用于电流模式幅度调制的系统及方法 |
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| 申请号 | CN200580029880.4 | 申请日 | 2005-07-11 | 公开(公告)号 | CN101015119B | 公开(公告)日 | 2012-03-28 |
| 申请人 | 艾利森公司; | 发明人 | D·R·佩尔克; A·哈吉克里斯托斯; | ||||
| 摘要 | 放大器 电路 包括为饱和模式工作偏置的 功率放大器 以及向功率放大器提供供电 电流 的可控电流源。可控电流源通过响应幅度信息 信号 而调制它提供的供电电流，来实现对于来自功率放大器的 输出信号 的预期幅度调制。在一个或多个 实施例 中，电流源包括配置成响应检测功率放大器的有效DC 电阻 的变化而调节一个或多个发射机工作参数的电路。例如，电路可响应检测到有效DC电阻已经不合要求地增大而产生减小有效DC电阻的补偿信号。通过非限制性实例，这种补偿可通过改变 电流镜 、放大器-天线阻抗匹配、放大器偏置或装置大小或者施加某种形式的发射信号补偿来实现。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种补偿发射机的工作的方法，所述发射机包括RF功率放大器，所述RF功率放大器被提供已调制供电电流，所述方法包括： |
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| 说明书全文 | 用于电流模式幅度调制的系统及方法[0001] 相关申请 [0002] 本申请是2001年3月21日提交的标题为“用于电流模式幅度调制的系统及方法”的美国专利申请No.09/813593的部分继续申请。通过引用把共同未决并与本申请共同转让的那个优先申请完整地结合到本文中。 [0003] 发明背景 [0005] 若干现有的无线通信标准正在使用或者计划在不久的将来使用。享有不同程度的全局部署的现行标准包括TIA/EIA-136和全球移动通信业务(GSM)标准，它们代表用于提供无线通信和数据业务的竞争方式。TIA/EIA-136和GSM标准采用时分多址(TDMA)技术。基于码分多址技术的其它已部署标准包括IS-95标准。包括仍然处于开发中的那些在内的或者初次展现的更新标准包括所谓的第三代(3G)标准。3G标准包括北美基于CDMA的IS-2000以及主要欧洲宽带CDMA(WCDMA)标准。全球演进的增强型数据率(EDGE)标准提供TDMA和GSM网络向3G业务的迁移路径。 [0006] 发射信号调制的不同方式存在于各种标准之中，但是每个标准通常具有与发射信号保真度有关的规范。诸如频谱纯度或相邻信道功率之类的频谱要求对于基于这些标准的系统中使用的RF发射机提出某些性能要求。在一些情况中，这些标准的一部分所提出的频谱要求相当严格。例如，GSM和TDMA标准的EDGE扩展离开支持8-PSK调制的高斯最小频移键控，它具有极大的幅度调制深度以及严格的频谱纯度要求。这类要求对相关发射机提出极大的线性度要求。 发明内容[0007] 本发明包括用于有效的线性RF信号放大的系统及方法。为饱和模式工作偏置的功率放大器由可控电流源提供电力。来自功率放大器的输出信号的幅度调制基于与包络调制信号成比例地控制其供电电流。这样，功率放大器可配置用于以饱和模式有效工作，同时仍然用于产生具有高线性包络调制的发射信号。供电电流调制在功率放大器工作电流的宽范围上提供控制的良好线性度，并且对于某些类型的功率放大器装置、如异质结双极晶体管(HBT)功率放大器可能特别有利。 [0008] RF发射信号生成的一种方式包括分开基带相位和幅度信息信号的生成。恒定包络相位信息信号则可用于产生相位调制输出信号，它然后由HBT PA进行放大。结合起来，幅度信息信号用来驱动有损调制器，它响应预期幅度信息而调制HBT PA的供电电流。这个动作作为预期幅度信息的函数来调制由HBT PA输出的发射信号的包络。 [0009] 调制器可包括配置为电流镜电路的电流源，它在响应输入幅度信息信号的闭环控制下调制的镜的第一支路中产生参考电流，并在镜的第二支路中产生已调制供电电流。也就是说，已调制供电电流作为已调制参考电流的缩放形式被产生。一般来说，电流镜配置了采用相对于功率放大器的标称有效DC电阻来确定大小的参考负载，使得第一支路中的电压匹配第二支路中的电压。但是，功率放大器的有效DC电阻可在操作期间改变，导致电流镜中的电压不平衡，并且可能导致信号削波/失真。 [0010] 因此，本发明的一个实施例包括补偿包含被提供已调制供电电流的RF功率放大器的发射机的工作的方法。