振动供料器用控制装置和振动供料器 |
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| 申请号 | CN201680013733.6 | 申请日 | 2016-02-26 | 公开(公告)号 | CN107428476A | 公开(公告)日 | 2017-12-01 |
| 申请人 | 昕芙旎雅有限公司; | 发明人 | 河合遼; | ||||
| 摘要 | 用于驱动振动供料器主体(1)的装置，该振动供料器主体(1)具备： 基台 (11)；可动体(12)，其被基台(11)弹性地支承；电磁体(14)，其设置于基台(11)；以及 磁性 芯(15)，其以与电磁体(14)对置的方式设置于可动体(12)，该装置构成为具备：PWM 信号 生成部(33)，其基于所设定的驱动 频率 (f)来生成PWM信号，并向电磁体(14)施加与PWM信号对应的模拟交流 电压 ； 电流 检测部(34)，其检测通过模拟交流电压而电磁体(14)中流动的电流；电流变化率生成部(35、36)，其基于电流检测部(34)的检测值，来生成在模拟交流电压的一个周期内预先决定的基准 相位 角 (θ1、θ2)下的电流变化率(Rθ1、Rθ2)；以及频率校正部(37)，其基于由电流变化率生成部(35、36)获得的基准相位角(θ1、θ2)的电流变化率(Rθ1、Rθ2)来进行驱动频率(f)的校正。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种振动供料器用控制装置，其用于驱动振动供料器主体，该振动供料器主体具备： |
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| 说明书全文 | 振动供料器用控制装置和振动供料器技术领域[0001] 本发明涉及一种用于使具备电磁体来作为驱动源的振动供料器主体动作的振动供料器用控制装置和具备该振动供料器控制装置的振动供料器。 背景技术[0002] 以往，作为利用振动来输送工件的振动供料器，公知有使可动体直线状地振动来将可动体上的工件直线地输送的所谓的线性供料器(参照下述专利文献1)以及通过将投入工件的料斗作为可动体使之产生扭转振动来沿着料斗的内壁输送工件的所谓的振动料斗(参照下述专利文献2)。 [0004] 作为这样的驱动力，多使用电磁体，因为其成本低且容易控制，通过进行电磁体中流动的电流的通断控制，能够使可动体产生期望的振动。然而，若仅对电磁体施加单纯的脉冲电压，则多会出现谐波、颤振，为了进行安静且平稳的控制，优选施加正弦波状的交流电压。而且，还存在使用PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)电路生成模拟交流电压并向电磁体供给以使得能够以期望的频率进行驱动的技术。 [0005] 另外，为了减少向电磁体供给的能量并且获得大的位移，有时进行如下的所谓的共振点追随控制：向电磁体施加频率接近振动供料器主体的共振频率的交流电压，并且使交流电压的频率追随根据所输送的工件的重量、位置来时时刻刻变化的共振频率(参照专利文献2)。 [0006] 专利文献1：日本特开平3-106711号公报 [0007] 专利文献2：日本专利第4066480 发明内容[0008] 发明要解决的问题 [0009] 然而，在以所述专利文献2为首的以往的振动供料器中，为了进行共振点追随控制，需要在振动供料器主体侧设置检测可动体的位移的位移传感器，驱动振动供料器主体的控制装置构成为，基于来自位移传感器的输出来判定是否处于共振状态，由此控制驱动频率。 [0010] 即，为了进行这样的共振点追随控制，前提是在振动供料器主体侧设置有位移传感器，这会导致组装有位移传感器的部分装置的大型化、制造成本的增加。另外，需要用线缆连接位移传感器与控制装置，因此布线麻烦并且需要考虑断线等所导致的故障。 [0011] 并且，为了对未设置位移传感器的现有的振动供料器主体追加共振点追随控制的功能来适当地控制可动体，不仅需要更新控制装置，还需要对振动供料器追加位移传感器，需要大量的成本。 [0012] 本发明的目的在于有效地解决这样的课题，具体地说，目的在于提供如下的布线简单且可靠性高的振动供料器用控制装置和利用该控制装置的廉价的振动供料器，该振动供料器用控制装置即使在振动供料器主体侧不存在位移传感器的情况下也能够控制为使电压与位移的相位差成为预先决定的规定的关系的驱动频率。 [0013] 用于解决问题的方案 [0014] 本发明为了达到所述目的而采用以下的方法。 [0015] 即，本发明的振动供料器用控制装置用于驱动振动供料器主体，该振动供料器主体具备：基台；可动体，其被该基台弹性地支承；电磁体，其设置于所述基台和所述可动体中的任一方；以及磁性芯，其与所述电磁体对置地设置于所述基台和所述可动体中的任一方，该振动供料器用控制装置的特征在于，具备：PWM信号生成部，其基于所设定的驱动频率来生成PWM信号，并向所述电磁体施加与该PWM信号对应的模拟交流电压；电流检测部，其检测通过所述模拟交流电压而所述电磁体中流动的电流；电流变化率生成部，其基于该电流检测部的检测值来生成在所述模拟交流电压的一个周期内预先决定的基准相位角下的电流变化率；以及频率校正部，其基于通过该电流变化率生成部获得的基准相位角的电流变化率来进行所述驱动频率的校正。 [0016] 当像这样构成时，向电磁体施加与由PWM信号生成部生成的PWM信号对应的模拟交流电压，由此在微小时间向电磁体施加脉冲状的固定电压。在像这样向电磁体施加固定电压的情况下，电磁体中流动的电流的斜率即电流变化率与电磁体的电感相对应。该电感同电磁体与磁性芯之间的间隙相对应，换言之与可动体的位移量相对应，因此求出电流变化率视为能够获知当时的可动体的位移量。因而，生成由电流变化率生成部预先决定的基准相位角下的电流变化率，频率校正部基于该电流变化率来进行驱动频率的校正，即使在振动供料器主体侧不存在用于检测可动体的位移的位移传感器的情况下，也能够控制为使电压与位移的相位差成为预先决定的规定的关系的驱动频率，能够实现布线简单且可靠性高的制造成本低的振动供料器。 [0017] 为了能够更适当地控制振动供料器的驱动频率，优选的是构成为，在以所述模拟交流电压产生峰值的相位角为中心的大体对称的位置设定第一基准相位角和第二基准相位角来作为所述基准相位角，具备生成与所述第一基准相位角对应的第一电流变化率的第一电流变化率生成部以及生成与所述第二基准相位角对应的第二电流变化率的第二电流变化率生成部来作为所述电流变化率生成部，所述频率校正部基于由第一电流变化率生成部获得的第一电流变化率以及由第二电流变化率生成部获得的第二电流变化率来进行所述驱动频率的校正。 [0018] 另外，为了简单且准确地生成施加固定的电压的情况下的电流变化率，优选的是构成为，所述电流变化率生成部在从与所述第一基准相位角及所述第二基准相位角对应的一个脉冲的PWM信号导通起至截止的期间生成所述电流变化率。 [0019] 为了避免紧接使PWM信号导通的开关动作之后的响应延迟的影响而更准确地获得电流变化率，优选的是，所述电流变化率生成部在从与所述第一基准相位角以及第二基准相位角对应的一个脉冲的PWM信号导通并经过预先决定的规定时间起至截止的期间生成所述电流变化率。 [0020] 为了简单地实现共振点追随控制，优选的是构成为，在将所述模拟交流电压产生峰值的相位角设为0°的情况下，将所述第一基准相位角设定在大于-90°小于0°的范围内，将第二基准相位角设定在大于0°小于90°的范围内，所述频率校正部在从所述第二电流变化率的绝对值减去所述第一电流变化率的绝对值而得到的电流变化率差处于以夹着零的方式预先决定的规定范围内的情况下，不进行驱动频率的校正，在所述电流变化率差大于所述规定范围的情况下，对所述驱动频率向降低的方向进行校正，在所述电流变化率差小于所述规定范围的情况下，对所述驱动频率向提高的方向进行校正。 [0021] 为了实现布线简单且可靠性高的廉价的振动供料器，优选的是构成为具备所述结构中的任一结构所记载的振动供料器用控制装置以及由该振动供料器用控制装置控制的振动供料器主体。 [0022] 发明的效果 [0023] 根据以上说明的本发明，能够提供如下一种布线简单且可靠性高的振动供料器用控制装置和利用该控制装置的廉价的振动供料器，该振动供料器用控制装置即使在振动供料器主体侧不存在位移传感器的情况下也能够控制为使电压与位移的相位差成为预先决定的规定的关系的驱动频率。附图说明 [0024] 图1是示意性地表示本发明的一个实施方式所涉及的振动供料器的结构图。 [0025] 图2是示意性地表示该振动供料器所具备的电磁驱动部的说明图。 [0026] 图3是表示将向该电磁驱动部供给的电压与电流放大了的情况下的关系的说明图。 [0027] 图4是按振动方式表示向该电磁驱动部供给的电压及电流与位移之间的关系的说明图。 [0028] 图5是表示将向该电磁驱动部供给的电压和电流在基准相位角附近放大了的情况的说明图。 [0029] 图6是表示关于该电磁驱动部的驱动频率的校正的想法的说明图。 [0030] 图7是示意性地表示实际的电压和电流的波形的例子的说明图。 [0031] 图8是表示实际测量了电压和电流的情况下的例子的说明图。 具体实施方式[0032] 下面，参照附图来说明本发明的一个实施方式。 [0033] 如图1所示，该实施方式的振动供料器Fv为所谓的线性供料器，包括振动供料器主体1和用于控制振动供料器主体1的振动供料器用控制装置2(下面称为“控制装置2”。)。 [0034] 振动供料器主体1通过使可动体12沿长边方向(纸面宽度方向)振动，能够输送可动体12上载置的工件(未图示)。