具有可调环路滤波器特性的D类音频放大器 |
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| 申请号 | CN201380022679.8 | 申请日 | 2013-04-24 | 公开(公告)号 | CN104272589B | 公开(公告)日 | 2017-10-24 |
| 申请人 | 梅鲁斯音频有限公司; | 发明人 | 米克尔·霍耶尔比; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及一种D类音频 放大器 ，包括：脉宽 调制器 、可调环路 滤波器 以及反馈环路。该 脉宽调制 器针对第一输出 驱动器 的相应的 开关 控制端以可调调制 频率 生成第一组脉宽调制控制 信号 。该D类音频放大器的 控制器 被配置为基于可调调制频率的频率设置来控制可调 环路滤波器 的频率响应特性。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种D类音频放大器，包括： |
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| 说明书全文 | 具有可调环路滤波器特性的D类音频放大器技术领域[0001] 本发明涉及一种D类音频放大器，其包括脉宽调制器、可调环路滤波器以及反馈环路。该脉宽调制器针对第一输出驱动器的相应的开关控制端以可调调制频率生成第一组脉宽调制控制信号。D类音频放大器的控制器被配置为基于可调调制频率的频率设置控制可调环路滤波器的频率响应特性。 背景技术[0002] D类音频放大器是众所周知的一种音频功率放大器，人们通常认为该放大器通过在扬声器负载两端切换脉宽调制(PWM)或脉冲密度调制(PDM)的信号来提供扬声器负载的节能音频驱动。D类音频放大器通常包括H桥驱动器，其具有耦接至扬声器负载的相应侧或端子的一对输出端，以便在扬声器两端应用相反相位的脉宽调制或脉冲密度调制的音频信号。在现有技术的基于PWM的D类放大器中，利用了用于脉宽调制的音频信号的几种调制方案。在所谓的AD调制中，在相反相位中的两个不同电平之间切换或触发在H桥的每个输出端或节点上的脉宽调制音频信号。这两个不同的电平通常分别与上部和下部电源轨(power supply rails)相对应，例如，D类放大器的正极和负极DC电源轨。在所谓的BD调制中，在扬声器负载两端的脉宽调制信号在三个电平之间交替切换，其中的两个电平与上述上部和下部DC电源轨相对应，并且第三电源电压电平是通过同时将扬声器负载的两个端子拉入一个DC电源轨中来获得的零电平。在申请人的共同未决专利申请PCT/EP2011/068873中描述的多电平PWM调制中，为输出驱动器的一个或多个输出节点施加第三电源电压电平，该电平通常被设置为在正极与负极DC电源轨之间的中间电源电平(mid-supply level)，以便例如可通过适当地配置输出驱动器在扬声器负载两端应用3电平或5电平脉宽调制的信号。 [0003] 本发明人通过根据音频输入信号的特定特性来调整脉宽调制器的调制频率获得了D类音频放大器的显著的性能改进。由于一些原因，例如，EMI发射减少、在输出开关装置内减少功率损耗等，故有益于调节调制频率。然而，通常设计或选择D类音频放大器的环路滤波器的频率响应特性，使得以全输出功率以及调制频率的最大设置，元件传播和生产传播造成反馈环路在所需要的安全裕度内恰好保持稳定。该环路滤波器设计有优势地以抑制由在反馈环路内的D类放大器的电路和元件的不理想的特性引入的失真和噪音生成机制。然而，如果选择比最大频率设置较低的调制频率，那么具有可调调制频率的最大设置的环路滤波器的恰好稳定的设计表示反馈环路易于变得不稳定。另外，例如，这种较低的调制频率有利于如上所述节省功率。因此，有利地使可调环路滤波器的频率响应特性适合或适配于调制频率的当前设置，并且可选地适合或适配于负载功率电平，以在用于脉宽调制器的调制频率的特定设置的环路稳定性约束内的整个音频带宽(20Hz–20kHz)中，获得反馈环路的可能最高的环路增益。 [0004] 因此，具有降低的EMI噪音等级的D类音频放大器是非常可取的。同样，功效提高的(尤其具有低或小音频输入信号电平的)D类放大器也非常有利。最后，期望地减小外部负载电感器和负载电容器的尺寸以为用户和其他类型的音频产品提供更紧凑的、高电源效率的、可靠的以及价格低廉的D类放大解决方案。 发明内容[0005] 本发明的第一方面涉及一种D类音频放大器，包括： [0006] -第一输出驱动器，其包括可连接至扬声器负载的第一输出节点，以为其提供负载信号。第一输出驱动器包括具有耦接在第一电源电压与第一输出节点之间的一个或多个半导体开关的上部支腿以及具有耦接在第一输出节点与第二电源电压之间的一个或多个半导体开关的下部支腿，其中，每个半导体开关包括开关控制端，该开关控制端适配于控制半导体开关的状态，以便将半导体开关选择性地置于打开状态或关闭状态中。D类音频放大器进一步包括：脉宽调制器，用于接收滤波后的音频信号并且针对第一输出驱动器的相应的开关控制端以可调调制频率生成第一组脉宽调制控制信号； [0007] -反馈环路，包括可调环路滤波器和耦合至音频输入信号和源自于负载信号的反馈信号的加法节点。 [0008] 反馈环路被配置为使反馈信号与加法节点耦合。控制器被配置为根据第一组脉宽调制控制信号的可调调制频率的频率设置来控制可调环路滤波器的频率响应特性。 [0009] 控制器可包括数字信号处理器(DSP)，例如，包括软件可编程的DSP或硬连接的自定义DSP，例如，在ASIC上集成的数字状态机。在其他实施方式中，控制器可包括适当配置的现场可编程逻辑阵列(FPGA)。如果控制器包括软件可编程的DSP，那么位于EEPROM或闪存装置内的非易失性存储器空间可包括适当的程序指令或例行程序，用于为多个半导体开关以及其他功能生成各自的脉宽调制控制信号。半导体开关的第一组脉宽调制控制信号的单独控制信号可由合适的DSP程序或算法生成并且直接施加于单独的半导体开关中。在其他实施方式中，第一组脉宽调制控制信号可通过栅极或预驱动器电路耦接，以便将控制信号的振幅电平提高到用于多个半导体开关的适当电平。在多个应用中，栅极驱动器电路可包括调制频率在150kHz与5MHz之间的脉宽调制信号。在该实施方式中，第一驱动器输出可适配于将D类音频放大器的PWM调制的负载信号施加于扬声器负载中。通常，第一组脉宽调制控制信号的调制频率优选地在150kHz与5MHz之间，甚至更优选地在500kHz与1MHz之间。 [0010] 技术人员要理解的是，根据在现有D类音频放大器的特定实施方式中应用的脉宽调制的类型，可调调制频率的每个频率设置与特定的有效开关频率对应。有效开关频率等于AD类调制的可调调制频率。有效开关频率等于BD类调制的可调调制频率的两倍。同样，对于负载信号的三电平调制，调制频率等于可调调制频率的两倍，并且对于五电平调制，等于可调调制频率的四倍，诸如此类。通常，有效开关频率等于所选择类型的脉宽调制的PWM相位的数量乘以可调调制频率。 [0011] 第一和第二电源电压可包括D类音频放大器的第一和第二DC电源电压或功率轨(power rail)电压。第二电源电压可为D类放大器的接地电压GND或者负极电源电压，例如，该电压的大小基本上等于第一电源电压。根据特定应用的要求，第一输出驱动器可适配于在广泛的预定电源电压两端进行操作。在有用应用程序的范围内，作为D类音频放大器的有效DC电源的在第一和第二DC电源电压之间的差值可被设置为在5伏特与120伏特之间的值。DC电源电压差可用作单极或双极DC电压，例如，相对于接地基准GND的+5伏特以及GND或+/- 2.5伏特。 [0012] 在本发明的一个实施方式中，控制器根据由主时钟发生器生成的主时钟信号进行操作。主时钟信号可明显高于脉宽调制控制信号的所选择的调制频率设置，例如，高10到100倍。相应的半导体开关的第一组调制控制信号或控制信号可与主时钟信号同步操作。在这样一个实施方式中，D类音频放大器包括采样装置，例如，A/D转换器，其被配置为将在可调环路滤波器的输出处生成的经滤波的音频信号转换成相应的数字音频信号，施加于数字脉宽调制器中。数字脉宽调制器可适配于直接接受经滤波的数字音频信号或者数字脉宽调制器可执行数字音频信号的时域量化，以便数字音频信号的分辨率与数字脉宽调制器的分辨率匹配。然而，反馈环路的噪音成形操作在音频带宽内抑制由这种工序生成的任何量化噪音，下面结合图6更详细地进行解释，图6描述了反馈环路的误差传递函数。 [0013] 控制器被配置为根据依照本发明的可调调制频率的频率设置来控制可调环路滤波器的频率响应特性。由于在以下章节中总结的种种原因，这较为有利。