在这里，该方法包括：检测RF功率放大器的有效DC电阻的变化，以及响应所述检测而补偿发射机工作。检测RF功率放大器的有效DC电阻的变化可包括检测RF功率放大器的工作电压是否接近供电电压限度，或者可包括检测电流镜支路之间的电压不平衡。 [0011] 补偿功率放大器的有效DC电阻的所检测变化包括例如响应检测到已经增加而进行控制改变以降低功率放大器的有效DC电阻。这种补偿控制其中还可包括改变功率放大器的偏置、改变功率放大器的有效装置大小、改变功率放大器的阻抗匹配或者补偿对功率放大器的RF输入以及为放大器供电的已调制供电电流其中的一个或两个。 [0012] 因此，与发射机中的RF功率放大器配合使用的示范电流调制电路包括：电流镜电路，配置成根据反射响应幅度信息信号而调制的参考电流来向RF功率放大器提供已调制供电电流；检测电路，配置成响应检测RF功率放大器的有效DC电阻的变化而产生检测信号；以及控制电路，配置成响应检测信号而补偿发射机。控制电路可配置成根据需要产生模拟或数字补偿信号，以及如上所述，可配置成驱动发射信号生成逻辑、阻抗匹配电路、放大器偏置和/或确定大小控制等。 [0013] 在另一个示范实施例中，放大器电路采用向功率放大器提供幅度调制供电电流的基于电流镜的电流源来实现RF功率放大器的幅度调制。在这类实施例中，检测RF功率放大器的有效DC电阻的变化可包括比较电流镜电路的参考支路中的第一传输晶体管上的第一电压降和电流镜电路的输出支路中的第二传输晶体管上的第二电压降，其中，所述第一传输晶体管调节到参考负载中的参考电流，以及所述第二传输晶体管调节到RF功率放大器中的供电电流，所述供电电流是所述参考电流的镜像形式。在那个上下文中，响应所述检测而补偿发射机工作可在闭环控制下改变对第二传输晶体管的驱动信号，使得第二电压降保持为基本上等于第一电压降。 [0015] 图1是关于输入和输出信号功率的一般功率放大器效率曲线的简图。 [0016] 图2是本发明的一般放大器电路的简图。 [0018] 图4是图2的放大器电路的示范实现的简图。 [0019] 图5是图4的电路的一个备选示范实现的简图。 [0020] 图6是其中具有各种可选添加的图4的放大器电路的简图。 [0021] 图7是图2的放大器电路的电流镜实现的简图。 [0022] 图8是图7的电流镜的示范实现的简图。 [0023] 图9是图7的电流镜的一个备选示范实现的简图。 [0024] 图10是包括用于检测/补偿变化的功率放大器DC阻抗的控制电路的示范电流镜实施例的简图。 [0025] 图11是用于图10的电路的示范比较器/控制电路的简图。 [0026] 图12是适用于功率放大器偏置控制的比较器/控制电路的简图。 [0027] 图13是适用于功率放大器“大小”调节的比较器/控制电路的简图。 [0028] 图14是在闭环补偿控制之下工作的电流镜电路的示范实施例的简图。 [0029] 图15是示范无线移动网络的简图。 [0030] 图16是用于图8的移动网络的移动终端的简图。 [0031] 发明详细说明 [0032] 虽然本发明考虑其中功率放大器效率和线性度关键的移动终端或其它电池供电的RF通信装置中的使用，但是它适用于大范围的RF应用。还应当注意，本发明涉及与即时申请共同转让的标题为“RF功率放大的系统及方法”的共同未决申请。该共同未决申请的公开通过引用结合于本文中。 [0033] 图1说明典型功率放大器的一般射频输出功率曲线，并且另外还说明放大器的工作点与其工作效率之间的一般关系。水平轴表示输入信号的RF功率RFIN，而左垂直轴则表示射频功率放大器产生的输出信号的RF功率RFOUT，以及右垂直轴表示功率放大器工作效率(ηPAE)。POUT垂直轴上的工作点1(OP1)说明可被选择用于功率放大器的线性工作的标称工作点。 [0034] OP1对应于线性模式工作中的放大器工作效率η1，它可具有大约百分之四十的示范值。诸如EDGE移动终端中使用的8-PSK技术之类的某些调制标准的线性度要求是使得OP1可能使功率放大器输出上的频谱质量明显降级。为此，功率放大器可配置用于在工作点2(OP2)工作，它为线性放大提供更大的范围，但得到明显更差的效率。OP2的示范效率值可能处于百分之三十的范围内。 [0035] 工作点3(OP3)与OP1和OP2相比提供显著改进的效率，但是要求功率放大器以饱和模式工作，其中RF输出功率不再随RF输入功率线性改变。如前面所述，某些信号调制方案不要求线性放大，因此在OP3工作对于这类信号调制方案不成问题。但是，要求线性放大的信号调制方案不可经受采用以饱和模式工作的传统功率放大器的放大。 [0036] 图2是根据本发明的放大器电路10的示范简图。放大器电路10包括功率放大器12和有损调制器14。