Underwater detecting device

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、広範囲方向の探査領域から到来する超音波信号の搬送周波数(角周波数を含む)を検出することができる水中探知装置に関し、例えば検出した搬送周波数に基づき、ターゲットをその移動速度に応じた色にてカラー表示可能とした装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】検出したエコーをそのレベル情報でもって表示する従来のソナーの欠点としては、 １． 飽和現象により相対強度情報が失われる、 ２． 弱信号が強信号にマスクされてしまい識別不能となる、 ３． 同レベルの信号からは何も識別できない、 等があげられる。 このような欠点を克服するために、広ダイナミック化、ＡＧＣ機能の装備、新規な信号処理等の多くの改善がなされているが、レベル情報だけでは、
３項のレベル差が生じない信号の処理に対しては改善の術もない。

【０００３】ところで、魚群が遊泳しておれば、魚群から反射される超音波エコーは、ドップラー効果により周波数偏移(ドップラーシフト)を受けている。 ソナーの高速走査性(リアルタイム処理)、広範囲探索、方位距離分解能を損なうことなく、このドップラーシフトによる周波数(位相)情報を検出できれば、海底のような固定物体からの超音波エコーと識別することができ、また、魚群の移動速度の大小等の判別ができ、ターゲットの識別能力を格段に高めることができる。 そのために、従来の水中探知装置には、ドップラーシフト量を検出するようにしたものが提供されている(例えば特開昭５７−２９９
７５号参照)。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の装置は、特定の一方向から到来する超音波エコーのドップラーシフト量を検出することができるだけであり、全方位から到来する超音波エコーのドップラーシフト量を高速で検出することはできないために、周波数情報に基づき速度を表示するようにしたソナーは未だ実用化されておらず、従来より、魚群の移動速度の大小等の情報を広範囲にかつリアルタイムで測定できる装置の開発が望まれていた。 本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、エコーに含まれる周波数情報を高速で検出し、この周波数情報を表示することによりターゲットの識別能力を高めた水中探知装置を提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段及び作用】本発明の請求項１記載の水中探知装置は、広範囲から到来する超音波信号を受波すべく、第１の超音波受波ビームを旋回走査させると共に、前記第１の超音波受波ビームに対して常に一定の方位差θの遅れを伴う第２の超音波受波ビームを旋回走査させる超音波受波手段と、前記超音波受波手段における二本の超音波受波ビームに基づく受波信号をそれぞれ検波する検波手段と、超音波受波手段よりの受波信号もしくは検波手段より得られる検波信号に対して、
前記方位差θにより時間的にτだけ先行している、第１
の超音波受波ビームよりの信号に対してτだけ遅延させるための遅延手段と、両検波信号における位相差を検出する位相差検出手段と、前記位相差検出手段で検出された位相差Δψに基づき、ｆ＝Δψ／(２πτ)の式より、
受波した超音波信号のキャリア周波数ｆを算出する算出手段とを具備するキャリア周波数検出回路と；前記キャリア周波数ｆを、周波数の大きさに応じて色別のデータを読み出す周波数／色変換回路と；前記色別のデータを表示する表示部と；を備えたことを特徴とする。

【０００６】請求項１記載の水中探知装置によれば、キャリア周波数検出回路において、第１の超音波受波ビームを旋回走査させると共に、これに追随するように、常に一定の方位差θの遅れを伴う第２の超音波受波ビームを旋回走査させ、方位差θにより時間的にτだけ先行している、第１の超音波受波ビームよりの信号に対してτ
だけ遅延させて両超音波受波ビームよりの両信号間で時間的な遅れをなくし、この後、両信号間の位相差Δψが位相差検出手段により検出され、検出した位相差Δψに基づき、ｆ＝Δψ／(２πτ)の式より、受波した超音波信号のキャリア周波数ｆが算出される。 このキャリア周波数検出回路の原理および実際の回路例については本明細書の発明の詳細な説明中の段落番号００５６ないし０
１０２に詳細に説明している。 このキャリア周波数には、超音波信号の発振源であるターゲットと自船間の相対的な速度に伴うドップラー周波数が含まれる。 従ってこのキャリア周波数ｆの大きさから自船に対するターゲットの速度情報を知ることができ、そのためにキャリア周波数ｆに対応する色データが、周波数／色変換回路から読み出され、表示部に速度画として表示される。