通常设计或选择环路滤波器的频率响应特性，以便通过可调调制频率的最大设置，元件传播和生产传播造成D类放大器的反馈环路在所需要的安全裕度内恰好保持稳定。该环路滤波器设计是有利地抑制由在反馈环路内的D类放大器的电路和元件的不理想特性引入的失真和噪音生成机制。这些失真和噪音生成机制复杂并且可由各种误差源造成，例如，在输出驱动器的功率晶体管中的定时误差、由反馈路径的不理想音频响应造成的混淆误差以及再量化误差等。通常，输出驱动器定时误差和混淆误差易于随着在D类放大器上的负载的增大或者随着D类放大器的输出功率电平的增大而增大。由时间量化误差引起的误差功率与用于规定的数字采样频率的开关频率或调制频率成比例。因此，在具有最高负载功率电平和更高的调制频率时，例如，在等于或接近可调调制频率的最大设置时，抑制这些类型的误差和噪音的这种需要最为明显。在具有更小的负载功率电平时并且在具有较低的调制频率时，通常完全可接受设置可调环路滤波器的频率响应特性，以更少地抑制积极误差和噪音，即，表示为在音频带宽内的反馈环路的误差传递函数的更小幅度。然而，在控制器选择比调制频率的最大设置较低的频率设置时，具有可调调制频率的最大设置以及高负载功率电平的环路滤波器的恰好稳定的设计表示反馈环路内在地易于变得不稳定。由限于调制频率的某个部分(双边缘自然采样的PWM的1/π)的反馈环路的稳定带宽造成这种现象。因此，有利地使可调环路滤波器的频率响应特性适配于调制频率的实际或当前设置，并且并可选地适配于负载功率电平，以便在环路稳定性约束或限制内，达到在音频带宽中可能最高的环路增益。环路滤波器的频率响应特性的这种动态或适合性调整造成通过可调调制频率的最大和最小频率设置在D类音频放大器内较好地抑制上述误差和噪音机制。此外，可调调制频率的任何中间频率设置可与环路滤波器的频率响应特性的专门定制的设置相关联。 [0014] 因此，根据有利的实施方式，控制器被配置为以可调调制频率的最大频率设置选择比以可调调制频率的最小频率设置更高的可调环路滤波器的阶数(order)。如上所述，可调调制频率的最大频率设置优选地等于或低于5MHz。可调调制频率的相应最小频率设置可在所选择的最大频率的一半与四分之一之间，并且优选地高于150kHz。 [0015] 可通过控制器以各种方式并且在作为响应选择的可调调制频率的适当频率设置中，检测当前负载功率电平。在这样一个实施方式中，控制器包括音频信号电平检测器。控制器适配于根据音频输入信号检测电平，控制用于下面描述的第二输出驱动器以及H桥型输出驱动器的第一组调制控制信号以及并可选地第二组调制控制信号的可调调制频率。可通过直接的方式或者间接地检测音频输入信号的电平。通过检测或分析脉宽调制控制信号的调制占空比或调制指数或者负载信号的调制指数，可间接检测音频输入信号的电平。技术人员会理解的是，可通过多种方式，例如，通过其峰值电压、平均电压、RMS电压等，表示音频输入信号的电平。 [0016] 可调环路滤波器可包括连续时间频率选择性滤波器或开关电容器型(时间离散)频率选择性滤波器。根据一个优选的实施方式，可调环路滤波器包括低通滤波器，该低通滤波器插入反馈环路的前向信号路径内，例如，在通常称为误差信号的加法节点输出信号与脉宽调制器的输入之间，以便环路滤波器生成用于脉宽调制器的滤波后的音频信号。在另一个实施方式中，可调环路滤波器包括插入从负载信号延伸到加法节点的反馈环路的反向信号路径内的高通滤波器。技术人员会理解的是，加法节点可被配置为根据其各自的相位加入或减去反馈信号和音频输入信号，以生成误差信号。低通滤波器可包括多个级联积分器，其包括相应的积分器时间常数和相应的积分器增益系数。通过适当地选择级联积分器和相关的积分器时间常数的数量，可设置低通滤波器的截止频率和阶数。在低通滤波器的一个优选的实施方式中，一个或多个级联积分器包括输出电平箝位，用于限制积分器的最大输出电平，例如，最大输出电压电平或最大输出电流电平。由于这些积分器的输出信号的减少对于从饱和状态中减少环路滤波器的恢复时间最有效，并且因此对于恢复D类音频放大器的正常操作最有效，所以输出电平箝位优选地施加于在一连串级联积分器中的一个或多个前端积分器中。 [0017] 输出电平箝位相对于非箝位积分器的最大输出峰间(peak-peak)信号电压或峰间信号输出电流降低了箝位积分器的最大输出峰间信号电压或峰间信号电流。在一个实施方式中，箝位积分器的最大输出峰间信号电压小于非箝位积分器的一半，优选地小于三分之一。控制器可适配于通过多种方式调整可调环路滤波器的频率响应特性。在一个优选的实施方式中，控制器被配置为根据可调调制频率的设置改变可调环路滤波器的阶数。环路滤波器的阶数可改变或者从在2与8之间的第一预设的阶数(例如，第四阶)切换成第二预设的阶数，该阶数比第一预设的阶数小1到2个阶。在另一个实施方式中，控制器被配置为使用共用比例因子(例如，在0.25与4之间的比例因子)调整多个积分器的相应的积分器时间常数，以便控制可调环路滤波器的频率响应特性。在后一个实施方式中，环路滤波器的阶数和斜率特性保持恒定，但是反馈互连的开环带宽改变。在又一个实施方式中，通过使用多个比例因子缩放多个积分器的相应的增益系数，控制器调整可调环路滤波器的频率响应特性，以便控制可调环路滤波器的频率响应特性。根据比例因子规则，比例系数可不同，以便比例系数(N)＝(比例因子)N，其中，N是在环路滤波器的输入处的从1开始的积分器指数。例如，比例因子可被设置为0.5，为第四阶环路滤波器产生一系列比例系数：0.0625、0.125、0.25以及0.5。 [0018] 反馈环路的开环带宽优选地设置为在有效开关频率的0.01与1.0倍之间(优选地在0.1与0.5倍之间)的值。在目前的情况下，开环带宽限定为开环幅值响应的0dB增益的频率。 [0019] 根据该D类音频放大器的多个有利的实施方式，第一输出驱动器被配置为给扬声器负载生成多电平负载信号。这些实施方式的每个包括DC电压源，该电压源被配置为在第一输出节点中设置第三电源电压，例如，中点电压，用于在扬声器负载两端提供第一三电平负载信号。在这样一个实施方式中，DC电压源包括所谓的飞跨电容，该电容器为第三电源电压充电。在该D类音频放大器的后一个实施方式中，第一驱动器的上部支腿包括级联耦接的第一和第二半导体开关，并且第一驱动器的下部支腿包括级联耦接的第三和第四半导体开关；DC电压源包括电容器(上述飞跨电容)，该电容器为第三电源电压充电并且在位于第一和第二级联的半导体开关之间的第一节点与位于第三和第四级联的半导体开关之间的第二节点之间耦接。第一组脉宽调制控制信号被配置为： [0020] -在第一状态下，通过第一和第三半导体开关连接电容器的第一端子和第一输出节点， [0021] -在第二状态下，通过第四和第二半导体开关连接电容器的第二端子和第一输出节点。后一个实施方式的一个显著优点在于，在上部支腿和下部支腿的至少两个级联的或串联耦接的半导体开关之间，分割在第一与第二电源电压之间的DC电压差。级联半导体开关降低了单独的半导体开关的击穿电压要求。 [0022] 根据该D类音频放大器的其他多电平实施方式，在第一输出节点中的第三电源电压设置源自在第一电源电压与第二电源电压之间耦接的电阻器或电容器网络的中点或分接点的DC电源。在典型的AD和BD脉宽调制两端的D类音频放大器的多电平实施方式的一个显著优点是抑制或衰减在扬声器负载和输出滤波器元件两端的共模纹波电压。该共模纹波电压是脉宽调制载波的开关或调制频率的不需要的残留物。另一个优点是具有与音频信号的小电平对应的小调制占空比的较低输出滤波电感器纹波电流和输出滤波电容器纹波电压。 [0023] DC电压源可包括来自{充电电容器、浮置DC电源轨、电池}的组中的至少一个元件。在根据飞跨电容的优选实施方式中，每个飞跨电容可具有在100nF与10μF之间的电容。由于在D类音频放大器的操作期间，仅仅需要DC电压源来传送少量能量，并且放松线性要求，所以具有有限电容和物理尺寸的电容器可用作飞跨电容。 [0024] 多个有利的实施方式基于H桥输出驱动器，该驱动器包括第二输出驱动器，优选地在拓扑上与第一输出驱动器基本上相同。扬声器负载在第二输出驱动器的第一输出节点与第二输出节点之间耦接，以便将差分或平衡负载信号施加于扬声器负载中。因此，提供了一种D类音频放大器，其进一步包括： [0025] -第二输出驱动器，其包括第二输出节点，所述节点可连接至扬声器负载，以便为其提供平衡负载信号， [0026] -所述第二输出驱动器包括具有在第一电源电压与第二输出节点之间耦接的一个或多个半导体开关的上部支腿以及具有在第二输出节点与第二电源电压之间耦接的一个或多个半导体开关的下部支腿， [0027] -其中，第二输出驱动器的每个半导体开关包括开关控制端子，该开关控制端子适配于控制半导体开关的状态，以择性地将半导体开关选置于打开状态或关闭状态中； [0028] -控制器进一步适配于针对第二输出驱动器的相应的开关控制端子以可调调制频率生成第二组脉宽调制控制信号。 [0029] 第二输出驱动器当然可包括结合第一输出驱动器的上述实施方式进行描述的任何单独特征或单独特征的任何组合。 [0030] 当该D类音频放大器包括H桥输出驱动器时，可适配于根据在第一输出驱动器和第二输出驱动器的相应脉宽调制的控制信号之间的相位关系提供不同数量的输出电平，以便两个或多个不同操作模式利用多电平平衡负载信号的不同数量的电平。在这些实施方式中，控制器优选地被配置为： [0031] -在第一操作模式下，提供相对于第一组调制控制信号的相应控制信号具有相反相位的第二组调制控制信号的每个控制信号，以便生成三电平平衡负载信号，[0032] -在第二操作模式下，提供相对于第一组调制控制信号的相应控制信号具有相反相位以及额外+/-90度相移的第二组调制控制信号的每个控制信号，以便生成五电平平衡负载信号。 [0033] 根据一个有利的实施方式，控制器包括上述音频信号电平检测器，以便控制器可被配置为根据音频输入信号的检测电平在第一操作模式和第二操作模式之间进行切换，以便根据音频输入信号的电平，控制在五电平与三电平平衡负载信号之间进行切换。控制器可进一步配置为还根据音频输入信号的电平，控制第一组和/或第二组调制控制信号的调制频率。通过使控制器适配于将音频输入信号的检测电平与预定电平阈值进行，根据一个优选的实施方式来实施。控制器适配于在检测的音频信号电平小于预定电平阈值时，设置第一组和/或第二组调制控制信号的第一调制频率，并且在检测的音频信号电平大于预定电平阈值时，设置第一组和/或第二组调制控制信号的第二调制频率。第一调制频率低于第二调制频率。 [0034] 音频输入信号和反馈信号优选地是模拟信号和加法节点，该加法节点被配置为在模拟域中减去或加上这些信号，以便将具有模拟格式的误差或差分信号提供给环路滤波器。然而，脉宽调制器通常可作为模拟或数字脉宽调制器实现。数字脉宽调制器需要提供具有数字格式的时钟信号和经滤波的音频信号。因此，反馈环路可包括采样装置，例如，A/D转换器，优选地分辨率为5-10比特的闪速A/D转换器，用于接收经滤波的音频信号并且将该信号转换成相应的数字或采样的经滤波的音频信号。采样装置根据采样时钟信号进行操作，以便为数字脉宽调制器生成数字滤波的音频信号。采样时钟信号可源自具有同步格式的控制器的时钟信号。数字脉宽调制器被配置为根据采样时钟信号生成均匀采样的脉宽调制的音频信号。最后，在该实施方式中，控制器优选地适配于根据均匀采样的脉宽调制的音频信号，生成第一组和/或第二组脉宽调制控制信号。通过反馈环路的操作，即，误差传递函数(ETF)的幅度，抑制由采样装置生成的量化噪音。在加法节点的输出处，采样装置可交替地放在环路滤波器的前面，并且环路滤波器用作数字低通滤波器，直接从加法节点中接受数字输出信号。 [0035] 根据任何特定应用程序的要求，例如，根据低压或高压应用程序，第一和第二输出驱动器可利用多种半导体开关。输出驱动器的每个半导体开关优选地包括一个或几个并联耦接的晶体管，该晶体管选自{场效应晶体管(FET)、双极型晶体管(BJT)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)}的组。第一输出驱动器的一个或多个半导体开关以及第二输出驱动器的一个或多个半导体开关优选地包括相应的CMOS晶体管开关，例如，NMOS晶体管。整个D类音频放大器优选地整合在CMOS或BCD半导体芯片或衬底上，以便提供稳健的并且低成本的单芯片解决方案，该解决方案尤其适配于高容量的用户导向的音频应用程序，例如，电视机、移动电话以及MP3播放器，其中，成本是基本参数。在打开状态中或者打开时，半导体开关在一对受控的开关端子之间(例如，MOS晶体管的漏极和源极端子)优选地显示了低电阻，例如，小于10Ω，或者更优选地小于1Ω。在关闭状态中或者关闭时，半导体开关在这对受控的端子之间优选地显示了大电阻，例如，高于1MΩ或几MΩ。半导体装置的导通电阻通常由其制造工序及其几何图形确定。对于用作CMOS晶体管的半导体开关，相关的几何参数是CMOS晶体管的宽带与长度(W/L)的比率。CMOS半导体工序的PMOS晶体管通常显示了导通电阻，该导通电阻比具有相似的尺寸并且通过相同的半导体工序制造的NMOS晶体管的导通电阻大2-3倍。通常，每个半导体开关的导通电阻优选在0.01Ω与10Ω之间。 [0036] 调制控制信号(例如，第一和第二组脉宽调制控制信号的每个控制信号)的相应的振幅或电平优选地足够大，以便将上述半导体开关选择性地置于打开状态/关闭状态或关闭状态/打开状态中。在一些实施方式中，第一和第二输出驱动器可包括一个或多个电平转换器，其被配置为将调制控制信号的相应的振幅从第一电平提高到比第一电平更高或更大的第二电平。第二电平优选地足够高，以便在需要时驱动每个半导体开关进入其打开状态中。第一和第二输出驱动器可适配于根据一个特定应用程序的要求，在广泛的电源电压两端进行操作，即，在第一和第二电源电压之间的DC电源电压差。第一电源电压可为正极DC电源电压并且第二电源电压可为负极DC电源电压或接地参考。在一系列有用的应用程序中，电源电压差可设置为在5伏特与120伏特之间的DC电压。 [0037] 本发明的第二方面涉及一种声音再现组件，其包括：根据前述方面中任一个及其实施方式所述的D类音频放大器；以及扬声器负载，其操作地耦接至第一驱动器的输出节点以及第一和第二DC电源电压中的一个。第二电源电压可为接地。或者，声音再现组件可包括基于H桥的D类音频放大器，这种放大器具有上述第一和第二输出驱动器，其中，扬声器负载分别操作地耦接在第一和第二驱动器的第一和第二输出节点之间。扬声器负载可包括任何类型的移动式线圈(动态)、移动式电枢、压电、静电型音频扬声器。声音再现组件优选地具有用于与静止或便携式娱乐产品(例如，电视机、计算机、Hi-Fi设备等)整合的形状和尺寸。 [0038] 声音再现组件可进一步包括负载电感器，其耦接在第一驱动器的输出节点与扬声器负载之间；以及负载电容器，其耦接在扬声器负载与第一和第二DC电源电压中的一个之间。负载电感器和电容器共同形成低通滤波器，用于在一个或多个输出节点处抑制与脉宽或脉冲密度调制输出信号的开关频率相关联的高频元件。通过适当地选择负载电感器和电容器的元件值，该低通滤波器的截止频率可高于音频带，例如，在20kHz与100kHz之间。附图说明 [0039] 将结合附图更加详细地描述本发明的优选实施方式，其中： [0040] 图1示意性示出了根据本发明的优选实施方式的具有反馈环路的D类音频放大器，该反馈回路包括具有可调频率响应特性的环路滤波器； [0041] 图2示出了根据本发明的优选实施方式的用于根据音频输入信号的检测电平在不同操作模式中操作该D类音频放大器的模式切换方案； [0042] 图3为用于在图1上描述的D类音频放大器的反馈环路中的可调或自适应环路滤波器的简化示意图； [0043] 图4为在图3上描述的可调或自适应环路滤波器的详细电路图； [0044] 图5为用于环路滤波器的频率响应特性的三个不同设置的此D类音频放大器的反馈环路的开环幅度和相位响应的图示； [0045] 图6为用于在图5上描述的环路滤波器的三个不同频率响应设置的此D类音频放大器的反馈环路的误差传递函数(ETF)的幅度的图示； [0046] 图7示出了在启动D类音频放大器时经过非箝位积分器的时间的环路滤波器的一系列单独的积分器输出信号； [0047] 图8示出了在启动D类音频放大器时经过箝位积分器的时间的环路滤波器的一系列单独积分器输出信号； [0048] 图9A)和图9B)示出了根据输出驱动器的第一实施方式与扬声器负载耦接的H桥驱动器以及利用AD调制的H桥驱动器的脉宽调制输出信号波形； [0049] 图10a)和图10b)示出了根据输出驱动器的第二实施方式与扬声器负载耦接的H桥驱动器以及利用BD调制的H桥驱动器的脉宽调制输出信号波形； [0050] 图11示出了用于在图9和图10上描述的H桥驱动器的负载电感器纹波电流波形以及负载电容器纹波电压波形； [0051] 图12示出了根据输出驱动器的第三实施方式利用可切换多电平调制方案与扬声器负载耦接的H桥输出驱动器的示意图； [0052] 图13示出了由在图12和图14上描述的H桥输出驱动器产生的三电平和五电平脉宽调制输出信号波形； [0053] 图14为根据输出驱动器的第四实施方式的与扬声器负载耦接的H桥输出驱动器的示意图； [0054] 图15A)和图15B)分别示出了在三电平操作模式和五电平操作模式中用于在图12上描述的H桥输出驱动器的每个半导体开关的脉宽调制控制信号的生成； [0055] 图16A)和图16B)分别示出了相对于与在三电平调制中操作的在图12上描述的H桥驱动器相比较的与图9和图10上示出的H桥驱动器(AD和BD类调制)的调制占空比相对的负载电容器纹波电压和负载电感器纹波电流；以及 [0056] 图17示出了用于在图9上描述的AD类H桥驱动器以及在图12上描述的多电平H桥输出驱动器的通过实验记录的功率损耗数据。 