应用术语“有损”，因为有损调制器14在工作期间消耗功率。但是，与先前结合的共同未决申请的有损调制器相比，本发明的有损调制器14作为预期幅度调制信息的函数来控制提供给功率放大器12的供电电流IPA。也就是说，有损调制器14直接对功率放大器12的供电电流进行工作。这个工作与供电电压Vdd所定义的电压最高限度的限制内的所施加电压VPA无关。因此，有损调制器14作为可控电流源工作，以及为清楚起见，在本文中表示为电流源14。 [0037] 功率放大器12本身可能是复合或多放大器配置，并且配置用于饱和模式工作。虽然未示出，但是功率放大器12可包括位于其供电输入与相应电流源14之间的滤波电路。这个滤波电路基本上会抑制其供电输入上存在的任何RF频率，并且可能只包括分路电容器和/或RF扼流圈。注意，电流源14的输出电容本身可有效地抑制功率放大器12的供电输入上的不想要的RF频率，并消除对于补充滤波的需求。 [0038] 功率放大器12接收恒定包络RF输入信号RFIN，对它放大以产生发射信号RFOUT。电流源14通过根据幅度信息信号AMIN调制用于向功率放大器12供电的供电电流，对否则是恒定包络的发射信号RFOUT给予预期幅度调制。幅度信息信号AMIN对应于发射信号RFOUT所预期的幅度调制。 [0039] 发射信号RFOUT一般根据发射信号的同步相位和幅度调制的组合来传送预期信息。因此，输入信号RFIN可能是恒定包络相位调制信号，其中幅度信息信号AMIN是对应的同步幅度调制信号。用于创建这类信号的一般方法稍后在更大系统、如移动终端的上下文中提供放大器电路10时进行论述。 [0040] 由于RF输入信号RFIN是恒定包络信号，所以不要求功率放大器12对其信号输入上的线性幅度变化进行响应。但是，电流源14所提供的供电电流调制提供对发射信号RFOUT给予非常线性的包络调制的方式，尽管功率放大器12以饱和模式工作。由于电流源14直接控制它与供电电压VPA无关地提供的供电电流IPA，所以功率放大器12的表示为ZLOAD的输出负载的变化不改变供电电流IPA。输出负载的这类变化可能例如源于来自连接到功率放大器的输出的天线(未示出)的耦合变化。 [0041] 以这种方式操作功率放大器12具有大量优点。例如控制功率放大器12的供电电压VPA的其它技术可适用于某些类型的功率放大器12，仍然产生对其它放大器类型的控制的非线性度。作为一个实例，某些类型的场效应晶体管(FET)功率放大器12提供对于发射信号RFOUT的大的输出功率范围或幅度调制范围上的适当线性控制。但是，异质结双极晶体管(HBT)功率放大器12在供电电压调制控制下、特别是在发射信号RFOUT的较小幅度上不进行线性响应，并且要求明确的DC偏移前置补偿以补偿HBT的固有偏移电压，如图3所示。 [0042] 图3根据饱和放大器输出线性度把供电电压调制与供电电流调制进行对比。对于功率放大器12的FET以及HBT实现，左侧曲线描绘作为控制施加到功率放大器12的供电输入端的供电电压VPA的函数的RFOUT幅度。如图所示，FET实现在供电电压的控制范围上呈现相当良好的线性度，但是不够理想。然而，HBT实现在较低工作电压上呈现实质性的非线性度。 [0043] 右侧曲线说明功率放大器12的相同FET和HBT实现，但描绘作为可采用电流源14实现的供电电流控制的函数的RFOUT幅度。如图所示，FET实现的线性度得到某种程度改进，但是HBT实现的线性度得到显著改进。 [0044] 图4是电流源14的示范实现的简图。电流源14包括控制放大器16、传输晶体管18和感测电阻器20。在这种配置中，电流源14实现为线性响应电压模式幅度信息信号AMIN的闭环控制电路。电流源14作为幅度信息信号AMIN的函数来控制它向功率放大器12提供的供电电流IPA的大小。 [0045] 在工作中，AMIN信号作为施加到例如可能是运算放大器的控制放大器16的非反相输入端的电压模式信号而产生或者被转换成电压模式信号。控制放大器16根据AMIN信号和取自功率放大器12的供电电流通路的反馈信号之间的差异来产生控制电压。控制电压设置传输晶体管16的栅极偏置，它又设置提供给功率放大器12的供电电流IPA的大小。 [0046] 在这个实现中，反馈信号作为与供电电流通路中的传输晶体管18串联设置的感测电阻器20上的电压降的函数来产生。感测电阻器20上的电压降是进入功率放大器12的供电电流IPA的正函数。因此，AMIN信号控制电流源14，使得它向功率放大器12提供供电电流IPA，此供电电流IPA按照AMIN信号的信号变化来调制。 [0047] 感测电阻器20一般选择成具有仍然产生可工作的反馈信号电平的可能的最低电阻。