一种全桥型MMC交流电压提升运行方法 |
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| 申请号 | CN201510923338.9 | 申请日 | 2015-12-11 | 公开(公告)号 | CN105391329B | 公开(公告)日 | 2017-11-17 |
| 申请人 | 华中科技大学; | 发明人 | 胡家兵; 路茂增; 向慕超; 林磊; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种全桥型MMC交流 电压 提升运行方法。通过在稳态下利用全桥型子模 块 的负电平输出能 力 ，在保持直流侧电压不变的情况下，增大交流侧相电压峰值，实现交流电压提升运行。若保持 开关 器件的通流能力不变，适当提压运行能够降低换流器各相上、下桥臂交互的 能量 ，在子模块电容电压 波动 保持不变的情况下，能减小子模块电容需求，有利于降低换流器成本；若保持交流侧相 电流 有效值不变，适当提压运行在降低换流器成本的同时，还能够提高换流器的传输容量；若保持换流器传输容量不变，适当提压运行在降低换流器成本的同时，还能够降低桥臂电流有效值，从而减小各子模块的损耗，利于提高换流器效率。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种全桥型MMC交流电压提升运行方法，其特征在于，包括如下步骤： |
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| 说明书全文 | 一种全桥型MMC交流电压提升运行方法技术领域背景技术[0002] 模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter，MMC)凭借其开关器件无动静态均压问题、易扩展、系统效率高及输出波形质量好等优势，已成为柔性直流输电中换流器的首选拓扑。 [0003] 现有的基于MMC的柔性直流输电工程中，均使用基于半桥型子模块拓扑的换流器。半桥型MMC不具备直流短路故障防御能力，需要依靠交流侧断路器或者直流侧断路器实现直流侧故障的清除。但是，若采用交流侧断路器，断路器只能在相电流过零点实现直流故障的清除，在故障后及断路器有效动作之间存在延时，会导致直流侧短路故障演变为交流侧短路故障，且交流断路器重合闸时序较为复杂；若采用直流侧断路器，由于直流电流没有过零点，直流断路器的技术难度大，据CIGRE文献调研，可应用于±500kV及±800kV的高压直流断路器研制时间分别为10年及15年左右。全桥型MMC基于具备负电平输出能力的全桥型子模块，能够对直流短路故障进行主动防御。但是，现有的关于全桥型MMC的研究在稳态下仅控制全桥子模块输出正电平或零电平，由于全桥子模块开关数目较多，这导致其相对于半桥型子模块，具有建造成本大及损耗高的不足。因此以上问题在一定程度上限制了全桥型MMC在实际柔性直流输电工程中的应用。 发明内容[0004] 针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种全桥型MMC交流电压提升运行方法，稳态下利用全桥子模块的负电平输出能力，在保持直流侧电压不变的前提下，提升交流侧相电压峰值，根据不同的控制目标指令，通过改变换流器传输功率的指令值，达到降低换流器成本及损耗的目的。 [0005] 为实现上述目的，本发明提供了一种全桥型MMC交流电压提升运行方法，其特征在于，包括如下步骤： [0006] (1)获取全桥型MMC的直流侧额定电压Udc和子模块额定电容电压Uc； [0007] (2)根据全桥型MMC提压后换流器调制系数m、直流侧额定电压Udc和子模块额定电容电压Uc，在不考虑子模块冗余的前提下，计算满足提压要求的全桥型MMC每个桥臂的子模块个数N； [0008] (3)根据不同的控制目标指令，得到换流器有功功率目标值P，根据换流器有功功率目标值P和实时检测到的换流器传输有功功率p'，计算得到三相交流输出电压uj，使得换流器传输有功功率趋近于