具体实施方式[0057] 图1示意性示出了根据本发明的优选实施方式的包括与控制器1103耦接的平衡/差分或H桥驱动器1101的基于PWM的D类音频放大器1100，例如，该H桥驱动器与在图12上描述的多电平H桥输出驱动器401相似。该D类音频放大器1100利用在下面详细解释的D类放大器1100的反馈环路或路径的可调环路滤波器1117的不同频率响应特性之间的基于复杂调制频率的切换。示意性示出的H桥驱动器1101包括栅极驱动电路1109，该栅极驱动电路将平衡输出驱动器1107的八个半导体开关的相应的脉宽调制控制信号的信号幅度增大为允许将单独的半导体开关适当地置于ON和OFF状态中的电平。栅极驱动电路1109可包括各种电平转换器。在从包括控制器1103的正常CMOS集成电路中提供时，每个脉宽调制开关控制信号的幅度可大约为1.8伏特、3.3伏特或者5伏特。如果例如将H桥驱动器的DC电源电压设置为大约40伏特，那么还通过栅极驱动电路1109将脉宽调制控制信号的幅度提高为大约40伏特或更多。H桥输出驱动器1101优选地与如前所述在图12上描述的H桥输出驱动器401相同。然而，如果控制器被重新配置为将适当的脉宽调制控制信号提供给上述输出驱动器型单独半导体开关，那么可交替地使用不同类型的单端或平衡的(H桥)输出驱动器，其具有良好的效果。输出滤波器电路1105的电气特性还优选地与耦接至H桥输出驱动器401的输出滤波器相似。输出滤波器电路1105因此包括与H桥输出驱动器1101的第一输出节点和第二输出节点中的每一个耦接的负载电感器和负载电容器。 [0058] 控制器1103可包括数字信号处理器(DSP)，其具有软件可编程配置或者作为专用硬件，例如，包括数字状态机，被配置为根据一组可执行程序指令或硬连接状态提供下述功能或操作。D类音频放大器1100进一步包括模拟加法节点1131，其被布置在可调环路滤波器1117的前面，用于在Audio In(音频进入)节点上接收模拟音频输入信号。在输出滤波器电路1105之前的源自H桥输出驱动器的第一输出节点和/或第二输出节点的反馈信号经由反馈衰减器1111耦接至加法节点1131。加法节点1131从模拟音频输入信号减去负载反馈信号，以形成施加于可调环路滤波器1117的输入的误差信号或差分信号。在本发明的该实施方式中，将误差信号施加于可相应地作为模拟电路实现的可调环路滤波器1117的输入。在本发明的该实施方式中，可调环路滤波器1117包括四个级联积分器，下面结合图3和图4更详细地进行描述。技术人员会理解的是，环路滤波器的可替换实施方式可使用更少或更多的级联积分器或其他类型的低通滤波器。积分器在图1中由积分器符号以及相应的增益系数k1–kn示意性显示，在传输给模拟脉宽调制器电路1115或PWM电路之前，可有效地低通滤波所产生的音频输入信号。技术人员将理解的是，如果可调环路滤波器1117的输出信号例如由闪速或Σ-ΔA/D转换器数字化，那么可使用数字PWM电路代替PWM电路1115。 [0059] PWM电路1115的调制或载波频率由布置在控制器1103内的PWM时钟电路1121控制，其生成至PWM电路1115的同步脉冲。PWM电路1115产生具有调制频率设置的或者由PWM时钟电路1121控制的自然采样的脉宽调制音频信号。将自然采样的脉宽调制音频信号传输给开关模式映射电路1119。开关模式映射电路1119被配置为给功率级1107的八个半导体开关中的每一个生成适当定相和定时的脉宽调制控制信号，下面结合图15A)和图15B)进行解释。在本发明的该实施方式中，其中H桥输出驱动器1101的第一和第二输出驱动器中的每一个包括四个层叠的半导体开关，开关模式映射电路1119包括传输给可选的定时控制器1133的八个脉宽调制控制信号。定时控制器1133可适配于对八个脉宽调制控制信号中的一个或多个执行某些时基调整(time base adjustment)，例如，在某几对控制信号之间进行死区时间控制，以确保相同的控制信号不重叠。然后，如上所述，将这八个脉宽调制控制信号发送给栅极驱动器1109。在该实施方式中，开关模式映射电路1119完全在模拟域中进行操作，使得用于功率级1107的相应的八个半导体开关的每个脉宽调制控制信号是自然采样的脉宽调制音频信号。开关模式映射电路1119被配置为给H桥输出驱动器1101的这八个单独的半导体开关(SW1–SW8)生成具有合适的时间和极性的脉宽调制开关控制信号，下面结合图12)和图15a)和图15b)进行描述。每个脉宽调制控制信号的调制或载波频率由PWM时钟发生器 1121设置，该发生器根据由时钟管理电路1123设置的时钟频率控制信号进行操作，使得D类放大器具有如上所述的可调PWM调制频率。功率管理电路1125包括调制感测输入端口1127，允许功率管理电路1125检测提供给开关模式映射电路1119的输入的脉宽调制音频信号的调制占空比。由于所检测的调制占空比表示所产生的音频输入信号的瞬时电平，所以功率管理模块利用该音频电平信息来控制施加于H桥输出驱动器1101中的脉宽调制控制信号或开关控制信号的可调调制频率的频率设置。在本实施方式中，可调调制频率分别在音频输入信号的高电平、中间电平以及低电平150kHz、300kHz以及600kHz这三个不同的预设设置之间进行切换。技术人员会理解的是，控制器1103可被配置为在本发明的其他实施方式中使用额外的预设调制频率设置。而且，根据一个特定的应用程序，可调调制频率的特定频率设置可具有很大的变化。在多个有用的实施方式中，可调调制频率的最大设置可在300kHz与5MHz之间。在本实施方式中，控制器1103可被配置为根据可调调制频率的频率设置控制可调环路滤波器1117的频率响应特性。根据可调调制频率的所选设置，控制器的功率管理电路1125以自适应的方式经由滤波器控制线或总线1129来改变环路滤波器1117的频率响应特性。根据一个实施方式，例如，环路滤波器的阶数在第四阶低通滤波器与第三阶低通滤波器或第二阶低通滤波器之间改变或切换。在另一个实施方式中，改变或切换一个或多个积分器(图4的项310、1303、1305、1307)的相应的积分器时间常数，以便环路滤波器的阶数保持不变，但是截至频率提高或降低，例如，因数在0.25与4倍之间。下面结合图3的对环路滤波器示意图的详细描述进行进一步地详细说明。环路滤波器1117的可调频率响应特性伴随下面描述的多个优点。 [0060] 通常设计的环路滤波器1117的可调频率响应特性，使得通过可调调制频率的最大设置，元件传播和生产传播造成反馈环路在所需要的安全裕度内恰好保持稳定。这有利地抑制由在反馈环路内的D类放大器的电路和元件的不理想的特性引入的失真和噪音生成机制。这些失真和噪音生成机制通常是复杂并且可包括各种来源，例如，在输出驱动器的功率晶体管中的定时误差、由反馈路径的不理想音频响应造成的混淆误差以及再量化误差等。而且，在本发明的一些实施方式中，可介绍时基量化误差，其中，模拟PWM用于与同步(时钟)数字状态机一起生成脉宽调制控制信号，该状态机用于进行H桥输出驱动器1107或其他类型的输出驱动器的切换模式映射。通常，输出驱动器定时误差和混淆误差易于随着负载或者输出功率电平的增大而增大。由时间量化误差引起的误差功率与用于规定的数字采样频率的开关频率或调制频率成比例。因此，在具有最高负载功率电平和更高的调制频率时，抑制这些类型的误差和噪音的这种需要最为明显。在具有更小的负载功率电平时并且在具有较低的调制频率时，通常完全可接受选择可调环路滤波器1117的频率响应特性，以便更少地抑制积极误差和噪音。 [0061] 在控制器1103选择比调制频率的最大设置较低的设置时，具有调制频率的最大设置并且具有高负载功率电平的环路滤波器1103的恰好稳定的设计表示反馈环路内在地易于变得不稳定。由限于调制频率的某个部分(双边缘自然采样的PWM的1/π)的反馈环路的稳定带宽造成这种现象。因此，有利地使环路滤波器1117的频率响应特性适合于调制频率的实际或当前设置，并且可选地适配于负载功率电平，使得对于相关联的环路稳定性约束或限制，达到在音频带宽中可能最高的环路增益。根据调制频率的设置的环路滤波器1103的频率响应特性的这种动态或适应性调整造成通过可调调制频率的最大和最小频率设置在D类音频放大器内较好地抑制上述误差和噪音机制。此外，可调调制频率的任何中间频率设置可具有环路滤波器1103的频率响应特性的专门定制的设置。 [0062] 在一个实施方式中，当可调调制频率减小时，由控制器减少环路滤波器的阶数以执行环路滤波器1103的频率响应特性的调整。