选择感测电阻器20的较小电阻值的动机产生于限制感测供电电流IPA所消耗的功率量的愿望。但是，实际上，有效电流感测的意愿相对在控制放大器16上产生足够反馈信号电平的需要进行平衡。反馈电阻器的示范值在50mΩ的范围之内，但在给定实现中所选的具体值取决于供电电流IPA的预计大小范围、控制放大器16的增益对频率特性以及幅度信息信号AMIN的预计带宽。 [0048] 控制放大器16的增益特性是一个因素，因为它应当能够在AMIN信号的全带宽上精确产生对于传输晶体管18的控制电压，即使在取自感测电阻器20的反馈信号的最低电平上。在电流源14的一个给定实现中，控制放大器16可根据上述因素来选择，从而允许成本与性能之间的精明设计折衷。 [0049] 情况可能是，具有高单位增益带宽的较高性能放大器装置在对信号AMIN的某些带宽限制以内提供用作控制放大器16的可接受性能。如上所述，成本考虑提供使控制放大器16的性能要求为最小的动机，以及图5说明减小这类要求的一种方式。第二放大器17提供控制放大器16的反馈环路中的附加增益。通过放大在感测电阻器20上取的差分信号，放大器17为控制放大器16提供更大的控制信号，这使其增益要求为最小。也就是说，放大器 17所提供的反馈信号增益减小控制放大器16的闭环增益要求。这种方法减小放大器16和 17的带宽要求。 [0050] 除了按照信号带宽考虑增强设计之外，对图4或图5的电流源14的其它变化结合可根据需要或需求有选择添加的附加工作特征。图6说明这些可选特征的一部分，其中包括多个感测电阻器20A...20C、相应的感测电阻器选择开关22、可选的选择信号逻辑24和输入滤波器26。 [0051] 如前面所述，感测电阻器20根据产生与供电电流IPA成比例的电压降来提供反馈信号。将其电阻减小到最小值的步骤减小感测电阻器20中的功耗。但是，电阻值过小会在供电电流IPA的较低范围上产生不合要求的低信号电平。满足这些竞争事宜的一种方式基于采用仅在供电电流IPA的给定工作范围内的选定值感测电阻器、如20A、20B或20C。 [0052] 可使感测电阻器20A比较大，从而确保供电电流IPA的低值上的良好反馈信号电平。一旦供电电流IPA进入第二大小范围，则可使开关22改变到感测电阻器20B，它的值相对于感测电阻器20A可能缩放为更小。类似地，一旦供电电流IPA进入第三、也许是最大的范围，开关22可用来选择感测电阻器20C，可使它更小。无疑可根据需要使用更小或更大数量的感测电阻器20，采用阻抗值的相对大小确定的各种方案。 [0053] 外部选择信号可用来控制开关22，以便有选择地把这组感测电阻器20其中之一连接到供电电流通路中。这样一种信号可能由外部逻辑产生。产生选择信号的逻辑可能与已知发射功率范围一致。或者，电流源14可结合选择控制电路24。选择控制电路24例如可配置为简单大小比较电路，它根据控制放大器16产生的控制电压来产生选择信号。然后，选择控制电路24可有选择地配置成根据供电电流IPA的大小来选择感测电阻器20中适当的一个。对这种一般方案的变化可包括结合并联的两个或两个以上感测电阻器20，从而扩展可用电阻器组合的数量。 [0054] 输入滤波器26可用于例如幅度信息信号AMIN作为数字位流进入的情况中。所谓的ΔΣ转换器往往产生包含可经过平均以产生成比例模拟信号的可变数量的1和0的高比特率输出信号。在这种情况中，输入滤波器26可只包含例如采用电阻器-电容器网络实现的低通滤波器。注意，需要AMIN滤波的某些实现可能把滤波器26从放大器电路10移入负责AMIN生成的集成电路(未示出)。 [0055] 图7是对图4和图5所示的控制电路实现的一种备选方案的一般简图。电流源14基于按照幅度信息信号AMIN来控制的电流镜。具体来说，配置为电流镜的电流源14响应AMIN信号的变化、作为其输出提供供电电流IPA。这种方法消除了对于经由感测电阻器20感测的放大器电流的需要。 [0056] 本领域中知道，对于电流镜实现存在许多变化。图8说明电流源14的示范电流镜实现。在这个实现中，电流源14包括晶体管30A、30B和控制电流源32。晶体管30A定义控制电路通路，其中控制电流的值由控制电流源32按照幅度信息信号AMIN来设置。第二晶体管30B的基极耦合到第一晶体管30A的基极/漏极端子，使得第二晶体管30B提供的供电电流IPA作为AMIN信号的函数变化。AMIN信号基本上用作控制电流，以及供电电流IPA与AMIN信号成比例地产生。AMIN信号可作为电流模式信号产生，并用于直接控制通过第一晶体管30A的电流。这可消除对于控制电流源32的需要。 [0057] 一般来说，第一和第二晶体管30A、30B作为“匹配对”来实现。