即，可动体12的长边方向设定为与工件的输送方向相同的方向。 [0035] 振动供料器主体1为以下那样的结构，以使可动体12振动。 [0036] 振动供料器主体1具备：基台11，其设置于地面FL；以及可动体12，其经由作为弹性支承单元的一对板簧13、13而与该基台11连接。此外，也可以在基台11与地面FL之间设置防振橡胶等弹性支承单元。板簧13、13在可动体12的长边方向(纸面左右方向)上相分离并且平行地配置，并且以随着去向上方而稍微倾斜的方式安装。因此，可动体12能够在包含与板簧13、13的表面垂直的方向即可动体12的长边方向的分量以及上下方向的分量的稍微倾斜的方向上移位，并且被弹性地支承在基台11上。 [0037] 振动供料器主体1还具备电磁驱动部De，能够使可动体12沿所述的可移位的方向振动。具体地说，电磁驱动部De包括电磁体14和磁性芯15。电磁体14以磁吸附面14a与水平方向正交的方式配置，并且经由托架16设置在基台11上，磁性芯15呈矩形板状，以朝向下方延伸的方式固定于可动体12的下表面。通过这样，电磁体14与磁性芯15相对置地配置，由于电磁体14中流动电流而使两者之间产生磁吸引力，由此能够使可动体12产生位移。 [0038] 图2是将该电磁驱动部De放大表示的图，图2的(b)表示从与图1的观察方向相同的方向观察到的状态，图2的(a)表示从与磁性芯15相反的一侧观察电磁体14的状态。 [0039] 电磁体14包括铁心14A和线圈14B。此外，在图2的(a)中，省略线圈14B地进行记载，在图2的(b)中，有时利用假想线(双点划线)进行记载。磁性芯15和铁心14A均通过将作为强磁体的硅钢板层叠为一体而构成。 [0040] 铁心14A在侧视观察时形成为E字形，包括沿上下方向延伸的矩形状的背面板部16、从该背面板部16的上下方向中央朝向磁性芯15延伸的俯视观察为矩形状的中央突出部 17、以及从背面板部16的上端及下端朝向磁性芯15延伸的俯视观察呈矩形状的一对外侧突出部18、18。 [0041] 在中央突出部17与各外侧突出部18、18之间形成有向侧方以及磁性芯15侧开放的两个内部空间Sp、Sp，线圈14B构成为跨这两个内部空间Sp、Sp地卷绕在中央突出部17的周围。 [0042] 通过这样，在线圈14B中流动电流的情况下，如图中用箭头所示的那样形成从中央突出部17穿过磁性芯15内部且经由外侧突出部18、背面板部16返回中央突出部17的两个磁路M，在电磁体14与磁性芯15之间产生磁吸引力。此外，为了将磁路M形成为这样的朝向，需要使线圈14B中流动的电流在从磁性芯15侧观察时为逆时针方向，在使电流向与所述方向相反的方向流动的情况下，形成朝向与上述朝向相反的磁路。 [0043] 返回图1，由控制装置2对构成电磁驱动部De的电磁体14施加正弦波状的交流电压而流动与之相应的电流，由此在基台11与可动体12之间产生正弦波状的磁吸引力，该磁吸引力成为对于可动体12的激振力，能够使可动体12产生振动。 [0044] 控制如上述那样构成的振动供料器主体1的控制装置2如以下那样构成。 [0045] 首先，控制装置2具备信息处理部3、将由该信息处理部3输出的PWM信号放大来生成驱动电压并向电磁体14供给的放大器4、以及检测从放大器4流向电磁体14的电流的电流检测器5。 [0047] 该信息处理部3具备存储部31、频率设定部32、PWM信号生成部33、电流检测部34、第一电流变化率生成部35、第二电流变化率生成部36以及频率校正部37，构成为无论是否存在来自振动供料器主体1侧的位移检测信号的输入、这些各部都能够协作进行所谓的共振点追随控制。 [0048] 存储部31中存储有在起动时驱动电磁驱动部De的初始设定频率f0、后述的第一基准相位角θ1以及第二基准相位角θ2、使用于频率校正的电流变化率差ΔR的阈值ΔRth、一次的频率校正量Δf、以及屏蔽时间Tm等数据。 [0049] 频率设定部32设定用于驱动电磁驱动部De的驱动频率f，并将该驱动频率f输出到PWM信号生成部33。频率设定部32在运转开始时读出存储部31中存储的初始设定频率f0，将其值用作驱动频率f，在进入稳态运转之后，基于由后述的频率校正部37输入的频率校正值来依次更新驱动频率f。 [0050] PWM信号生成部33基于由频率设定部32输入的驱动频率f来生成PWM信号，以获得与该驱动频率f对应的正弦波状的模拟交流电压信号。在以微小时间为单位放大后观察PWM信号时，该PWM信号由矩形状的正电压的脉冲信号和负电压的脉冲信号构成，一边改变这些脉冲信号的占空比、即改变脉冲宽度一边输出这些脉冲信号，由此生成模拟交流电压信号。如前述那样，PWM信号通过放大器4而被放大，并作为驱动电压被供给到电磁体14。 [0051] 电流检测部34能够根据来自电流检测器5的输入来实时地检测电磁体14中流动的电流值，并作为电流检测值输出。 [0052] 第一电流变化率生成部35利用由电流检测部34检测出的电流检测值来生成第一基准相位角θ1下的第一电流变化率Rθ1，第二电流变化率生成部36利用由电流检测部34检测出的电流检测值来生成第二基准相位角θ2下的第二电流变化率Rθ2。 [0053] 频率校正部37将由各电流变化率生成部35、36生成的电流变化率Rθ1、Rθ2的绝对值|Rθ1|、|Rθ2|进行比较，基于其结果来判定是否进行驱动频率f的校正，并且，在进行驱动频率f的校正的情况下，判定与当前的驱动频率f相比要升高还是要降低，输出与之对应的频率校正值Δf或者-Δf。 [0054] 具体地说，在判定为从第一电流变化率Rθ1的绝对值|Rθ1|减去第二电流变化率Rθ2的绝对值|Rθ2|而获得的电流变化率差ΔR处于根据预先决定的阈值ΔRth而设定的±ΔRth的范围内的情况下，处于共振状态，因此不需要校正频率，向频率设定部32输出频率校正值为零。在该情况下，频率设定部32使驱动频率f维持当前值不变，不进行校正。 [0055] 另外，在判定为电流变化率差ΔR小于所述的范围、即小于-ΔRth的情况下，将频率校正值Δf输出到频率设定部32，以使驱动频率f的当前值提高预先决定且存储于存储部31的一次的频率校正量Δf。在该情况下，频率设定部32校正驱动频率f，设定为新的驱动频率f+Δf。 [0056] 并且，在判定为电流变化率差ΔR大于所述的范围、即比ΔRth大的情况下，将频率校正值-Δf输出到频率设定部32，以从驱动频率f的当前值减去一次的频率校正量Δf。在该情况下，频率设定部32校正驱动频率f，设定为新的驱动频率f-Δf。 [0057] 在此，为了说明如上述那样构成的控制装置2的作用，对本控制装置2的共振点追随控制的原理进行说明。 [0058] 在对如图2所示那样构成的电磁驱动部De施加了电压V的情况下，电压V与表示线圈14B中流动的电流的斜率的电流变化率di/dt(＝R)之间产生下式那样的关系。 [0059] di/dt＝V/L···················(式1) [0060] 在此，dt为微小时间，di为微小时间dt期间的电流变化值，L为电感。根据该式2可知，如果电压固定，则变化率di/dt与电感L成反比。 [0061] 并且，电感L与由于电磁体14而流通磁束的磁路M之间产生如下的关系。 [0062] L＝μ0·S·N2/(lg+lc/μr)··········(式2) [0063] 在此，μ0为真空的磁导率(＝4π×10－7)，μr为构成铁心14A、磁性芯15的硅钢板的相对磁导率(＝15000)，lc为磁路M的长度，S为铁心14A的截面积。 [0064] 如图2所示，将磁性芯15的厚度设为A，将中央突出部17和外侧突出部18的长度设为B，将背面板部16的厚度设为C，将外侧突出部18的厚度设为D，并且将中央突出部17的厚度设定为2×D。并且，将中央突出部17与外侧突出部18之间的间隔设为E，将铁心14A和磁性芯15的宽度方向尺寸设为F。在该情况下，当将构成电磁体14的铁心14A与磁性芯15之间形成的间隙设为lg时，能够通过下式求出磁路M的长度lc。 [0065] lc＝A+2B+C+2D+2E+2lg·········(式3) [0066] 另外，能够通过下式求出铁心14A的截面积S。 [0067] S＝D×F······················(式4) [0068] 根据式2可知，真空的磁导率μ0、截面积S、匝数N、间隙lg、磁路长lc、相对磁导率μr对电感L产生影响。其中的变量只有间隙lg、磁路长lc这两个，根据式3，间隙lg的变化能够对电感L产生的影响比磁路长lc的变化能够对电感L产生的影响大得多。即，电感L的变化基本上是由于间隙lg的变化而产生。 [0069] 因而，如果是电压固定的条件，则能够通过式1根据电流变化率di/dt求出电感L，进而能够通过式2求出间隙lg。另外可以说，定性地，在电流变化率di/dt固定的情况下，间隙lg固定，在电流变化率di/dt比较小的情况下，间隙lg小，在电流变化率di/dt比较大的情况下，间隙lg大。而且，间隙lg的变化意味着可动体12(参照图1)的位移，因此通过求出某一微小时间的电流变化率di/dt，不需要特别的位移传感器就能够求出可动体12的位移。 [0070] 此外，电流变化率di/dt的正负只不过是根据所施加的电压的正负而变化，因此对于求出可动体12的位移几乎无意义。因此，电流变化率di/dt的大小关系只要能够通过带绝对值符号的|di/dt|进行确定即可。 [0071] 在此，一般对振动供料器中使用的电磁驱动部De(参照图1)施加正弦波状的交流电压，这样的交流电压多使用基于PWM控制的模拟交流电压，在本实施方式中也采用该方式。 [0072] 图3是表示本实施方式中使用的模拟交流电压以及通过施加该电压而在电磁体14中流动的电流的波形的图，左侧记载了将右侧所记载的波形的一部放大后的情形。 [0073] 在该PWM控制中，改变矩形脉冲状的固定电压的脉冲宽度并且每半个周期将正负反转后输出，通过集合这样的脉冲状的电压来生成正弦波状的模拟交流电压。此外，在正弦波获得正侧的峰值的相位角90°的点或者获得负侧的峰值的相位角270°的点处，最脉冲宽度最大，与此相反地，在相位角0°、180°的点处脉冲宽度最小。 [0074] 而且，通过施加像这样生成的模拟交流电压，电磁体14中仅单向地流动电流，其电流值以与电压的频率相同的频率正弦波状地变化。另外，此时电流相对于电压伴有90°的相位角的延迟。为了获得这样的电压与电流之间的关系，能够有效地利用日本专利第4032192号公报中所记载那样的已知的电路结构。 [0075] 在关于具有这样的关系的电压和电流取微小时间来放大观察的情况下，电压呈矩形波状的脉冲电压，电流与脉冲电压相对应地阶梯状地变化。例如，在着眼于与电压的正侧峰值对应的相位角90°的点的情况下，在施加一个脉冲电压的期间电压是固定的，在获得该脉冲电压的微小时间dt期间，电磁驱动部De的间隙lg几乎不变而能够视为固定，因此该期间的电流变化率R(＝di/dt)大致固定。同样地，在着眼于与电压的负侧峰值对应的相位角270°的点的情况下也是，该期间的电流变化率R(＝di/dt)大致固定。 [0076] 但是，如后文中详述的那样，在对电磁驱动部De(参照图1)施加交流电压进行激振的情况下，可动体12成为共振状态，由此交流电压与位移的相位180°相反。因此，在相位角90°处可动体12向负方向移位而间隙lg变大，因此电流变化率的绝对值|R|(＝|di/dt|)变大，在相位角270°处可动体12向正方向移位而间隙lg变小，因此电流变化率的绝对值|R|(＝|di/dt|)变小。 [0077] 在此，说明施加于电磁驱动部De的电压与可动体12的位移之间的关系。图4是说明可动体12的位移的相位根据振动方式而变化的情形的图。 [0078] 在对电磁驱动部De(参照图1)施加了如图4的(a)那样的正弦波状的交流电压的情况下，如图4的(b)那样流动相位比电压的相位延迟了90°的电流。在电磁驱动部De中产生与电流成比例的磁吸引力，因此可动体12通过该磁吸引力而以与电流的相位相同的相位被激振。而且，在如图4的(c)那样振动台12的振动方式处于强制振动状态的情况下，可动体12的位移以与激振力即电流的相位相同的相位变化，在如图4的(e)那样处于衰减振动状态的情况下，可动体12的位移以与电流的相位180°相反的相位变化。并且，在如图4的(d)那样处于共振状态的情况，可动体12的位移以比电流(激振力)进一步延迟了90°的相位变化。 [0079] 在基于电压与位移之间的关系来看的情况下，在强制振动时位移相对于电压的相位延迟90°，在衰减振动时位移相对于电压的相位延迟270°，在共振时位移相对于电压的相位延迟180°。 [0080] 因此，获得电压峰值的相位角θp(以下，称为“峰相位角θp”。)，例如在将第一基准相位角θ1以及第二基准相位角θ2设定在隔着θp＝90°相对称的位置的情况下，即以满足θ1＝θp-Δθ、θ2＝θp+Δθ的关系的方式设定了第一基准相位角θ1以及第二基准相位角θ2的情况下，这些位置处的位移在共振时相等，在强制振动时、衰减振动时不同。 [0081] 在综合与所述的电流变化率R(＝di/dt)之间的关系来考虑的情况下，获得以下那样的关系。图5是表示所述第一基准相位角θ1以及第二基准相位角θ2下的电压与电流之间的关系。 [0082] 根据该图可知，第一基准相位角θ1以及第二基准相位角θ2位于隔着峰相位角θp相对称的位置，因此脉冲宽度大致相同。并且，在第一基准相位角θ1以及第二基准相位角θ2下位移的瞬时值相等，因此与该脉冲宽度对应的电流变化率R(＝di/dt)也相等。因而，与一个脉冲电压对应的电流变化量di也相等。 [0083] 图6的上部所示的表是分别在驱动可动体12(参照图1)的驱动频率f与共振频率一致的情况下、小于共振频率的情况下、大于共振频率的情况下表示第一基准相位角θ1的电流变化率R即第一电流变化率Rθ1与第二基准相位角θ2的电流变化率R即第二电流变化率Rθ2之间的理论上的关系。而且，图6的下部所示的说明是表示基于所述理论上的关系在实际的控制中使用的关系。 [0084] 具体地说，如图6的上部的表那样，在驱动频率f与共振频率一致的情况下，如上述那样电流与位移之间的相位差为90°，第一电流变化率的绝对值|Rθ1|与第二电流变化率的绝对值|Rθ2|相等。在进行共振点追随控制的情况下，此时不需要校正驱动频率f。 [0085] 相对于该状态，在驱动频率f小于共振频率的情况下，位移相对于电流的相位差比90°超前，此时，第一电流变化率的绝对值|Rθ1|比第二电流变化率的绝对值|Rθ2|小。