目标值，其中，j＝a,b和c，代表a、b、c三相； [0009] (4)根据三相交流输出电压uj和直流侧电压检测值udc，计算得到全桥型MMC的各桥臂的输出电压目标值； [0010] (5)根据全桥型MMC的所有桥臂的输出电压目标值和子模块额定电容电压Uc，计算得到各桥臂中需要输出正电平或者负电平的子模块个数； [0011] (6)根据各桥臂的子模块电容电压检测值和各桥臂的桥臂电流检测值，以桥臂中所有子模块电容电压均衡为原则，确定各桥臂中需要输出正电平或者负电平的子模块； [0012] (7)通过控制各桥臂子模块中开关器件的通断使需要输出正电平的子模块输出正电平，需要输出负电平的子模块输出负电平，其它子模块旁路，实现全桥型MMC交流侧电压提升。 [0013] 优选地，所述步骤(3)中，交流侧电压提升前后，保持交流侧相电流不变，计算得到换流器有功功率目标值P＝mP0，其中，P0为提压前的换流器传输有功功率。 [0014] 优选地，所述步骤(3)中，交流侧电压提升前后，保持开关器件的通流能力不变，计算得到换流器有功功率目标值 其中，m0为提压前换流器调制系数， 为功率因数角，P0为提压前的换流器传输有功功率。 [0015] 优选地，所述步骤(3)中，交流侧电压提升前后，保持换流器传输容量不变，计算得到换流器有功功率目标值P＝P0，其中，P0为提压前的换流器传输有功功率。 [0016] 优选地，所述步骤(2)中，满足提压要求的全桥型MMC每个桥臂的子模块个数N为： [0017] [0018] 优选地，所述步骤(4)中，上桥臂的输出电压目标值为： 下桥臂的输出电压目标值为： [0019] 优选地，所述步骤(5)中，上桥臂需要输出正电平或者负电平的子模块个数下桥臂需要输出正电平或者负电平的子模块个数其中，ujp为上桥臂的输出电压目标值，ujn为下桥臂的输出电压目标值，round(x)表示对参数x进行四舍五入后的整数值。 [0020] 优选地，所述步骤(5)中，在桥臂的输出电压目标值为正时，计算该桥臂中需要输出正电平的子模块个数；在桥臂的输出电压目标值为负时，计算该桥臂中需要输出负电平的子模块个数。 [0021] 总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：通过在稳态下利用全桥型子模块的负电平输出能力，在保持直流侧电压不变的情况下，增大交流侧相电压峰值，实现交流电压提升运行。若保持开关器件的通流能力不变，适当的提压运行能够降低换流器各相上、下桥臂交互的能量，在子模块电容电压波动保持不变的情况下，能减小子模块电容值，有利于降低换流器成本；若保持交流侧电流不变，适当的提压运行在降低换流器成本的同时，还能够有效提高换流器的传输容量；若保持换流器传输容量不变，适当的提压运行在降低换流器成本的同时，还能够降低桥臂电流有效值，从而减小各子模块的损耗，提高换流器效率。附图说明 [0023] 图2是保持交流侧相电流有效值及电容电压波动率不变时，不同功率因数下，子模块电容的需求与调制系数关系曲线； [0024] 图3是保持开关器件通流能力及电容电压波动率不变时，不同功率因数下，子模块电容的需求与调制系数关系曲线； [0025] 图4是保持换流器传输容量及电容电压波动率不变时，不同功率因数下，子模块电容的需求与调制系数关系曲线； [0026] 图5是保持换流器传输容量不变时，单位功率因数工况下，换流器总损耗与调制系数的关系曲线。 具体实施方式[0027] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。 [0028] 如图1所示，本发明实施例的全桥型MMC交流电压提升运行方法包括如下步骤： [0029] (1)获取全桥型MMC的直流侧额定电压Udc和子模块额定电容电压Uc； [0030] (2)根据全桥型MMC提压后换流器调制系数m、直流侧额定电压Udc和子模块额定电容电压Uc，在不考虑子模块冗余的前提下，计算满足上述提压要求的全桥型MMC每个桥臂的子模块个数N为： [0031] [0032] (3)根据不同的控制目标指令，计算得到三相交流输出电压uj，其中，j＝a,b和c，代表a、b、c三相； [0033] 包括如下三种情况： [0034] (A1)交流侧电压提升前后，保持交流侧相电流不变时，计算得到换流器有功功率目标值P＝mP0； [0035] (A2)交流侧电压提升前后，保持开关器件的通流能力不变时，计算得到换流器有功功率目标值 [0036] (A3)交流侧电压提升前后，保持换流器传输容量不变时，计算得到换流器有功功率目标值P＝P0； [0037] 其中，P0为提压前的换流器传输有功功率，m0为提压前换流器调制系数，为功率因数角。 [0038] 根据换流器有功功率目标值P和实时检测到的换流器传输有功功率p'，计算得到三相交流输出电压uj，使得换流器传输有功功率趋近于目标值。 [0039] (4)根据三相交流输出电压uj和直流侧电压检测值udc，计算得到全桥型MMC的所有桥臂的输出电压目标值； [0040] 具体地，上桥臂的输出电压目标值为： 下桥臂的输出电压目标值为： [0041] (5)根据全桥型MMC的各桥臂的输出电压目标值和子模块额定电容电压Uc，计算得到各桥臂中需要输出正电平或者负电平的子模块个数； [0042] 具体地，上桥臂需要投入的子模块个数 下桥臂需要投入的子模块个数 其中，ujp为上桥臂的输出电压目标值，ujn为下桥臂的输出电压目标值，round(x)表示对参数x进行四舍五入后的整数值。 [0043] 在桥臂的输出电压目标值为正时，计算该桥臂中需要输出正电平的子模块个数；在桥臂的输出电压目标值为负时，计算该桥臂中需要输出负电平的子模块个数。 [0044] (6)根据各桥臂的子模块电容电压检测值和各桥臂的桥臂电流检测值，以桥臂中所有子模块电容电压均衡为原则，确定各桥臂中需要输出正电平或者负电平的子模块。 [0045] (7)使各桥臂中需要输出正电平的子模块输出正电平，需要输出负电平的子模块输出负电平，其它子模块旁路，实现全桥型MMC交流侧电压提升。 [0046] 为使本领域技术人员更好地理解本发明，下面结合具体实施例对本发明的全桥型MMC交流电压提升运行方法进行详细说明。 [0047] 实例一 [0048] 本实例用以说明在保持交流侧相电流有效值不变时，适当提压运行在增加换流器传输容量、降低换流器成本方面的优越性。为更清楚的说明，进行如下分析： [0049] 首先对提压运行增加换流器传输容量的优势进行分析。 [0050] 提压运行后，换流器传输容量S可表示为 其中，Ujm和Ijm分别为提压之后交流侧相电压与相电流的峰值。Ujm增大，Ijm不变，因此提压后换流器传输容量增大。 [0051] 接下来对提压运行降低换流器成本的优势进行分析。 [0052] 假设换流器工作在整流状态的前提下，以a相桥臂为例，可得到a相上、下桥臂功率的瞬时值为： [0053] [0054] 其中，ppa,pna为a相上、下桥臂瞬时功率，Udc为直流侧额定电压，Im为交流侧相电流峰值，m为调制系数，ω1为基频角速度，为功率因数角。 [0055] 以a相上桥臂为例，其储存的能量可以通过对瞬时功率积分获得，如下式所示： [0056] [0057] 在不同调制系数m及功率因数 范围内，桥臂能量波动的最大值为： [0058] [0059] 根据前述分析，提压运行后每个桥臂子模块个数N为： [0060] [0061] 其中，Uc为子模块额定电容电压。 [0062] 假设电容电压均衡，桥臂中能量在每一个子模块中均匀分配。因此，每一个电容上能量波动的最大值Esm为： [0063] Esm＝Em/N [0064] 子模块电容能量波动的最大值Esm与子模块电容需求C，电容电压波动系数ε，电容额定电压Uc的关系式如下所示： [0065] [0066] 因此，结合上式，可以得到在保持交流侧电流不变的条件下，子模块电容需求C与调制系数m的关系如下： [0067] [0068] 在电容电压波动系数ε一定的条件下，改变换流器的功率因数，绘制C-m的曲线如附图中图2所示，观察图2曲线可知，在一定范围内，随着调制系数m的增加，子模块电容需求逐渐减小，并且在某一点取得最小值。