【０００７】請求項２記載の水中探知装置は、請求項１
記載のキャリア周波数検出回路に、前記キャリア周波数検出回路よりのキャリア周波数ｆから該周波数のばらつきを表す分散データを求める分散検出回路と；分散データの大きさに応じて色別のデータを読み出す分散／色変換回路と；前記色別のデータを表示する表示部と；を備えたことを特徴とする。

【０００８】請求項２記載の水中探知装置によれば、キャリア周波数検出回路にて検出されたキャリア周波数から周波数(速度)のばらつきである分散が求められ、表示部に魚種の識別に有用となる分散画として表示される。

【０００９】請求項３記載の水中探知装置は、請求項１
記載の水中探知装置に、請求項２にある分散検出手段と；検出したキャリア周波数ｆおよび分散データの値に対じて固有の色データを読み出す周波数・分散／色変換回路と；を備えたことを特徴とする。

【００１０】請求項３記載の水中探知装置によれば、検出したキャリア周波数ｆおよび分散データの値に対じて１つの色データが周波数・分散／色変換回路から読み出され、表示部に表示されるので、その表示色から速度の大きさ(キャリア周波数による)および速度のばらつき
(分散による)を知ることができる。

【００１１】請求項４記載の水中探知装置は、請求項１
にあるキャリア周波数検出回路に、検波手段よりの検波信号から得られる振幅データに対し、所望の帯域内の振幅データのみを選択し、選択した振幅データの大きさに応じて色別のデータを読み出すフィルタ・振幅／色変換回路と；前記色別のデータを表示する表示部と；を備えたことを特徴とする。

【００１２】請求項４記載の水中探知装置によれば、フィルタ・振幅／色変換回路のフィルタ機能により、所望の帯域のみの色変換が可能であり、所望の帯域としては、例えばキャリア周波数ｆを参照して、設定した帯域内にある振幅データａのみを色変換することにより、他の周波数帯域の信号からの干渉を排除したり、あるいは、所定の周波数(速度)を上回る信号のみを色変換することにより、動体と静止物体との判別が可能となり、例えば表示部から海底または海面の像を除去することができる。

【００１３】以上の水中探知装置における各色変換回路における色別データへの変換の際には、請求項５に記したように、入力データの振幅情報を参照し、一定の振幅レベルを上回る入力データのみ変換対象とすれば、ノイズ等の低レベル信号を表示から除くことができる。

【００１４】請求項６記載の水中探知装置は、請求項１
記載の水中探知装置に、キャリア周波数検出回路よりのキャリア周波数ｆを記憶する記憶手段と；表示部に対して所望を領域を指定するための指示部と；前記指示部で指定した領域に対応するキャリア周波数ｆのデータを前記記憶手段から読み出すデータ読出し手段と；前記データ読出し手段から読み出したキャリア周波数ｆのデータから周波数分布を検出してヒストグラムを作成するｆヒストグラム演算部と；作成したヒストグラムを表示する表示部と；を備えたことを特徴とする。

【００１５】請求項６記載の水中探知装置によれば、表示部に表示されたレベル画(振幅情報を色別表示したもの)や前述の速度画に対して対象とするターゲットの領域を指定することにより、その領域内の検出されたキャリア周波数ｆから周波数分布が検出され、周波数の分布を示すヒストグラムが前記表示部の所定部に表示される。

【００１６】請求項７に記載したように、以上の速度画や分散画を、１つの表示部の例えば上下に並べて表示すれば、両者の表示を参照することにより、ターゲットに対する識別能力を更に高めることができる。

【００１７】請求項８記載の水中探知装置は、請求項１
記載のキャリア周波数検出回路に、前記キャリア周波数検出回路よりのキャリア周波数ｆから対地船速に起因する周波数ｆ ₁を減じることにより、ターゲット自身の対地速度を示すキャリア周波数ｆeを得る対地船速補正回路と；を備えたことを特徴とする。

【００１８】請求項８記載の水中探知装置によれば、キャリア周波数検出回路よりの、自船に対するターゲットのキャリア周波数ｆから、自船の対地船速に対応する
(ドップラー)周波数ｆ ₁を減じることにより、ターゲット自身の対地速度を示すキャリア周波数ｆeが得られる。