因此，在进行共振点追随控制的情况下，将驱动频率向升高方向校正为f+Δf即可。 [0086] 另一方面，在驱动频率f向大于共振频率的方向偏移的情况下，电流与位移的相位差比90°延迟，此时第一电流变化率的绝对值|Rθ1|比第二电流变化率的绝对值|Rθ2|大。因此，在进行共振点追随控制的情况下，将驱动频率向降低的方向校正为f-Δf即可。 [0087] 但是，实际上难以将脉冲电压设为完全的矩形状，输出一个脉冲电压的期间的电流也难以完全直线状地变化。 [0088] 图7是示意性地表示实际上获得的电压、电流的波形的特征的图。在像这样将电压信号从截止状态(0)切换为导通状态(±V)的情况下，在紧接开关动作之后电压产生响应延迟后稍稍倾斜地上升。然后，电压在保持固定状态之后，稍稍倾斜地返回截止状态。同样地，电流也在紧接开关动作之后产生响应延迟后上升变平缓，在曲线上缓慢地变化之后，以具有固定的斜率的方式直线状地变化。然后，电压向截止切换并且开始减少。 [0089] 即，在输出脉冲信号的期间，电流变化率R(＝di/dt)不是一直固定。然而，如果在紧接使脉冲信号导通的开关动作之后经过了规定的屏蔽时间Tm后，几乎就能够将斜率视为固定，该直线部中体现上述的关系。因此，将从脉冲输出时间Tp减去屏蔽时间Tm而得到的部分设定为用于生成电流变化率R的微小时间dt，求出该期间的电流变化率di，利用微小时间dt和电流变化率di来生成电流变化率R(＝di/dt)即可。 [0090] 图8中表示实际测量脉冲电压和电流而得到的放大波形，根据该波形通过所述的方法求出电流变化率R(＝di/dt)的情况下的一例。此外，关于这些波形，将第一基准相位角θ1、第二基准相位角θ2设定在以模拟交流电压成为负侧的峰值的相位角270°为中心的±90°以内的范围内，因此电压和电流的放大波形相对于图7是上下相反的。 [0091] 首先，图8的(a)是在使驱动频率f比共振频率高的情况下获得的电压和电流的放大波形。关于第一基准相位角θ1，针对微小时间dt＝22.8μsec，电流变化量di＝1.33mA，因此获得第一电流变化率的绝对值|Rθ1|＝58.7。关于第二基准相位角θ2，针对微小时间dt＝21.7μsec，电流变化量di＝0.83mA，因此获得第二电流变化率的绝对值|Rθ2|＝38.3。在该情况下，从第一电流变化率的绝对值|Rθ1|减去第二电流变化率的绝对值|Rθ2|而得到的电流变化率差ΔR＝20.4是第一电流变化率的绝对值|Rθ1|的约35％，是相当大的值。 [0092] 图8的(b)是使驱动频率f与共振频率一致的情况下获得的电压和电流的放大波形。关于第一基准相位角θ1，针对微小时间dt＝21.3μsec，电流变化量di＝0.79mA，因此获得第一电流变化率的绝对值|Rθ1|＝37.3。关于第二基准相位角θ2，针对微小时间dt＝22.0μsec，电流变化量di＝0.75mA，因此获得第二电流变化率的绝对值|Rθ2|＝34.1。在该情况下，从第一电流变化率的绝对值|Rθ1|减去第二电流变化率的绝对值|Rθ2|而得到的电流变化率差ΔR＝3.2为第一电流变化率的绝对值|Rθ1|的约9％，几乎为零。即，能够使电流变化率的绝对值|Rθ1|、|Rθ2|几乎相等。 [0093] 图8的(c)是使驱动频率f比共振频率低的情况下获得的电压和电流的放大波形。关于第一基准相位角θ1，针对微小时间dt＝19.2μsec，电流变化量di＝0.71mA，因此获得第一电流变化率的绝对值|Rθ1|＝36.8。关于第二基准相位角θ2，针对微小时间dt＝20.7μsec，电流变化量di＝1.04mA，因此获得第二电流变化率的绝对值|Rθ2|＝50.2。在该情况下，从第一电流变化率的绝对值|Rθ1|减去第二电流变化率的绝对值|Rθ2|而得到的电流变化率差ΔR＝-13.4为第一电流变化率的绝对值|Rθ1|的约-36％，是相当小的值。 [0094] 根据上述的实测波形，在本实施方式的控制装置2中，将屏蔽时间Tm设定为10μsec～15μsec。并且，为了判定是否应进行驱动频率f的校正，设定用于与各电流变化率的绝对值|Rθ1|、|Rθ2|之差即电流变化率差ΔR进行比较的阈值ΔRth，将该阈值ΔRth设定为第一电流变化率的绝对值|Rθ1|的10％。而且，在电流变化率差ΔR处于夹着零设定的-ΔRth以上、+ΔRth以下的范围内的情况下，不进行驱动频率f的校正，仅在脱离该范围的情况下进行校正。更具体地说，在电流变化率差ΔR小于-ΔRth的情况下，进行使驱动频率f升高的校正，在电流变化率差ΔR大于ΔRth的情况下，进行使驱动频率f降低的校正。 [0095] 在本控制装置2中，利用如上述那样说明的原理，即使在振动供料器主体1侧不存在位移传感器的情况下，也能够如下述那样一边进行共振点追随控制一边进行动作。 [0096] 首先，在通过控制装置2开始驱动振动供料器主体1的情况下，频率设定部32读出存储部31中预先设定的初始设定频率f0，并将其作为驱动频率f输出到PWM信号生成部33。PWM信号生成部33生成并输出与驱动频率f对应的PWM信号。PWM信号通过放大器4而被放大，并作为模拟交流被供给到电压电磁驱动部De。由此，可动体12通过驱动频率f而被激振，通过振动能够输送可动体12上的工件。此外，作为初始设定频率f0，优选使用非积载状态下的振动供料器主体1的共振频率、前次驱动时的驱动频率f的最终值。 [0097] 而且，在转变为以驱动频率f进行的稳态运转之后，第一电流变化率生成部35利用来自电流检测部34的电流检测值来计算从预先设定的第一基准相位角θ1下的一个脉冲的电压信号的输出时间Tp(参照图7、图8)减去预先设定的屏蔽时间Tm而得到的微小时间dt期间的电流变化量di，利用这些量来生成第一电流变化率Rθ1。同样地，在第二电流变化率生成部36中也利用来自电流检测部34的电流检测值来计算从预先设定的第二基准相位角θ2的一个脉冲的电压信号的输出时间Tp减去预先设定的屏蔽时间Tm而得到的微小时间dt期间的电流变化量di，利用这些量来生成第二电流变化率Rθ2。 [0098] 此外，需要将第一基准相位角θ1以及第二基准相位角θ2设定为相对于模拟交流电压成为峰值的相位角θp而在±90°的范围内。并且，若设为±45°的范围，则能够充分获得构成PWM信号的一个脉冲电压的宽度，因此为了获得高精度的电流变化率R而更为优选。 [0099] 频率校正部37如上述那样基于由第一电流变化率生成部35以及第二电流变化率生成部36获得的第一电流变化率Rθ1以及第二电流变化率Rθ2，来判定是否进行驱动频率f的校正，若为进行校正的情况则决定频率校正值。具体地说，按照图6的下部所记载的想法，频率校正部37运算从第一电流变化率的绝对值|Rθ1|减去第二电流变化率的绝对值|Rθ2|而得到的电流变化率差ΔR，判定所得到的电流变化率差ΔR是否进入基于存储部31中存储的阈值ΔRth而设定的-ΔRth以上、ΔRth以下的范围内。然后，在处于该范围内的情况下，频率设定部32进行将频率校正值设为零的输出，在频率设定部32中不进行驱动频率f的校正。并且，在电流变化率差ΔR小于-ΔRth的情况下，将存储部31中存储的一次的频率校正量Δf作为频率校正值输出到频率设定部32，在频率设定部32中进行将驱动频率f更新为f+Δf的校正。另外，在电流变化率差ΔR大于ΔRth的情况下，将存储部31中存储的一次的频率校正量Δf作为频率校正值输出到频率设定部32，在频率设定部32中进行将驱动频率f更新为f-Δf的校正。 [0100] 此外，将阈值ΔRth设定为第一电流变化率Rθ1的约10％左右，但当然也可以设为更小的值。另外，也可以利用所得到的第一电流变化率Rθ1通过运算求出阈值ΔRth。并且，也可以以根据电流变化率差ΔR的大小而变化的方式通过运算求出驱动频率f的校正量。 [0101] 按模拟交流电压的周期进行上述那样的驱动频率f的校正，但也可以在适当的时机实施校正，如每十个周期进行校正等。 [0102] 通过像这样使用控制装置2来进行振动供料器主体1的控制，即使由于工件的重量变化、失衡或者板簧13特性的随时间经过的变化等原因而共振频率发生变化，通过使驱动频率f追随共振频率的变化而变化，也能够以少的能量使可动体12大幅地振动来恰当地输送工件。 [0103] 如以上那样，本实施方式所涉及的振动供料器用控制装置2用于驱动振动供料器主体1，该驱动振动供料器主体1具备：基台11；可动体12，其被基台11弹性地支承；电磁体14，其设置于基台11；磁性芯15，其以与电磁体14对置的方式设置于可动体12，该振动供料器用控制装置2构成为具备：PWM信号生成部33，其基于所设定的驱动频率f来生成PWM信号，并向电磁体14施加与PWM信号对应的模拟交流电压；电流检测部34，其检测通过模拟交流电压而电磁体14中流动的电流；电流变化率生成部35、36，其基于电流检测部34的检测值，生成在模拟交流电压的一个周期内预先决定的基准相位角θ1、θ2下的电流变化率Rθ1、Rθ2；以及频率校正部37，其基于由电流变化率生成部35、36获得的基准相位角θ1、θ2的电流变化率Rθ1、Rθ2来进行驱动频率f的校正。 [0104] 由于像这样构成，因此向电磁体14施加与由PWM信号生成部33生成的PWM信号对应的模拟交流电压，在微小时间内向电磁体14施加脉冲状的固定电压。在像这样向电磁体14施加固定电压的情况下，电磁体14中流动的电流的斜率即电流变化率R(＝di/dt)与电磁体14的电感L对应。该电感L同电磁体14与磁性芯15之间的间隙lg对应，换言之，该电感L与可动体12的位移量对应，因此求出电流变化率R能够视为获知该时间点的可动体12的位移量。 