匹配晶体管30A和30B的一种方式基于在相同集成器件中、通常在器件晶片上相互靠近地实现它们。通过把晶体管30A和30B设置在一处，它们得到密切的热耦合，并且不太可能遇到相互间的半导体加工偏差。晶体管30A和30B的几何尺寸相互间可进行缩放，以便实现预期电流增益。电流增益相对于与AMIN信号成比例地设置的控制电流的大小来设置供电电流IPA的大小。 [0058] 图9说明对电流源14的电流镜实现的一个备选示范方法。所示电路提供电流幅度调制的一种有利方式，并且使在图4和图5的上下文中所述的带宽考虑中的许多为最小。在这个实现中，电流源14包括具有发射极衰减电阻器36、集电极电阻器38的输入晶体管 34、匹配电流镜晶体管40A和40B、以及经由电阻器43耦合到晶体管34的发射极的固定参考电阻器42。如图所示，输入晶体管34是双极结型晶体管(BJT)，而晶体管40A和40B则是匹配的P沟道场效应晶体管(PFET)，但是根据具体设计需求可采用其它晶体管器件类型。 [0059] 工作的基础是产生作为信号AMIN的函数被调制的通过固定参考电阻器42的电流，然后把那个电流反射到功率放大器12。更详细来说，信号AMIN驱动输入晶体管34，它通过其集电极负载电阻器38吸收与AMIN成比例的集电极电流。在晶体管34的集电极上产生的电压信号驱动匹配晶体管40A和40B的栅极。晶体管40A使电流进入固定参考电阻器42，其上的电压被反馈给晶体管34的发射极，从而相对AMIN信号保持它的线性工作。因此，与信号AMIN成比例的电压在固定参考电阻器42上产生，通过其中的电流由功率放大器12中的晶体管40B进行反射。 [0060] 匹配晶体管40A和40B的相对几何尺寸可经过设置，以便实现通过固定参考电阻器42的电流与进入功率放大器12的镜像电流(IPA)之间的预期缩放。固定参考电阻器42通常具有缩放到全等级功率的功率放大器12的标称阻抗的值。这对于2Ω的标称PA阻抗转换为例如1KΩ的典型值。 [0061] 图9所示的电流源14在幅度调制信号AMIN的带宽很高的情况中特别有利。例如，AMIN信号的幅度调制信息对于GSM/EDGE应用可能在1.25MHz至1.5MHz的范围中，以及对于其它更高数据速率的第三代(3G)无线通信标准可能具有相似的带宽。 [0062] 各种图解所示及以上所述的电流源14的电流镜实现无疑可扩展到包括各种补偿电路。虽然未示出，但是电流镜温度补偿的技术是大家非常了解的，并且在必要时可用于电流源14中。此外，可在必要时包括其它实用补偿措施、如AC补偿，但是没有说明这种附加补偿。 [0063] 图10说明电流源14的又一个示范实施例，它感测并可选地补偿功率放大器12的可变有效DC电阻。在这个实施例中，电流源14包括匹配晶体管40A和40B、可能是运算放大器的放大器42、参考负载电阻器44以及可能用作补偿电路的检测/控制电路46，并且可配置成包括检测电路48以及对其进行响应的控制电路50。电路14还可包括附加检测电路48，它可用来感测晶体管40B上的电压。图10中还示出的是匹配网络52和天线54。 [0064] 电流源14在功能上向功率放大器12提供已调制供电电流，它基于把(已调制)参考电流从包括晶体管40A的第一电流镜支路反射到包括晶体管40B的第二电流镜支路而产生。在工作中，放大器42在闭环控制下改变晶体管40A的栅极驱动，以便使VIN’节点实质上保持在VIN输入信号，它可作为预期幅度信息信号AMIN产生。因此，电流iREF是输入信号VIN和负载电阻器44的大小的函数，即iREF＝VIN’/RREF。由于相同的栅极驱动信号施加到晶体管40B，所以它将与晶体管40B相对于晶体管40A的几何尺寸缩放成比例地反射iREF。例如，如果晶体管40A具有几何尺寸“A”以及晶体管40B具有几何尺寸n×A，则镜像电流iPA＝n×iREF。 [0065] 因此，所得输出电压VPA是进入功率放大器12的已调制供电电流iPA与功率放大器12的有效DC电阻REFF的函数。如果REFF的标称值大约等于RREF/n，则VPA将大约等于VIN’。 也就是说，如果功率放大器12的有效DC电阻大约处于其标称值，则电流镜中的电压得到平衡。但是，对于功率放大器12的有效DC电阻在工作期间改变来说，VPA将不匹配VIN’。那种不匹配意味着，晶体管40B的工作电压、如栅极-源极、栅极-漏极和漏极-源极电压不匹配晶体管40A的工作电压。晶体管工作电压的差异损害电路14的电流镜像功能，意味着iPA一般对于功率放大器12的变化的有效DC电阻将不保持与iREF的预期比例。 [0066] 更具体来说，产生iREF，使得VPA对于REEF的标称值对于Vdd的给定值保持在可允许工作电压限度内。