【００１９】請求項９記載の水中探知装置は、請求項１
記載のキャリア周波数検出回路に、前記キャリア周波数検出回路よりのキャリア周波数ｆから対水船速に起因する周波数ｆ ₂を減じることにより、ターゲット自身の対水速度を示すキャリア周波数ｆwを得る対水船速補正回路と；を備えたことを特徴とする。

【００２０】請求項９記載の水中探知装置によれば、キャリア周波数検出回路よりの、自船に対するターゲットのキャリア周波数ｆから、自船の対水船速に起因する
(ドップラー)周波数ｆ ₂を減じることにより、ターゲット自身の対水速度を示すキャリア周波数ｆwが得られる。

【００２１】請求項１０に記載されるように、対地船速に起因する周波数ｆ ₁は、航法装置等の外部装置より対地速度を得て、その対地速度に相当するドップラー周波数から方位毎の成分に分解して求めることができる。

【００２２】又、請求項１１に記載されるように、対水船速に起因する周波数ｆ ₂は、潮流計等の外部装置より対水速度を得て、その対水速度に相当するドップラー周波数から方位毎の成分に分解して求めることができる。

【００２３】又、請求項１２に記載されるように、対地船速に起因する周波数ｆ ₁は、上記キャリア周波数検出回路より出力されるキャリア周波数ｆをフレームメモリに一旦、記憶させ、そのフレームメモリから所定の読み出し領域を指定し、かつ該領域から所定のアドレス順に読み出すことにより、方位別に読み出して得たものである。

【００２４】又、請求項１３に記載されるように、対地船速に起因する周波数ｆ ₁は、請求項１２記載の方法により方位別に読み出し、読み出したデータから、方位を横軸にした一つのcos曲線を推定し、推定したcos曲線から改めて方位別に読み出したものである。

【００２５】請求項１４で記載されるように、対地船速に対応する周波数ｆ ₁でもって、キャリア周波数ｆを補正する際、フレームメモリ内に格納された１送波分のキャリア周波数ｆのデータを一括して補正することができる。

【００２６】また、請求項１５で記載されるように、対地船速に起因する周波数ｆ ₁でもって、キャリア周波数ｆを補正する際、キャリア周波数検出回路より逐一出力されるキャリア周波数ｆをリアルタイムで補正することができる。

【００２７】請求項１６で記載されるように、請求項１
２での読み出しと同様に、対水船速に起因する周波数ｆ
₂は、上記キャリア周波数検出回路より出力されるキャリア周波数ｆをフレームメモリに一旦、記憶させ、そのフレームメモリから所定の読み出し領域を指定し、かつ該領域から所定のアドレス順に読み出すことにより、
を、方位別に読み出して得たものである。

【００２８】又、請求項１７に記載されるように、対水船速に起因する周波数ｆ ₂は、請求項１３での読み出しと同様に、方位別に読み出したデータから、方位を横軸にした一つのcos曲線を推定し、推定したcos曲線から改めて方位別に読み出したものである。

【００２９】請求項１８で記載されるように、対水船速に起因する周波数ｆ ₂でもって、キャリア周波数ｆを補正する際、請求項１４と同様に、フレームメモリ内に格納された１送波分のキャリア周波数ｆのデータを一括して補正することができる。

【００３０】また、請求項１９で記載されるように、対水船速に起因する周波数ｆ ₂でもって、キャリア周波数ｆを補正する際、請求項１５と同様に、キャリア周波数検出回路より逐一出力されるキャリア周波数ｆをリアルタイムで補正することができる。

【００３１】請求項２０の水中探知装置は、請求項８ないし１９のいずれかに記載の水中探知装置に、上記ターゲット自身の対地速度もしくは対水速度を示すキャリア周波数ｆeもしくはｆwを、周波数の大きさに応じて色別のデータを読み出す周波数／色変換回路と；前記色データを表示する表示部と；を備えたことを特徴とする。

【００３２】請求項２０記載の水中探知装置によれば、
ターゲット自身の対地速度もしくは対水速度を示すキャリア周波数ｆeもしくはｆwが、周波数の大きさに応じた色でもって速度画が表示される。