因而，由电流变化率生成部35、36生成预先决定的基准相位角θ1、θ2下的电流变化率Rθ1、Rθ2，频率校正部37基于该电流变化率Rθ1、Rθ2来进行驱动频率f的校正，由此不使用用于检测可动体12的位移的位移传感器就能够控制为使电压与位移的相位差成为预先决定的规定的关系即相位差180°的驱动频率f。 [0105] 并且，作为基准相位角θ1、θ2，将第一基准相位角θ1和第二基准相位角θ2设定在以模拟交流电压产生峰值的相位角即峰相位角θp为中心的大致对称的位置，作为电流变化率生成部35、36，具备生成与第一基准相位角θ1对应的第一电流变化率Rθ1的第一电流变化率生成部35以及生成与第二基准相位角θ2对应的第二电流变化率Rθ2的第二电流变化率生成部36，频率校正部37构成为基于由所述第一电流变化率生成部35以及第二电流变化率生成部36获得的第一电流变化率Rθ1以及第二电流变化率Rθ2来进行驱动频率f的校正，因此基于在以峰相位角θp为中心大致对称的位置获得的两个电流变化率Rθ1、Rθ2来校正驱动频率f，能够控制为精度更高地驱动振动供料器主体1的驱动频率f。 [0106] 而且，电流变化率生成部35、36构成为，在与第一基准相位角θ1以及第二基准相位角θ2对应的一个脉冲的PWM信号从导通起至截止为止的期间生成电流变化率Rθ1、Rθ2，因此能够准确地生成施加固定的电压的情况下的电流变化率Rθ1、Rθ2，能够更简单地进行控制。 [0107] 并且，电流变化率生成部35、36在与第一基准相位角θ1及第二基准相位角θ2对应的一个脉冲的PWM信号导通并经过预先决定的规定时间即屏蔽时间Tm起至截止为止的期间生成电流变化率Rθ1、Rθ2，因此能够避免紧接开关动作之后的响应延迟的影响，从而更准确地获得电流变化率Rθ1、Rθ2。 [0108] 另外，第一基准相位角θ1以及第二基准相位角θ2设定在以模拟交流电压产生峰值的峰相位角θp为中心的±90°以内的范围内，频率校正部37构成为，在从第一电流变化率的绝对值|Rθ1|减去第二电流变化率的绝对值|Rθ2|而得到的电流变化率差ΔR处于预先决定的夹着零的规定范围-ΔRth～ΔRth内的情况下，不进行驱动频率f的校正，在电流变化率差ΔR大于规定范围、即大于ΔRth的情况下，将驱动频率f向降低的方向校正，在电流变化率差ΔR比规定范围小、即小于-ΔRth的情况下，将驱动频率f向升高的方向校正，因此能够说驱动频率f与共振频率大致相同，或者能够在存在偏差的情况下简单地判别大小关系来容易地进行使驱动频率f接近共振频率的校正，能够适当地实现共振点追随控制。 [0109] 而且，根据构成为以具备这样的振动供料器用控制装置2以及由其控制的振动供料器主体1为特征的振动供料器Fv，不需要位移传感器就能够适当地进行共振点追随控制，能够实现布线简单且可靠性高的廉价的振动供料器Fv。 [0110] 此外，各部的具体结构不仅限定于所述的实施方式。 [0111] 具体地说，在上述的实施方式中，将构成电磁驱动部De的电磁体14设置在基台11侧，将磁性芯15设置在可动台12侧，但也可以与之相反地将电磁体14设置在可动体12侧，将磁性芯15设置在基台11侧。 [0112] 另外，在上述的实施方式中构成为通过施加模拟交流电压来使电磁体14中仅单向地流动电流，但也可以构成为电流以在正负之间发生变化的方式流动，在该情况下也能够获得上述所说明的效果。 [0113] 并且，在上述的实施方式中构成为进行使驱动频率f与共振频率一致的控制，但也可以是，根据振动供料器主体1的特性，为了获得控制的稳定性而使驱动频率f与共振频率稍微偏离。在该情况下优选的是，不将第一基准相位角θ1以及θ2设定在相对于峰相位角θp完全对称的位置，而是设定在稍微偏移了的位置。通过这样，能够将电压与位移的相位差设定为稍微偏离于180°的规定的关系来进行控制。 [0114] 另外，在上述的实施方式中，将振动供料器Fv构成为线性供料器，但也可以构成为如专利文献2那样的振动料斗，只要与上述同样地在振动供料器主体1侧具备电磁驱动部De，就能够使用与上述结构相同的结构的控制装置2获得相同的效果。 [0115] 其它的结构在不脱离本发明的主旨的范围内也能够进行各种变形。 [0116] 附图标记说明 [0117] 1：振动供料器主体；2：振动供料器用控制装置；11：基台；12：可动体；14：电磁体；15：磁性芯；33：PWM信号生成部；34：电流检测部；35：第一电流变化率生成部；36：第二电流变化率生成部；37：频率校正部；f：驱动频率；Fv：振动供料器；Δf：一次的频率校正量；L：电感；R：电流变化率(＝di/dt)；Rθ1：第一电流变化率；Rθ2：第二电流变化率；ΔR：电流变化率差；ΔRth：电流变化率差的阈值；Tm：屏蔽时间；θ1：第一基准相位角；θ2：第二基准相位角；θp：峰相位角。 |
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