这保持了具有较低调制频率的反馈环路的稳定性，而不显著牺牲环路增益的幅度并且并不调整所有积分器时间常数。为了在标称上将第四阶环路滤波器减小为稳定的第三阶设计(如图3中所示)，因此，仅仅需要改变三个参数。另一方面，通过调整积分器时间常数来缩放第四阶环路滤波器的频率响应，需要总共四个参数变化。 [0063] 本实施方式的功率管理电路或模块1125进一步适配于利用音频电平信息来在H桥输出驱动器1107的输出节点上在平衡负载信号的三电平调制模式与五电平调制模式之间进行选择。技术人员将理解的是，该特征完全是可选的并且根据可调调制频率的所选设置的环路滤波器1117的频率响应特性的上述动态或适应性调整运行，而不在三电平和五电平平衡负载信号之间进行这种切换。特别地，技术人员将理解的是，利用没有多电平功能的输出驱动器，环路滤波器1117的频率响应特性的上述动态调整同样正常运行，例如，被配置为用于下面在图9至图11中描述的典型的AD或BD类调制的普通H桥。功率管理电路1125被配置为根据检测的调制占空比在三个不同的操作模式之间进行切换。调制阈值下限和上限决定调制频率的适当设置以及操作模式(在该实施方式中，三电平模式或五电平模式)的适当设置，以便在所检测的调制占空比低于较低的调制阈值时，输入第一或更大的空闲模式。例如，这种第一调制阈值可被设置为在0.01与0.05(例如，大约0.02)之间的调制指数。在更大的空闲模式中，调制频率设置fsw可大约为150KHz，以便提供有效的切换频率600kHz，并且开关控制信号优选地被配置为通过开关模式映射电路1119提供五电平调制。在图2中通过图表将该操作模式描述为更大的空闲模式1203，其中，水平箭头表示音频输入信号的电平的增大方向，从而增大调制占空比。 [0064] 一旦检测的调制占空比超过较低的调制阈值，但是依然在调制阈值上限之下，功率管理电路1125就被配置为切换成第二或低功率模式1205(参照图2)。例如，这种第二调制阈值可设置为在0.05与0.2(例如，大约0.1)之间的调制指数。在低功率模式中，由于允许反馈路径的更高环路带宽在功率级1107的H桥输出驱动器中提高抑制非线性，所以相对于更大的空闲模式，调制频率设置fsw优选地增大。低功率模式的调制频率设置可大约为更大的空闲模式的后一个调制频率设置的两倍。控制器优选地被配置为生成开关控制信号，以保持现有五电平调制，从而为自然采样的脉宽调制音频信号的调制频率fsw的规定设置尽可能增大反馈路径的环路带宽。最后，一旦检测的调制占空比超过调制阈值上限，功率管理电路1125就被配置为切换成第三或正常模式1207(参照图2)。在正常模式中，由于操作模式在正常模式中改变，所以调制频率fsw相对于低功率模式的调制频率优选地增大预定的量，例如，增大1.5到4倍。如果调制频率保持恒定，那么该变化易于减小环路带宽。然而，在扬声器负载两端的输出信号的三电平调制通过有利的方式抑制负载电容器纹波电压的共模元件，以便在具有大音频信号电平时，提高EMI性能。 [0065] 图3为可调或自适应环路滤波器1117的简化示意图。可调或自适应环路滤波器1117包括一连串四个积分器1301、1303、1307以及1307。第一积分器1301被耦接以接收输入信号，该信号是在从音频输入信号减去反馈信号之后在加法节点或接合点1131的输出处提供的误差或差分信号。如上所述，经由控制线或总线1129，可控制可调环路滤波器1117的频率响应特性。这四个积分器1301、1303、1307以及1307中的每个具有相关增益系数k1–k4以及相关积分器时间常数τ1-τ4，其共同设置每个积分器的频率响应。这四个积分器1301、1303、 1307以及1307的输出信号在加法接合点1309相加或相组合，以便在端子Out(出)上提供最终环路滤波器输出信号。可调环路滤波器1117进一步包括旁路开关，其耦接在第二积分器 1303两端，这样允许在由控制线或总线1129控制的第四阶环路滤波器与第三阶环路滤波器之间改变环路滤波器的阶数。此外，控制线或总线1129操作性地耦接至积分器时间常数为τ3的第三阶积分器，允许在控制器1103的控制下调整后者。而且，可调环路滤波器1117的第三积分器1307包括箝位电路(未显示)，如下面另外详细地所述，限制该积分器的最大输出电压。 [0066] 图4为在图3上示意性描述的可调环路滤波器1117的详细电路图。可调环路滤波器1117基于平衡或差分电路，以提高电源噪音抑制并且增强环路滤波器1117的线性和信号摆动功能。在第一积分器1301的输入处产生的音频信号作为差分信号被提供给第一操作放大器的相应的差分输入。通过组合与第一差分放大器耦接的反馈电容器和输入电阻器，确定第一积分器1301的积分器时间常数。第二积分器1303具有积分器时间常数，通过分别与第一积分器相似的以及与第三和第四积分器1307、1309相似的方式，由反馈电容器和输入电阻器的组合确定该积分器时间常数。然而，第二积分器包括一对旁路开关SW1、SW2，这些开关耦接在反馈电容器中的相应的一个的两端，以在这对旁路开关的关闭状态中使后面的元件短路。通过这种方式，根据通过总线1129提供的控制信号，可选择性地消除第二积分器 1303的积分器功能，例如，改变为信号增益或衰减功能。实际上，例如，可作为由适当调整的栅极控制信号控制的相应的MOS晶体管电路，通过多种方式实施这对旁路开关SW1、SW2。第三积分器1307包括一对相同的输出电压箝位电路，每个电路包括半导体二极管D1、D2。以反平行配置在第三积分器1307的完全差分操作放大器的两侧的相应的输出与输入之间耦接半导体二极管D1、D2。每对半导体二极管D1、D2将在操作放大器的输出处的最大输出电压或信号幅度限于低于操作放大器的内在输出电压能力的输出电压。由可通过相应的半导体开关SW3、SW4与积分电容器并联耦接的一对额外的积分电容器实施第三积分器的积分器时间常数τ3的上述调整。因此，在半导体开关SW3、SW4关闭或打开时，总积分器电容增大，以便增大积分器时间常数τ3并且降低第三积分器1307的截止频率。在设计在生成作为平衡信号的最终环路滤波器输出信号Out_p和Out_n的完全平衡的操作放大器周围的模拟加法电路 1309中，这四个积分器1301、1303、1307以及1307的输出信号相加或相组合。模拟加法电路 1309最后包括由一对半导体开关SW5、SW6控制的可选的增益调整或设置功能。 [0067] 图5包括用于环路滤波器1117(图3和图4)的频率响应特性的三个不同设置的D类音频放大器1100的反馈环路的开环增益的幅度和相位响应的图示。为在调制频率的最大设置中应用的环路滤波器的第四阶低通滤波器设置，计算幅度图示1501的第一幅度响应曲线1503。如上所述，为通过第二积分器(在图4上的1203)的旁路实现的环路滤波器的低通设置的第三阶设置，计算第二幅度响应曲线1505。为环路滤波器1117的低通滤波器的第四阶设置，计算第三幅度响应曲线1507，其中，使用公因子2，缩放了所有积分器时间常数，以便与幅度响应曲线1503相比，截止频率减半，但是基本上保持相应形状。下部图示1502显示了用于幅度响应特性的以上三种不同设置的相应相位响应曲线1503、1505以及1507。 [0068] 图6为用于在图5上图示的环路滤波器的频率响应特性的三个设置的该D类音频放大器的反馈环路的误差传递函数(ETF)的幅度的图示1601。对于环路滤波器的标称第四阶设置，将20kHz量的噪音和失真抑制为大约52dB，并且对于环路滤波器的缩放的第四阶设置和第三阶设置，将其抑制为大约28和30dB。误差传递函数(ETF)的幅度具有从环路滤波器的低通积分器幅度响应中预期的高通特性。如上所述，随着D类放大器的负载或输出功率电平的增大，输出驱动器定时误差和混淆误差易于增大。例如，通过在环路滤波器的三个不同频率响应特性之间的与上述音频电平相关的切换需要这样时，可调环路滤波器确保ETF具有这种误差和噪音机制的最高抑制。 [0069] 图7示出了分别描述在图4上描述的环路滤波器1117的四个级联积分器1301、1303、1305、1307和加法放大器1309的单独积分器输出信号的一系列图示1701、1703、1705、 1707、1709。X轴标度显示了在大约200μS的时间跨度两端的时间。积分器输出信号的图示用于非箝位积分器输出的条件。环路滤波器在标准的第四阶模式中进行操作，以便所有级联积分器通过环路滤波器位于信号路径内(即，不旁路任何级联积分器)。在大约225-230μS的时间间隔(在窗口1711内)期间，在图示1701上的1号积分器和在图示1703上的2号积分器的输出信号的振荡性能表示反馈环路接近在D类音频放大器的启动或超负载中的不稳定性。 [0070] 图8示出了分别描述在图4上描述的环路滤波器1117的四个级联积分器1301、1303、1305、1307和加法放大器1309的单独积分器输出信号的第二系列图示1801、1803、 1805、1807、1809。X轴标度显示了在大约200μS的时间跨度两端的时间。积分器输出信号的图示用于2号积分器(图4的项1303)和3号积分器(图4的项1305)的箝位积分器输出的条件。 剩余积分器非箝位，但是技术人员会理解的是，在本发明的其他实施方式中，可箝位更少或额外的积分器输出。优选地，至少2号积分器和3号积分器级联均被箝位。通过与图7的相同图示相比，检查图示1801和1803的积分器输出，显然有效地抑制在图7的图示1701上的1号积分器和在图示1703上的2号积分器的输出信号的显著振荡性能。因此，积分器输出电压箝位明显提高了反馈环路的稳定性和恢复时间。 [0071] 图9示意性示出了与扬声器负载140耦接的H桥输出驱动器100。H桥输出驱动器100的一侧可用作图1的示意性显示的第一输出驱动器1101的第一输出驱动器。包括开关SW3、SW4的H桥输出驱动器100的第二侧可用作第二输出驱动器，其中，由控制器生成的合适相位的第二组脉宽调制控制信号驱动开关SW3、SW4。H桥输出驱动器100包括与扬声器负载140的相应侧耦接的输出节点VA、VB，以便提供差分或平衡负载信号。在H桥输出驱动器的相应的输出节点VA、VB中，提供在图9b)上描述的调制输出信号波形120、121。根据施加于半导体开关的SW1、SW2、SW3以及SW4的控制端(未显示)中的相应的脉宽开关控制信号，D类音频放大器被配置为用于平衡负载信号的AD调制，使得扬声器负载140在正极DC电源电压与VS与负极DC电源电压(例如，GND)之间交替地连接，反之亦然。通过在第一相位中，将SW1和SW4设置为相应的ON或导电状态，并且将SW2和SW3设置为相应的OFF或断开状态，获得由输出信号波形122显示的在VS与GND之间的扬声器负载的交替切换。在第二相位中，将SW1和SW4设置为相应的OFF或非导电状态，并且将SW2和SW3设置为相应的ON状态。由波形19显示与脉宽调制输出信号波形对应的音频输入信号波形。负载电感器138、137在H桥输出驱动器100的相应的输出节点VA、VB与扬声器负载140的每侧之间耦接。同样，负载电容器136、135从扬声器负载的每个端子或侧边耦接至GND。负载电容器和负载电感器的组合操作用于在输出节点VA、VB两端提供脉宽调制输出波形120、121的低通滤波，以便在扬声器负载两端抑制在输出信号波形中的调制或载波频率元件。 [0072] 图10示出了具有与在图1中所示的H桥驱动器相似的拓扑的并且与扬声器负载240耦接的另一个H桥输出驱动器。然而，该D类音频放大器被配置为用于在输出节点VA、VB两端的平衡输出信号的所谓BD调制。在BD类调制中，在某些时间间隔期间，具有零状态，这些状态包括将输出节点VA、VB同时设置为相同状态或电源电压，即，VS或GND。在零状态中，扬声器负载240的两端或端子同时耦接或连接至VS或GND，以便将在扬声器负载240两端的驱动电压设置为0。因此，在音频输入信号的电平接近0时，放弃在相应的输出节点VA、VB上切换脉宽调制输出波形120、121。在由参考数字224标出的时间实例中，在脉宽调制输出波形222中对此进行显示，其中，音频输入信号219的幅度与0相交。然而，尽管在扬声器负载240两端存在具有零差分电压的状态，但是重要的是，要注意在输出驱动器的每个输出节点VA、VB上具有仅仅两个不同的状态或电压电平，即，VS或GND。 [0073] 图11具体示出了用于在图1和图2上图示的D类放大器的负载电感器纹波电流波形以及负载电容器纹波电压波形。在图11中示出的波形与音频输入信号的零电平或幅度的情况对应，以便在第一和第二输出VA、VB上的脉宽调制输出波形的调制为0。在示图的左手边的波形与上面结合图9概述的AD调制相对应，而右手边的波形描述了上面结合图10概述的BD类调制的相同电压或电流变量。在波形图303上的相应的负载电感器纹波电流波形反应了在矩形载波波形上的负载电感器237、238以及137、138的集成功能。在扬声器负载的相应的输入端上测量的波形图305上的近似正弦形状的负载电容器纹波电压波形VP和VN反应了在矩形载波波形上的负载电容器235、236以及135、136的低通滤波效应。令人感兴趣的是，要注意虽然负载电容器纹波电压波形VP和VN对于AD类和BD类调制具有大致相同的幅度，但是由波形307显示的在扬声器负载两端的差分纹波电压(即，VP减去VN)不同。对于AD类调制，差分纹波电压是单独的电容器纹波电压，而差分纹波电压大约为0，用于BD类调制。与脉宽调制载波波形施加于扬声器负载中相结合，用于BD类调制的纹波电压的较低电平表示较低的功率损耗。然而，尽管对于BD类调制，在扬声器负载两端具有接近0的差分纹波电压，但是依然具有在共模波形图示309上显示的明显的共模差分电压，该共模差分电压给这种调制造成功率损耗。由于实际电感器具有内在的电阻和磁滞损耗，所以通过在实际的D类放大器中造成功率损耗的负载电感器来回循环的负载电流造成这种情况。 [0074] 图12示意性示出了利用多电平平衡负载信号的根据本发明的优选实施方式的与扬声器负载440耦接的H桥输出驱动器401。在该实施方式中，在第一输出驱动器425的第一输出节点VA上，第一DC电压源被配置为设置第三电源电压，优选地为VS的一半。在第二输出驱动器426的第二输出节点VB上，第二DC电压源被配置为设置第三电源电压，优选地为VS的一半。 [0075] 下面详细解释了H桥输出驱动器401的操作，其中，扬声器负载在一对输出节点VA和VB之间操作地互连，而在图13中示出了具有差分格式的并且在第一和第二输出节点VA和VB中的脉宽调制输出信号波形。结合在图2中描述的调制模式切换方案进行解释，对于大输出功率电平，该D类音频放大器优选地被配置为使用平衡负载信号的三电平调制来在正常模式中进行操作，其中，所检测的调制占空比超过调制阈值上限。对于较低的输出功率电平，该D类音频放大器优选地被配置为使用平衡负载信号的五电平调制来在低功率或空闲模式中进行操作。 [0076] H桥输出驱动器401通过输出节点VA和VB操作性地耦接至扬声器负载440。H桥输出驱动器401分别包括第一和第二大致相同的输出驱动器425、426。每个输出驱动器包括四个级联CMOS晶体管开关，例如，NMOS晶体管，这些晶体管耦接在上部DC电源电压或轨道Vs与下部DC电源电压或以接地形式的轨道或GND轨道之间。而且，每个输出驱动器425、426包括所谓的电荷飞跨电容Cfly1,Cfly2418、419，其能够在输出节点VA和VB上生成大约位于VS与GND中间的第三输出电平或中点电压，允许生成多电平平衡负载信号，在下面更详细地进行解释。在该实施方式中，H桥驱动器401的第一输出驱动器425的上部支腿A包括一对串联或级联耦接的半导体开关，例如，CMOS晶体管，优选地是NMOS晶体管。串联耦接的半导体开关SW1和SW2在第一端上耦接至VS并且在相反端上耦接至输出节点VA。第一输出驱动器425的下部支腿B包括另一对串联或级联耦接的CMOS半导体开关SW3和SW4，这对开关从输出节点VA耦接至GND。H桥驱动器401的第二输出驱动器426的上部支腿C包括一对串联或级联耦接的CMOS半导体开关SW5和SW6，这对开关在电气特性上优选地与支腿A的CMOS半导体开关SW1和SW2中的每一个相同。下部支腿D包括又一对级联的CMOS半导体开关SW7和SW8，这对开关在电气特性上优选地与支腿B的CMOS半导体开关SW3和SW4中的每一个相同。在图4上示意性示出了上述CMOS半导体开关，作为由相应的栅极或控制端控制的理想开关部件。每个半导体开关可由示意性显示的单个半导体开关构成，或者在其他实施方式中，可包括与共用控制端并联耦接的多个单独半导体开关。 [0077] 在图1上示出的在D类音频放大器中的H桥驱动器401的操作期间，控制器被配置为分别将适当振幅的第一组脉宽调制控制信号施加于CMOS半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4的第一、第二、第三以及第四栅极端(未显示)中的每一个中，以控制这些CMOS半导体开关的相应的状态。因此，可根据上述脉宽调制控制信号的过渡，在接通状态或ON与断开状态或非导电之间触发或切换每个CMOS半导体开关的状态。这同样适用于第二输出驱动器426的CMOS半导体开关SW5、SW6、SW7和SW8，在栅极端的每一个中，这些开关具有第二组脉宽调制控制信号。根据特定应用程序的要求，尤其是根据扬声器负载440的音频频率阻抗，在打开状态或导电状态或关闭状态中的每个CMOS半导体开关SW1、SW2的导通电阻可大幅变化。