【００３３】請求項２１の水中探知装置は、請求項８ないし１９のいずれかに記載の水中探知装置に、上記ターゲット自身の対地速度もしくは対水速度を示すキャリア周波数ｆeもしくはｆwを、周波数の大きさかつ、その正負に応じて色別のデータを読み出す周波数／色変換回路と；前記色データを表示する表示部と；を備えたことを特徴とする。

【００３４】請求項２１記載の水中探知装置によれば、
ターゲット自身の対地速度もしくは対水速度を示すキャリア周波数ｆeもしくはｆwが、周波数の大きさおよび、
送波周波数より高いか低いかに応じて１つの色が読み出されて速度画が表示されるので、この速度画からは、ターゲットの対地速度もしくは対水速度の大きさと、その移動方向とを知ることができる。

【００３５】請求項２２に記載されるように、請求項２
１における色データは、キャリア周波数ｆeもしくはｆw
が送波周波数より高いか低いかに応じて例えば複数色を寒色系と暖色系とに分類し、寒色系と暖色系とに対してキャリア周波数ｆeもしくはｆwの大きさに応じて各色を設定すれば、１つの表示色から速度の大きさとその方向を知ることができる。

【００３６】請求項２３記載の水中探知装置は、請求項８ないし１９のいずれかに記載の水中探知装置に、上記ターゲットの補正した対地速度もしくは対水速度に係わるキャリア周波数ｆeもしくはｆweから該周波数のばらつきを表す分散データを求める分散検出手段を更に備えたものである。

【００３７】請求項２４記載の水中探知装置は、請求項２３記載の水中探知装置に、分散データの大きさに応じて色別のデータを読み出す分散／色変換回路と；前記色データを表示する表示部と；を更に備えたものである。

【００３８】請求項２４記載の水中探知装置によれば、
ターゲット自身の対地速度もしくは対水速度を示すキャリア周波数ｆe、ｆwにおける分散画が表示される。

【００３９】請求項２５記載の水中探知装置は、請求項２３記載の水中探知装置に、補正したキャリア周波数ｆ
eもしくはｆwと分散データとの値に応じて固有の色別データを読み出す周波数・分散／色変換回路を更に備えたものである。

【００４０】請求項２５記載の水中探知装置によれば、
補正したキャリア周波数ｆeもしくはｆwと分散データとの値に応じて固有の色別データが読み出されるので、その表示色からターゲット自身の対地速度もしくは対水速度と、その速度のばらつきを同時に知ることができる。

【００４１】請求項２６記載の水中探知装置は、請求項８もしくは９記載の水中探知装置に、検波手段よりの検波信号から得られる振幅データに対して、所望の帯域内の振幅データをのみ選択し、選択した振幅データの大きさに応じて色別のデータを読み出すフィルタ・振幅／色変換回路と；前記色別のデータを表示する表示部と；備えたことを特徴とする。

【００４２】請求項２６記載の水中探知装置によれば、
請求項４記載の水中探知装置と同様に、他の周波数帯域の信号からの干渉を排除したり、動体と静止物体との判別が可能となる。

【００４３】以上の水中探知装置における各色変換回路における色別データへの変換の際には、請求項２７に記したように、入力データの振幅情報を参照し、一定の振幅レベルを上回る入力データのみ変換対象とすれば、ノイズ等の低レベル信号を表示から除くことができる。

【００４４】請求項２８記載の水中探知装置は、請求項２０記載の水中探知装置に、ターゲット自身の対地速度もしくは対水速度を示すキャリア周波数ｆeもしくはｆw
を記憶する記憶手段と；表示部に対して所望を領域を指定するための指示部と；前記指示部で指定した領域に対応するキャリア周波数のデータを前記記憶手段から読み出すデータ読出し手段と；前記データ読出し手段から読み出したキャリア周波数のデータから周波数分布を検出してヒストグラムを作成するｆヒストグラム演算部と；
作成したヒストグラムを表示する表示部と；を備えたことを特徴とする。

【００４５】請求項２８記載の水中探知装置によれば、
表示部に表示された船速補正したレベル画(振幅情報を色別表示したもの)や速度画に対して対象とするターゲットの領域を指定することにより、その領域内の検出されたキャリア周波数ｆから周波数分布が検出され、周波数の分布を示すヒストグラムが前記表示部の所定部に表示される。