如果REFF的值在发送操作期间显著增加，则VPA＝iPA×REFF可能相对于Vdd施加的工作电压限度提升过高，并且来自功率放大器12的所得输出信号RFOUT可能被削波。这种削波产生不合要求的信号失真及伴随的频谱发散。 [0067] 示范电路46配置成在工作期间检测功率放大器12的有效DC电阻的变化，并且对其响应而产生控制信号。本文中又称作补偿或调节信号的控制信号可用来调节包括RF功率放大器12的发射机的一个或多个工作参数。虽然图10说明响应功率放大器12的有效DC电阻的所检测变化的阻抗匹配网络52的调节，但是应当理解，作为控制匹配阻抗的补充或替代，可控制其它参数。 [0068] 电路46可配置成根据检测电流镜电压不平衡、即参考电压VIN’，与输出电压VPA之间的差异来检测功率放大器12的变化有效DC电阻，因为这类差异表明功率放大器12的有效DC电阻已经偏离其标称值RREF/n。 [0069] 作为那种检测方法的补充或替代，电路46可配置成监测晶体管40B上的电压差，因为Vdd与VPA之间的差异对于IPA的给定值是功率放大器12的有效DC电阻的函数。这种检测方法对于检测功率放大器12的有效DC电阻的增加具有使VPA向Vdd施加的削波限度升高的风险的点是特别有利的。 [0070] 在任何情况中，采用补偿信号来调节阻抗匹配网络52的所述补偿方法在移动台中可能特别有利。在移动台中，移动台发射天线的有效阻抗一般随着移动台在呼叫期间相对于用户身体和/或其它附近物体的位置改变而改变。因此，如果天线的阻抗改变，并且所得不匹配使功率放大器12的有效DC电阻偏离其标称值，则电路46检测由ΔV＝(VIN’-VPA)和/或AV＝(Vdd-VPA)表示的有效DC电阻的所得变化。 [0071] 注意，检测电路48可配置成产生与所检测电压差成比例的检测信号，以及控制电路50可配置成对其响应而产生补偿信号。例如，在突发模式传输配置中，电路46优选地配置成感测活动信号传输期间的变化，但是将其补偿调节推迟到没有活动传输时。例如，电路46可检测给定传输突发期间VIN’与VPA之间的电压差异，然后在下一个突发之前的非传输时间中更新补偿信号。这样操作避免在活动传输期间进行补偿变更。某些类型的信号传输无疑可容许实时传输中的这类变化，并且应当理解，这里所述的推迟调节方法是一种非限制性实现细节。 [0072] 图11说明电路46的示范实现，其中，检测电路48包括配置成产生与其两个信号输入之间的差异成比例的检测信号的差分感测电路，两个信号输入可直接或间接耦合到VIN’和VPA电压信号，和/或耦合到晶体管40B上的电压差。注意，检测电路48可包括没有明确示出的电路元件、如滤波器，以便确保对于幅度调制信息信号VIN的幅度调制频率相应地配置其检测带宽。可能希望复制出电路48相对于调制频率的频率响应，使得它的检测响应稍微平滑。 [0073] 或者，检测电路48可配置为比较器，它响应把ΔV＝(VIN’-VPA)和/或ΔV＝(Vdd-VPA)与一个或多个所定义门限进行比较而产生断言或取消断言信号。因此，电路46可接收用于比较功能的可选门限信息。(注意，门限限定也可用于比例检测/控制操作。例如，控制信号断言可推迟到所检测电压差满足或超过所定义门限。) [0074] 在任何情况中，应当理解，控制电路50可配置成以匹配其预期用途的格式来产生控制信号。因此，根据需要，控制信号可能是模拟或者数字的，并且可能是线性或非线性的。例如，图11表明，补偿信号可用来控制与待传送信号的生成关联的基带发射处理器。更具体来说，发射处理器可配置成补偿(减小)用来产生功率放大器的调制供电电流的幅度信息信号的幅度，以便避免削波。在这个上下文中，应当理解，例如，控制电路50实际上可包括发射信号处理器的一部分，使得检测电路48向发射信号处理器提供检测信号，作为通知它应当补偿以避免削波的时间的指示符。 [0075] 再来看图10，阻抗匹配电路52可包括一个或多个选择性地耦合的反应装置、如电容器、电感器等，它们被接入匹配电路52或者从其中断开，以便实现阻抗匹配控制。在那个上下文中，补偿信号可作为一个、两个或多个开关控制信号产生。或者，阻抗匹配电路52可包括一个或多个可变元件、如变容二极管，在那种情况中，补偿信号可作为比例模拟控制信号产生。 [0076] 作为另一个备选方案，图12说明一种控制配置，其中，电路46产生补偿信号，它用于响应检测功率放大器56的有效DC电阻的变化而改变功率放大器56的偏置。还应当理解，功率放大器56可能与先前所述的功率放大器12相同，以及不同的参考标号主要用来强调偏置控制输入。 [0077] 类似地，图13说明又一种示范补偿配置，其中，功率放大器58包括响应电路46的检测操作而驱动的明确“大小”控制输入。