根据开关尺寸、在控制端(即，在该实施方式中的栅极端)的驱动电压以及半导体工艺的结果，半导体开关的导通电阻改变。半导体开关SW1、SW2优选地被配置或设计为具有导通电阻，该导通电阻远远小于扬声器负载440的欧姆电阻，以便通过输出节点VA和VB传输的功率主要耗散在扬声器负载440中，并且在更小的程度上，耗散在半导体开关的单独导通电阻中，作为开关功率损耗。在本发明的该实施方式中，每个CMOS半导体开关SW1、SW2、SW3、SW4、SW5、SW6、SW7以及SW8的导通电阻优选地被设置为在0.05与5欧姆之间的值，例如，在0.1与0.5欧姆之间。 [0078] 可包括移动式线圈、移动式电枢或其他类型的音频扬声器的扬声器负载440在H桥驱动器400的第一和第二输出节点VA和VB之间操作性地耦接。扬声器负载440通常包括与显著的电感元件串联的电阻元件。第一负载电感器438和第一负载电容器422耦接在第一输出节点VA与扬声器负载440的第一端子之间，以形成低通滤波器。第一负载电感器438和第一负载电容器422可作为外部元件提供给H桥驱动器的第一和第二输出驱动器425、426的集成电路来实施。在扬声器负载440两端施加的负载信号中，低通滤波抑制在输出节点VA和VB处具有的输出波形的调制或开关频率元件。在该实施方式中，第一负载电容器422可具有在100与500nF之间(例如，大约220nF)的电容。第一负载电感器414可具有在1μH与5μH之间(例如，大约2.20μH)的电感。与第二输出节点VB耦接的第二负载电感器437和第二负载电容器 423的相应的值优选地相同。 [0079] 第一飞跨电容418具有一个端子，该端子耦接至在第一输出驱动器425的上部支腿A的这对级联CMOS半导体开关SW1、SW2之间的第一连接点418a，以便在SW1、SW2与飞跨电容端子之间提供电气连接。第一飞跨电容418的相反端耦接至位于第一输出驱动器425的下部支腿B的这对级联CMOS半导体开关SW3、SW4之间的第二连接点418b。在该H桥驱动器400开始操作之前，由于下部DC电源电压的GND连接，所以第一飞跨电容418预先充电为预定的DC电压，该电压等于在VS与GND之间的DC电压差的大约一半(即，仅仅是VS的一半)。因此，第一飞跨电容418用作在第一与第二连接节点418a、418b之间保持或设置一半VS的DC电压差的DC电压源。在脉宽调制控制信号具有零调制(即，音频信号输入为零)时，控制器(显示为图1的项1103)被配置为以相反相位并且不重叠的方式提供施加于SW1和SW4中的脉宽调制控制信号，以便CMOS半导体开关SW1和SW4决不同时处于接通状态中或者导电。同样，在脉宽调制控制信号具有零调制时，施加于SW2和SW3中的脉宽调制控制信号优选地具有相反相位并且不重叠，以便在具有零调制时，CMOS半导体开关SW2和SW3决不同时ON或者导电。这表示在SW1和SW同时ON，而SW4和SW2均OFF，导致VS减去一半VS的输出电平(即，具有一半VS的VA的输出电平)时，在第一输出驱动器425的第一状态中的第一飞跨电容418在VS与输出节点VA之间耦接。在第一输出驱动器425的第二状态中，在这些开关同时ON，而SW1和SW3均OFF，导致GND加上DC电源电压的一半(即，与在第一状态中的情况一样，一半VS)的输出电平时，第一飞跨电容418通过SW2和SW4在GND与输出节点VA之间耦接。因此，在该实施方式中，第一飞跨电容进行操作，以生成等于DC电源电压VS的一半的在输出节点VA中的第三电源电压电平。由于第一飞跨电容418的DC电压选择性地调整为一半VS，所以如上所述，在第一和第二输出驱动器状态中生成这个第三电源电压电平。相应地，因此，在第一驱动器425的输出节点VA中的输出电平在三个离散电平之间切换：VS、一半VS以及GND。自然地，在其他实施方式中，GND电压包括负极或正极DC电源电压，例如，在幅度上大致等于第一DC电源电压的负极DC电压。 [0080] 所示出的H桥输出驱动器401包括通过第二输出节点VB与扬声器负载4440的另一个侧边或端子耦接的第二输出驱动器426。第二输出驱动器426的单独元件(例如，CMOS半导体开关SW5、SW6、SW7以及SW8和飞跨电容419)的电路拓扑和电气特性优选地与第一输出驱动器425的相应元件的电路拓扑和电气特性大致相同。同样，外部第二负载电感器437和外部第二负载电容器423优选地与和第一输出驱动器425相关联的相应外部元件相同。 [0081] 在正常模式中，配置脉宽调制控制信号，以便在零调制时，SW1和SW5的信号具有相反的相位。这同样使用于施加于SW2和SW6、SW3和SW7以及SW4和SW8中的各对脉宽调制控制信号。飞跨电容Cfly1,Cfly2(418、419)的预定DC电压分别被设置为第一DC电源电压VS的大约一半，脉宽调制控制信号的这种配置与这种设置共同确保了，在第一与第二输出节点VA与VB之间，生成上述3电平脉宽调制平衡输出信号。这种3电平脉宽调制输出信号在图13上显示为波形507。如图所示，该3电平脉宽调制平衡输出信号与上述现有技术的BD类调制共享一个有利的性能，即，在音频信号输入接近0时，在第一和第二输出节点VA与VB中的状态切换速率减小。在D类音频放大器的低功率或空闲操作模式中，配置各种脉宽调制控制信号，以便在零调制时，SW1和SW5的信号相对于彼此反转并且进行额外的+/-90度相移。这同样适配于施加于SW2和SW6、SW3和SW7以及SW4和SW8中的各对脉宽调制控制信号。飞跨电容Cfly1,Cfly2(418、419)的预定DC电压均设置为第一DC电源电压VS的大约一半，脉宽调制控制信号的这种适合与这种设置共同确保了，在第一与第二输出节点VA与VB之间，为扬声器负载生成期望的五电平脉宽调制平衡输出信号。这种五电平脉宽调制平衡输出信号在图13上显示为输出波形513。输出信号波形513显示了高于0的脉宽调制波形的两个离散电平、0电平以及低于0的脉宽调制波形的两个离散电平。如图所示，该五电平脉宽调制平衡输出信号与上述BD类调制和三电平调制共享一个有利的性能，即，在音频信号输入接近0时，在第一和第二输出节点VA与VB中的状态切换速率减小。 [0082] 图14为根据D类音频放大器的第四实施方式的具有与扬声器负载740耦接的分别包括第一和第二输出驱动器725、726的H桥输出驱动器的D类音频放大器的示意图。所显示的D类音频放大器还利用多电平平衡负载信号。在该实施方式中，第一DC电压源被配置为在第一输出驱动器725的第一输出节点VA中设置第三电源电压，优选地VS的一半。第二DC电压源被配置为在第二输出驱动器726的第二输出节点VB中设置第三电源电压，优选地VS的一半。第一和第二DC电压源包括各对电容分压器和半导体开关，用于生成VS电压电平的一半，下面更详细地进行解释。 [0083] 每个输出驱动器725、726的拓扑通常称为“中性点箝位”三电平半桥。第一负载电感器738和第一负载电容器722耦接在第一驱动器725的第一输出节点VA与扬声器负载740的第一端子之间，以形成低通滤波器。由耦接在第二驱动器726的第二输出节点VB与扬声器负载740的第二端子之间的第二负载电感器737和第二负载电容器723形成另一个低通滤波器。这些低通滤波器的目的和特性与上面在输出驱动器401的第一实施方式中讨论的目的和特性相同。第一输出驱动器725包括具有在第一输出驱动器的第一电源电压VS与第一输出节点VA之间串联耦接的第一半导体开关SW2的上部支腿。第二支腿包括在GND(即，第二电源电压)与VA之间串联耦接的第二半导体开关SW3。第三和第四半导体开关SW1和SW4分别串联耦接在第三电源电压(即，中点电压1/2VS)和VA之间。由第三电源电压源生成中点电压1/2VS，作为第一和可选地第二输出驱动器725、726的第三电源电压。第三电源电压源包括一对电源电容器C1和C2，这对电源电容器串联耦接在第一电源电压VS与GND电压之间，以便提供中点电压。电源电容器C1和C2优选地具有大致相等的电容，以便将中点电压设置为第一电源电压VS的大致一半。每个半导体开关SW1、SW2、SW3以及SW4包括栅极端子Vc1、Vc2、Vc3以及Vc4，用于控制所述半导体开关的状态。半导体开关SW1、SW2、SW3以及SW4可包括相应的CMOS晶体管，例如，NMOS晶体管。 [0084] 第二输出驱动器726包括与扬声器负载740的相反侧或端子耦接的第二输出节点VB。与第一输出驱动器725的半导体开关一样，在电路拓扑中，第二输出驱动器726包括耦接的半导体开关SW5、SW6、SW7以及SW8。第二输出驱动器726可包括单独的第三电源电压源，优选地与第一输出驱动器的第三电源电压源一样，以便生成中点电压。