【００４６】請求項２９に記載したように、以上の船速補正した速度画や分散画を、１つの表示部の例えば上下に並べて表示すれば、両者の表示を参照することにより、ターゲットに対する識別能力を更に高めることができる。

【００４７】請求項３０に記載したように、上記の請求項１ないし４、２０ないし２２、２４ないし２６のいずれかに記載の色変換回路は、各入力データの値に対応して色データを格納したＲＯＭとすることができる。

【００４８】請求項３１に記載したように、請求項１ないし３０のいずれかに記載の水中探知装置における超音波受波手段は、一対の超音波振動子を機械的に旋回させたものである。

【００４９】又、請求項３２に記載したように、請求項１ないし３０のいずかに記載の水中探知装置における超音波受波手段は、円上に配列した複数個の超音波振動子から隣接する所定数の超音波振動子を、電気的な切り換えにより、順次シフトさせつつ選択し、選択した所定数の超音波振動子よりの受波信号を位相合成することにより、第１の超音波受波ビームを作成し、該第１の超音波振動子と方位差θだけずれている第２の超音波受波ビームを同様にして作成するものである。

【００５０】又、請求項３３に記載したように、請求項１ないし３０のいずかに記載の水中探知装置における超音波受波手段は、直線上に配列した複数個の超音波振動子から隣接する所定数の超音波振動子を、電気的な切り換えにより、順次シフトさせつつ選択し、選択した所定数の超音波振動子よりの受波信号を位相合成することにより、第１の超音波受波ビームを作成し、該第１の超音波振動子と方位差θだけずれている第２の超音波受波ビームを同様にして作成するものである。

【００５１】請求項３４に記載したように、請求項１ないし３０、３２におけるキャリア周波数検出回路において、第１の超音波受波ビームおよび第２の超音波受波ビームを旋回走査させるための走査手段は、全周走査から扇形走査に切り換え可能であり、この切り換えにより、
サンプリングレートを上げて分解能を高めることが可能である。

【００５２】請求項３５に記載したように、請求項１ないし３０、３２のいずれかに記載のキャリア周波数検出回路において、第１の超音波受波ビームと第２の超音波受波ビームを、方位差(２π−θ)を有するビームとして捕え、方位差(２π−θ)により時間的にτ ₂だけ先行している一方の超音波受波ビームよりの受波信号に対してτ ₂だけ遅延させるための第２の遅延手段と、第２の遅延手段より出力される受波信号と、他方の超音波ビームよりの受波信号との位相差Δψ'を検出する第２の位相差検出回と、この位相差Δψ'からキャリア周波数ｆ ₂ ＝
Δψ'／(２πτ ₂ )を求め、上記の位相差Δψから求めたキャリア周波数ｆと、前記キャリア周波数ｆ ₂とで合致するキャリア周波数を真のキャリア周波数として出力する周波数算出手段とを備える。

【００５３】キャリア周波数検出回路で求められた位相差Δψが２πより大きくなると、周波数の折り返しにより、システム帯域内で複数の例えばキャリア周波数ｆ ₁
ないしｆ ₄が求まり、１つに特定できない。 一方、周波数の折り返しが生じないように前記方位差を小さくすれば、１つの例えばキャリア周波数ｆ ₂ 'が求まるものの精度が良くない。 しかしながら、この周波数ｆ２'から前記の４個のキャリア周波数ｆ ₁ないしｆ ₄から精度のよい１つのキャリア周波数ｆ ₂を特定できる。 そのために、請求項３５では、２本の超音波受波ビームに対して二つの方位差θと（２π−θ)を設定し、これらの位相差に対してキャリア周波数を検出している。

【００５４】請求項３６では、２本の超音波受波ビームに対する方位差として、θと（２π＋θ)を設定したものであり、また、請求項３７では、２本の超音波受波ビームに対する方位差として、θと２πを設定したものである。

