号を出力するので、スイッチ素子TSに電流は流れず、代わりに直列抵抗R14に電流が流れ、APDに直列抵抗R14が接続された状態となる。

また、ピーク検波回路PDCはパケット入力時に入力されるリセット信号Resetにより出力は0Vに落ちるため(保持しているピークの出力電圧値を0Vにリセットする)、パケットが入力される際には必ず直列抵抗R14を通らない経路を通る。

図2はこの発明に関する直列抵抗を接続する場合のAPDの状態を説明するための図である。図2は、APDに4kΩの直列抵抗を接続する場合の、APDのバイアス電圧(Bias voltage:横軸)に対する増倍率M(縦軸)の特性を示す図である。図2からも明らかなように、直列抵抗を直列に接続した場合には電流値が下がり増倍率Mが下がることが分かる。これはAPDより発生した光電流が、直列抵抗での電圧降下により、実効的にAPDに印加されるバイアス電圧が低くなり、流れる電流が低くなるためである。

図2のA点で示される動作電圧では、例えば2mA程度電流が流れた場合、直列抵抗で8Vの電圧降下が起きる。この直列抵抗での電圧降下により、B点で示されるように、APDに印加されるバイアス電圧は実行的に低くなり、これにより増倍率が下がり、光電流が小さくなる。

直列抵抗をAPDに直列に接続することで、RC時定数が増加し、APDの光電流が、高速に変化するパケットに対して、バースト的に応答しなくなる可能性がある。そのためバースト光受信器で抵抗を接続するためには、応答に影響しない抵抗値を選ぶ必要があった。一方、S/Nが強い光入力パワー時は(例えば入力パワーが−6dBmよりも大きい場合)、図3に示すようにRC時定数変化による影響を受けにくい。

図3はこの発明に関する直列抵抗を接続した場合の符号誤り率特性を説明するための図である。図3は受信感度(Received Optical Power (ROP) (dBm):横軸)に対する符号誤り率(Bit Error Ratio (BER):縦軸)の特性を示す図であり、白丸が直列抵抗有り、黒丸が直列抵抗無し、を示している。領域Aで示す、最少受光感度付近のパワーでは、直列抵抗がある影響により符号誤り率特性が劣化する。これに対して、S/Nの良好な高光入力時のため、領域Bで示す、最大受光感度付近のパワーでは、直列抵抗の有無による符号誤り率の差異がない。

そこで強い光入力が入力された時にだけ直列抵抗を接続することで、最少受信特性に影響なく、高光入力時の光電流を下げることができる。また直列抵抗による電圧降下量は光電流の値によって決まるため、電流量に応じた一定の比率の電圧降下を実現できるため、従来事例のようにAPDの製品間のばらつきに合わせて、電圧設定値を変更する必要がなく、ある増倍率M値になる電圧を測定する必要がない。また直列抵抗及び簡単なスイッチ素子のみで回路構成できるため、比較的簡易な回路構成が可能である。さらにスイッチ素子による切り換えを行うため、高速での切り換えが可能である。

図4に図1の回路構成を適用して行った印加されるAPDの電圧変化をシミュレーションした結果を示し、図5にシミュレーションに用いたパケット構成を示す。図4は横軸に時間、縦軸に電圧とした、APDに印加される電圧APD、ピーク検波回路PDCの出力電圧PD、コンパレータCOの出力COの時間的変化を示す。また図5の(a)はAPDでの光電流、(b)はピーク検波回路PDCへのリセット信号Resetのタイミングを示す。

図5の時刻t1(11ns)で、リセット信号Resetと共にAPDの電圧が直列抵抗により降下してほしい大きい光電流(2mA:高光入力時)のパケットP1がAPDに発生すると、図4の時刻t1において、リセット信号Resetにより電圧PDは一度0にされてから上昇し始め、出力COは「H」レベルから電圧PDが時刻t2で閾値Vth以上になると「L」レベルとなり、同時に直列抵抗R14が接続されたことにより電圧APDも下げられる。そして時刻t3(1000ns)で図5に示すようにパケットP1が終了すると、図4の電圧APDは時定数に従って徐々に上昇する。そして時刻t4(1512ns)で、リセット信号Resetと共に、今度は、APDの電圧が直列抵抗による電圧降下を必要としない小さい光電流(2.5μA:低光入力時)のパケットP2がAPDに発生すると、電圧PDは殆ど上昇せず、閾値Vth以上にはならず、これにより出力COは「H」レベルを維持し、直列抵抗R14が接続されることはない。

図5の結果より明らかなように、直列抵抗による電圧降下を起こす必要がある最初のパケットP1の入力時は直列抵抗による電圧降下が起き、かつ数100nsの高速で応答が可能である。一方、低入力時はコンパレータCOの出力COが「H」レベルになり、直列抵抗による電圧降下が起きていないことが分かる。またピーク検波回路PDCにパケット入力時にリセット信号Resetを入れることで、カレントミラー回路CMが電流を出力する前に必ずスイッチ素子TSが「閉」状態になることが分かる。

この発明では、ピーク検波による判定のため、一度出力振幅が最大値に達すると、その後は一定の値を出力し続けるため、再判定によるAPD電流(光電流)の変動等が起き難い。

また外部からパケットが入力される前にホストボード側もしくは光受信器内部から出力されるリセット信号、または、動作速度の切り換えを行うレートセレクト信号等の、パケット入力時に同期して入力される信号を上述のリセット信号Resetとして、ピーク検波回路からの出力値を一度0に戻す動作を行うため、必ず光が入力される直後には直列抵抗が接続されていない状態で光電流が流れる動作を行う。このような動作を行うことで、低い光入力パワーの光が光受信器に入力された際に、直列抵抗を接続することで、応答速度が遅くなることを防ぐことが可能である。

また抵抗値の変更、すなわち直列抵抗を切り換える閾値はプリアンプのAGC飽和領域で切り換えを実施することで、抵抗切り換えによるプリアンプ出力変動も起きない。

なお、抵抗接続切換回路RSCのスイッチ素子TSはMOSFETに限定されることなく、バイポーラトランジスタ等のその他の半導体スイッチ素子等であってもよい。

また、コンパレータCOは、スイッチ素子TSのチャタリングを防止するために、出力の「H」と「L」の切換方向で、閾値をずらしたヒステリシスコンパレータで構成してもよい。この場合、上述のプリアンプPAのAGCが飽和する入力電流が流れた際に抵抗R13が出力する電圧V_R13以上の値をVthとすると、「H」から「L」への閾値Vth1、「L」から「H」への閾値Vth2は、Vthの両側にそれぞれずらした値とするか、一方をVthと同じ値とし他方をVthからずらした値とする。

APD アバランシェフォトダイオード、CD 電流検出回路、CM カレントミラー回路、CO コンパレータ、PA プリアンプ、PDC ピーク検波回路、R11,R12,R13 抵抗、R14 直列抵抗、RSC 抵抗接続切換回路、Tr1,Tr2 トランジスタ、TS スイッチ素子、Vapd 電源。