或者，第二输出驱动器还可使用为第一输出驱动器725生成的中点电压。第二输出驱动器726的电路拓扑及其单独元件的电气特性优选地与第一输出驱动器725的电路拓扑和电气特性大致相同。 [0085] 控制器703被配置为接收音频输入信号(音频)并且从中获得第一组脉宽调制的控制信号和第二组脉宽调制的控制信号。第一组脉宽调制的控制信号由Vc1、Vc2、Vc3以及Vc4表示，分别施加于CMOS半导体开关SW1、SW2、SW3以及SW4的栅极端子中。第二组脉宽调制的控制信号由Vc5、Vc6、Vc7以及Vc8表示，分别施加于设置在第二输出驱动器726内部的CMOS半导体开关SW5、SW6、SW7以及SW8中。控制器703被配置为控制在第一组脉宽调制的控制信号和第二组脉宽调制的控制信号之间的预定相位关系，以便在正常操作模式中，在扬声器负载740两端生成三电平负载信号，并且在上述低功率和空闲模式中，在扬声器负载740两端生成五电平负载信号。下面在图15中另外详细地解释用于生成第一和第二组脉宽调制的控制信号的工序的一个示例性说明。 [0086] 图15a)和图15b)示出了用于在图12上图示的H桥输出驱动器401的每个半导体开关的脉宽调制控制信号的生成。由控制器1103(在图11上)的开关模式映射电路(图1的1119)从音频输入信号中获得脉宽调制控制信号SW1-SW8。映射图15a)和15b)的脉宽调制控制信号SW1-SW8的所显示的波形形状，用于音频输入信号的预定的非零瞬时电平，即，通过调制。图15a)示出了在图1的D类音频放大器1100的三电平操作模式中的脉宽调制控制信号的生成，而图15b)示出了在五电平操作模式中的脉宽调制控制信号的生成。在这两种操作模式中，在图1上描述的模拟PWM 1115被配置为获得彼此连续地相移90度的四个脉宽调制信号 以及 并且将这些信号传送给开关模式映射电路1119。 [0087] 在图15a)上图示的三电平操作模式中，通过选择脉宽调制信号 和 作为第一输出驱动器的半导体开关SW1和SW2的脉宽调制控制信号SW1和SW2，开关模式映射电路进行相位选择(图12的项425)。开关模式映射电路进一步生成分别相对于SW2和SW1是反相的或者反转的一对脉宽调制控制信号SW3和SW4，作为第一输出驱动器的半导体开关SW3和SW4的脉宽调制控制信号。从所选择的脉宽调制信号 和 中，开关模式映射电路进一步生成用于第二输出驱动器(图12的项426)的半导体开关SW8和SW7的脉宽调制控制信号SW8和SW7。开关模式映射电路进一步生成分别相对于SW8和SW7是反相的一对脉宽调制控制信号SW5和SW6，作为第二输出驱动器的半导体开关SW8和SW7的脉宽调制控制信号。因此，在三电平操作模式中，开关模式映射电路被配置为生成具有脉宽调制控制信号SW1、SW2、SW3以及SW4的形式的第一组调制控制信号，用于相对于第二输出驱动器的第二组脉宽调制控制信号SW5、SW6、SW7以及SW8的相应脉宽调制控制信号是反相的或反转的第一输出驱动器。通过这种方式，对于第二输出驱动器的相应脉宽调制控制信号SW5，第一输出驱动器的脉宽调制控制信号SW1显示为反相，对于第二输出驱动器的相应脉宽调制控制信号SW6，第一输出驱动器的SW2显示为反相，诸如此类。 [0088] 在图15b)上图示的五电平操作模式中，在生成用于第一输出驱动器的具有脉宽调制控制信号SW1、SW2、SW3以及SW4的形式的第一组调制控制信号之前，通过如图所示，选择并重新布置所有的脉宽调制信号 以及 开关模式映射电路进行相位选择。通过与图15a)相比较，第一输出驱动器的脉宽调制控制信号SW1、SW2、SW3以及SW4的相应的波形在三电平和五电平操作模式中相同。然而，如图所示，具有第二输出驱动器的脉宽调制控制信号SW5、SW6、SW7以及SW8的形式的第二组控制信号的波形在三电平和五电平操作模式之间不同。开关模式映射电路被配置为在第二输出驱动器的第二组脉宽调制控制信号SW5、SW6、SW7以及SW8中生成脉宽调制控制信号，这些信号相对于第一输出驱动器的第一组脉宽调制控制信号SW1、SW2、SW3以及SW4的相应脉宽调制控制信号反转并且利用减去90度相移。 通过这种方式，相对于第一输出驱动器的相应脉宽调制控制信号SW1，第二输出驱动器的脉宽调制控制信号SW5显示为反转并且进行额外减去90度相移，相对于第一输出驱动器的相应脉宽调制控制信号SW2，第二输出驱动器的SW6显示为反转并且进行额外的-90度相移，诸如此类。 [0089] 技术人员会理解的是，可从具有相位差为360/(N-1)度的(N-1)个不同控制信号相位的一组调制控制信号中，生成N电平负载信号。通过将N＝3＝>N-1＝2个不同的控制信号相位设置为＝>360/(3-1)＝180度相移，提供三电平负载信号。同样，通过将N＝5＝>N-1＝4个不同的控制信号相位设置为＝>360/(5-1)＝90度相移，提供五电平负载信号。而且，通过将N＝7＝>N-1＝6个不同的控制信号相位设置为＝>360/(5-1)＝60度相移，提供七电平负载信号，诸如此类。N是正整数，优选地是奇数。 [0090] 图16A)和图16B)分别为相对于脉宽调制开关控制信号的调制占空比绘制的负载电容器纹波电压和负载电感器纹波电流的各自示图。调制占空比0.5与脉宽调制音频信号的零调制对应，该零调制反过来与在示图1001上由记号“空闲操作”表示的音频输入信号的零电平对应。所描述的示图绘制成用于10μH的负载电感器值(参照图12的项438)以及1μF的负载电容器值(参照图12的项422)。H桥输出驱动器401的第一或上部DC电源电压VS或PVDD被设置为40伏特。对于这两种类型的调制，调制频率被设置为400kHz，以便根据前面解释的规则，用于三电平FC情况的有效开关频率是800kHz。 [0091] 图16A)的曲线图1001显示了在两种不同类型的D类音频放大器的负载电容器(图12的项422)上以伏特为单位在峰值间测量的负载电容器纹波电压。曲线1003显示了利用在图1、2以及3上显示的两电平AD或BD类调制的用于先有技术的输出驱动器的电容器纹波电压。曲线1005显示了用于图12的H桥输出驱动器401的三电平操作模式的电容器纹波电压。 在峰值间的电容器纹波电压明显大幅减小，尤其大约为零调制。根据多电平H桥输出驱动器 401或者即使如在图9和图10中所述的那些拓扑一样，还可使用更多传统的H桥输出驱动器拓扑，电容器纹波电压的这种减小也造成非常有利地抑制或衰减D类放大器的EMI发射。 [0092] 图16B)的曲线图1011显示了在用于两种不同类型的D类音频放大器的以安培为单位在峰值间测量的负载电感器(图12的项438)中的负载电感器纹波电流。曲线1013显示了通过10μH的负载电感器值以及1μF的负载电容器值测量的在图9、图10上显示的传统2电平的AD或BD类调制输出驱动器的负载电感器纹波电流。曲线1015显示了用于图12的H桥输出驱动器401的3电平操作模式的负载电感器纹波电流。然而，在后一种情况下，负载电感器值仅为2.2μH(与用于传统两电平的AD或BD类调制输出驱动器的10μH相比较)，并且负载电容器值为0.47μF。尽管该H桥输出驱动器的负载电感和负载电容具有明显更小的值，电感器纹波电流的幅度也实现非常大幅的降低，大约为零调制，即，用于易于控制每日倾听的小音频输入信号。 [0093] 图17示出了使用没有上述模式切换方案的AD类调制的用于在图9上描述的H桥驱动器100与应用上面结合图2讨论的调制占空比相关的模式切换方案的在图12上描述的多电平H桥输出驱动器401相比较的通过实验记录的功率损耗数据。在所显示的这两种情况下，音频输入信号为1kHz正弦波，并且扬声器负载为8欧姆。现有技术的H桥驱动器使用9.4μH的负载电感器值以及400kHz的调制频率。根据本发明的H桥输出驱动器使用2.2μH的负载电感器值以及600kHz的调制频率。曲线1301表示用于传统H桥输出驱动器100的以瓦特为单位测量的功率损耗对所提供的负载功率或输出功率，而曲线1303表示用于多电平H桥输出驱动器401的相同品质因数。如图所示，在H桥输出驱动器的大部分线性操作范围中，由多电平H桥输出驱动器401提供功率损耗的大幅减小。由于在典型的每日倾听情况下使用该范围的功率电平，所以用于具有小值的传输的输出功率(例如，小于1W的输出功率电平)的功率损耗的显著减小特别明显。所测量的功率消耗节省达到具有小值的输出或负载功率的大约9倍。也很明显的是，获得这种大幅提高的能量效率，该H桥驱动器无需使用更大负载电感器或负载电容器值，相反，在图16上描述的通过实验记录的功率损耗数据的条件下，负载电感器明显更小。 |
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