不同功率因数下，将最小电容需求与m＝1时的电容需求进行对比，结果如表1所示。 [0069] 表1 [0070] [0071] 实例二 [0072] 本实例用来说明在保持器件通流能力不变时，适当提压运行在降低换流器成本方面的优越性。为更清楚的说明，进行如下分析： [0073] 假设换流器内的谐波环流被很好的抑制，则桥臂电流的有效值Ir可表示为： [0074] [0075] 其中Idc为直流侧电流，Im为交流侧相电流峰值。 [0076] 不考虑换流器的功率损耗，可以得到直流侧电流Idc与交流侧相电流峰值Im的关系为： [0077] [0078] 其中m为调制系数，为功率因数角。进一步，推导出交流侧相电流峰值与桥臂电流有效值的关系如下： [0079] [0080] 因此，结合实例一中分析以及上述推导，可以得到在保持开关器件通流能力不变的条件下，子模块电容需求C与调制系数m的关系如下： [0081] [0082] 在电容电压波动系数ε一定的条件下，改变换流器的功率因数，绘制C-m的曲线如附图中图3所示，观察图3曲线可知，在一定范围内，随着调制系数m的增加，子模块电容需求逐渐减小，并且在某一点取得最小值。在不同功率因数下，将最小电容需求与m＝1电容需求进行对比，结果如表2所示。 [0083] 表2 [0084] [0085] 实例三 [0086] 本实例用以说明在保持换流器传输容量不变时，适当提压运行在实现更大程度降低换流器成本、提高换流器的运行效率方面的优越性。为更清楚的说明，进行如下分析： [0087] 首先对提压运行降低换流器成本的优势进行分析。 [0088] 结合实例一和二，得到在保持换流器容量不变的条件下，子模块电容值C与调制系数m的关系如下： [0089] [0090] 在电容电压波动系数ε一定的条件下，改变换流器的功率因数，绘制C-m的曲线如附图中图4所示，观察图4曲线可知，在一定范围内，随着调制系数m的增加，子模块电容需求逐渐减小，并且在某一点取得最小值。在不同功率因数下，将最小电容需求与m＝1电容需求进行对比，结果如表3所示。 [0091] 表3 [0092] [0093] 接下来对提压运行在提高换流器运行效率方面的优势进行分析。 [0094] 对容量S＝200 MVA，桥臂子模块个数N＝200，子模块额定电压Uc＝1600V的工程进行交流电压提升运行前后损耗分析。MMC直流侧电压Udc＝±160kV，换流器端口额定电压162kV，功率因数角为 提压运行前，系统的调制系数为m0为0.826。 [0095] 提压运行后，假设调制系数m＞1，则提压后每个桥臂子模块个数为： [0096] [0097] 假设提压运行前后换流器的容量不发生变化，仍为S＝200MVA，则换流器功率指令目标值 不变。提压运行后，交流侧相电流的峰值Im表达式为： [0098] [0099] 可发现交流侧电流随着调制系数m的增大而减小，假设桥臂电流中的谐波环流被很好的抑制，则桥臂电流的有效值Ir可表示为： [0100] [0101] 直流侧电流Idc不变，交流侧电流减小，则桥臂电流有效值减小。因此提压运行后，单个子模块中开关器件的损耗减小，在一定调制系数范围内有利于换流器整体效率提高。 [0102] 在单位功率因数条件下，通过MATLAB软件对上述工程进行总损耗计算，采用的IGBT型号为CM800HC_66H(三菱)，采用的调制方法为CPS-PWM，载波频率为250Hz。。仿真获得换流器总损耗率Loss与调制系数m的关系如附图5所示。根据图5可知，随着调制系数的增大，换流器的总损耗率呈现先减小，后增大的趋势，说明交流电压提升运行方法在一定的调制系数范围内，具有降低换流器损耗的优势，进一步分析图5可发现，在m＝1.475附近，损耗率取得最小值，约为0.998％，相比于调制系数m＝0.826时全桥MMC损耗率1.3％，采用提压运行方式后换流器的损耗率下降了23.2％；相比于调制系数m＝1时全桥MMC损耗率1.08％，采用交流电压提升运行方式后换流器的损耗率下降了7.6％。 |
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