本领域的技术人员会理解，功率放大器58可包括共同用作功率放大器的多个选择性启用的并联晶体管元件。改变在任何一个时间被激活的这类元件的数量会改变功率放大器58的有效“大小”和有效DC电阻。 [0078] 因此，电路46可配置成产生调节信号、例如多位二进制信号或者比例模拟信号，它的变化值改变功率放大器12的有效大小。因此，例如，如果电路46检测到VPA相对VIN’升高，则它可接通更多晶体管元件来增加功率放大器58的有效大小，因而将其有效DC电阻重新降低到标称值。当然，如果VPA相对VIN’开始下降，则电路46可断开一定数量的晶体管元件来使有效DC电阻重新升高到标称值。 [0079] 参考负载与PA负载之间的电流镜像电路的一个扩展体现在图14中。广义来说，图14所示电路支持检测和补偿改变的PA DC电阻的方法，其中，检测RF功率放大器的有效DC电阻的变化包括把电流镜电路14的参考支路中的第一传输晶体管(晶体管40A)上的第一电压降与电流镜电路14的输出支路中的第二传输晶体管(晶体管40B)上的第二电压降进行比较。从一个方面来看，所示电路通过作为检测那些变化的函数改变电流镜的缩放比例，来补偿功率放大器12的有效DC电阻的变化。 [0080] 在这个配置中，第一传输晶体管40A调节进入参考负载的参考电流，以及第二传输晶体管40B调节进入RF功率放大器12的输出供电电流，其中供电电流是所述参考电流的镜像形式。通过这种电路，响应检测功能而补偿发射机工作包括在闭环控制下改变对第二传输晶体管40B的驱动信号，使得第二电压降保持为基本上等于第一电压降。 [0081] 更具体来说，这个闭环实例把电流从称作“参考级”、锁定参考电阻器44RREF上的电流的第一级反射到称作“PA级”、通过PA12的负载电阻RPA把参考电流放大标称倍数n的第二级。参考调节晶体管40A上的电压降、例如在40A为FET时的漏极-源极电压降由放大器60感测并放大一个倍数AVREF，并与由放大器62以相似方式感测并放大一个倍数AVPA的PA的调节晶体管40B上的相应电压降进行比较。表示到各分支的供电电压上限的相对瞬时活动空间的这些感测及放大的电压则在放大器64中进行比较，并用于通过驱动调节到PA12的电流的晶体管40B的栅极来锁定环路。 [0082] 结合图10可看到，放大器60和62用作检测电路48。在那个相同的上下文中，放大器64用作控制电路50，其中，放大器64产生的作为两个感测电压降之间的差异的误差信号用作对晶体管40B的栅极驱动信号。 [0083] 对于RPA＝RREF/n，这种配置实现把RREF按照标称因数n驱动到PADC电阻RPA的IREF电流的闭环镜像。当PA DC电阻因RF天线阻抗不匹配而改变时，所述电路自动调节晶体管40B的栅极或驱动电压，使得活动空间被保持并锁定到参考晶体管40A。当PA DC电阻偏离RREF/n时，通过PA调节晶体管40B的电流调节，使得VBATT-VPA＝VBATT-VREF，或者换言之，[0084] VREF＝VPA，且IPA＝VPA/RPA＝IREF×(RREF/RPA)。 [0085] PA DC电流IPA因而是与参考电阻(固定及已知的)与PA DC电阻(可变及未知的)的比率成比例的参考电流IREF的缩放形式。不管PA DC电阻RPA的值，PA调节器的活动空间和线性度均被保持，同时仍然调制PA的DC电流。当PADC电流响应变化的天线阻抗增加或减小时，来自不匹配天线的前向可用功率将改变，但不允许最大PA DC电阻施加活动空间削波失真。 [0086] 因此，这个实施例使已知参考电流能够按照闭环中的动态调节缩放因数来镜像反射，以便克服原本使活动空间降级并产生到PA的调节电流的非线性削波失真的变化。这个闭环连续模拟活动空间镜像是把参考电流反射到PA的供电电流而没有遇到活动空间削波失真的一个实施例。这个实施例的类似变体可通过分立方式来实现，使得反馈级NFBPA和NFBREF可响应活动空间降级的已知检测而以分立步骤来调节，与前面所述的PA偏置、物理大小和/或输出匹配的调节相似。(注意，每个这样的反馈级可经由所述无源电阻器/电容器网络来提供增益控制，但是本领域的技术人员会知道，根据正进行的具体设计的需要，可采用其它反馈网络配置。) [0087] 通过以上实施例，图15说明支持无线通信的示范移动网络。移动网络一般由标号70表示，并且包括各具有相关接收/发射天线74的一个或多个基站72、把基站72与一个或多个外部网络78接口的一个或多个移动交换中心(MSC)76、以及多个移动终端100。移动终端100以及在一些实现中的基站72可在它的若干实施例的任一个中有利地结合图2中介绍的放大器电路10。 [0088] 移动终端100与基站72之间的无线信令支持移动终端用户与外部网络78的用户之间以及与其它移动终端用户的通信。各基站72支持其相关天线74的覆盖区内的移动终端100的通信和控制业务。MSC 76又协调和控制各基站72的功能以及各个基站72与外部网络78之间的接口通信业务。外部网络78可包括但不限于公共交换电话网(PSTN)、因特网和各种综合业务数字网(ISDN)。 [0089] 图16是用于移动网络70中的移动终端100的示范实现的简图。移动终端100包括系统控制器102、存储器104、频率合成器106、发射机110、接收机120、用户接口130和天线组件140。 [0090] 在工作中，移动终端100经由它与其支持基站72之间的射频信令发送和接收信息。系统控制器102通常实现为一个或多个微控制器(MCU)，它管理用户接口130并提供移动终端100的整体控制。存储器104一般包括应用软件、工作中使用的常数的缺省值以及数据的工作空间。 [0091] 用户经由用户接口130与移动终端100交互。话筒131把用户语音信号转换为相应的模拟信号，它被提供给发射机110供后续转换、处理以及经由天线组件140传送给基站72。接收机120接收来自基站72的信号，并提取例如来自远程用户的语音等的接收音频信息，以及提供所得音频信号用于驱动用户接口130中包含的喇叭132。用户接口130还包括用于向用户提供可视信息的显示器134以及用于接收来自用户的命令和数据输入的小键盘136。用户接口130可包括用于把显示器134和小键盘136与系统控制器102接口的I/O接口138。简言之，用户接口130允许用户发送和接收语音及其它音频信息、拨打号码以及根据需要输入其它数据。 [0092] 接收机120包括接收器/放大器122、解码/数据恢复模块124和数模转换器(DAC)126。在工作中，经由天线组件140接收信号，而耦合电路142提供接收与发送信号之间的信号隔离。在一些实现中，耦合电路142包括接收/发送开关，以便有选择地把发射机110或者接收机120连接到天线144。在其它情况中，耦合电路142包括双工器或其它滤波器元件，在并发接收和发送操作期间提供信号隔离。 [0093] 接收信号被路由到接收器放大器122，它提供接收信号的调节、滤波及下变频。在数字实现中，接收器/放大器122可采用模数转换器(ADC)来为解码/数据恢复模块124提供与入局接收信号对应的连续数字值。解码/数据恢复模块124恢复接收信号中编码的音频信息，并为DAC126提供与接收音频信息对应的数字值。DAC126又提供适合驱动喇叭132的模拟输出信号。 [0094] 发射机110根据本发明配置，并包括模数转换器(ADC)112、基带处理器114、调制器116和前面所述的放大器电路10。在工作中，ADC112把来自话筒131的模拟语音信号转换为对应的数字值。基带处理器114对这些数字值进行处理和编码，从而提供纠错编码并转换成适合调制器116的格式。基带处理器114可接收来自系统控制器102的附加数据供传送。 [0095] 根据移动终端100使用的空中接口标准，调制方案可能需要先前表示为RFOUT、由天线144发射的发射信号的幅度以及相位调制。基带处理器114通常把预期发送信息编码为发送符号的序列，其中各符号具有相位和幅度值的唯一配对。基带处理器114可把相位和幅度信息分为分开的信号。因此，它可能与先前所述的幅度信息信号AMIN同步产生表示为φIN的相位信息信号。 [0096] 调制器116采用相位信息信号φIN来调制载波频率信号，因而产生具有预期相位调制信息的载波频率信号。这个已调制载波频率信号可用作对放大器电路10的RF输入信号RFIN。注意，频率合成器106可用于产生输入到调制器116的参考或载波频率信号。 [0097] 因此，在这个示范配置中，放大器电路10接收来自调制器116的RFIN信号以及来自基带处理器114的幅度信息信号AMIN(在本文中又表示为VIN)。放大器电路10可按照前面所述的实施例的任一个或者根据它们的任何变更来配置。采用通过放大器电路10中包含的电流源14可用的功率放大器供电电流调制技术的发射机110能够对于由移动终端100经由其天线144发射的发射信号(RFOUT)给予相当线性的幅度调制。 [0098] 还要注意，匹配网络可耦合在发射机110与天线144之间，并且可按照图10的论述进行调节。当然，可能不实现匹配网络调节和/或PA偏置或大小调节。例如，在一个或多个优选实施例中，图14的闭环电流镜像在放大器电路10中实现，使得避免削波，并且对变化的天线阻抗保持相当线性的幅度调制。 |
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