【００５５】

【実施例】この発明の水中探知装置は、キャリア周波数を検出するキャリア周波数検出回路５０及びそれに接続される信号処理回路１００からなり、まず、キャリア周波数検出における第１原理を図１を参照して説明する。
図１において、２つの超音波受波ビームＰ、Ｑは、２つの超音波振動子１ｐ、１ｑによりそれぞれ形成される。
これら２つの超音波振動子１ｐ、１ｑは、常に所定角度θだけ離れた関係を保ちつつ、水平面上をＯを中心として定速度で回転する。 これに伴い、２つの超音波受波ビームＰ、Ｑも、常に所定角度θだけ離れた関係を保ちつつ、水平面上をＯを中心として定速度で回転して水中を走査する。 従って、図２に示すように、各超音波受波ビームＰ、Ｑは、例えば一つの方向(この例ではｙ方向)から到来する超音波エコー信号を一定の時間差τでもって受波することになる(図２の(ａ)、図２の(ｂ)参照)。 また、各超音波受波ビームＰ、Ｑを形成する超音波受波器１ｐ、１ｑが所定の速度で回転するので、物標により発生され到来する超音波信号に対してドップラー効果を生じる。

【００５６】従って、いま、時間的にτだけ先行する一つの超音波受波ビームＰに着目した場合、この超音波受波ビームＰで得られる超音波信号をｐ(t)とすると、この信号ｐ(t)は、次式で記述される。

【００５７】

【数１】 ｐ(ｔ)＝Ｓ(t)・cos｛ωｔ＋α＋ｍ(t)＋β｝ ここに、Ｓ(t)は、超音波受波ビームの指向特性と水平方向に走査する走査速度とで決まる振幅項、cos{ }は位相項で、ωは物標から到来する超音波信号のキャリア角周波数、αは到来する超音波信号の初期位相、βは受信系で発生する位相ずれ、ｍ(t)は各超音波受波ビームを旋回走査しながら物標から到来する超音波信号を受信することにより生じるドップラー効果による変調項(従って各超音波受波ビームＰ、Ｑが停止あるいは超音波信号の到来方向であるｙ方向に直交するｘ方向に移動する場合はｍ(t)＝０となる)である。 故に、上記の(１)式において、ωt＋αは到来する超音波信号の位相を、ｍ(t)
＋βは超音波受波ビームＰの旋回走査に起因する位相変化分をそれぞれ表している。

【００５８】次に、他方の超音波受波ビームＱで得られる受信信号をｑ(t)とすると、到来する超音波信号の位相は、他方の超音波受波ビームＰで得られる受信信号の場合と同じでωt＋αであるが、超音波受波ビームＱの旋回走査に起因する位相変化はｍ(ｔ−τ)＋βとなる。
従って、この超音波受波ビームＱの受信信号ｑ(t)は、
次式で記述される。

【００５９】

【数２】 ｑ(t)＝Ｓ(ｔ−τ)・cos｛ωｔ＋α＋ｍ(ｔ−τ)＋β｝ 二つの超音波受波ビームＰ、Ｑの旋回走査による時間差τの影響をなくすために、(１)式の信号ｐ(t)を時間差τだけ遅延させると(図２の(ｃ)参照)、その受信信号ｐ
τ(t)は、

【数３】 ｐτ(t)＝Ｓ(ｔ−τ)・cos｛ω(ｔ−τ)＋α＋ｍ(ｔ−τ)＋β｝ ＝Ｓ(ｔ−τ)・cos｛ωｔ＋α＋ｍ(ｔ−τ)＋β−ωτ｝ となる。

【００６０】(２)，(３)式の受信信号ｑ(ｔ)、ｐτ(ｔ)
の位相差をΔψとすると、上記の両式を比較すると明らかなように、Δψ＝ωτ＝２πｆτであり、よって、キャリア周波数ｆは、

【数４】ｆ＝Δψ／(２πτ） となり、位相差Δψは物標から到来する超音波信号のキャリア周波数ｆに起因することになる。 ここに、時間差τは既知であるから、ｐτ（ｔ)とｑ(ｔ)の両信号の位相差Δψを検出することができれば、(４)式に基づいて超音波信号のキャリア周波数ｆを決定することができる。 尚、位相差Δψは２πの範囲でしか検出できないので、ωτが［−τ,τ］を越える場合は次式によりキャリア周波数ｆを算出する。 ω＝ｇ(Δψ−ｇ(ωtx・τ))／τ＋ωtx ここで、ｇは、［−π,π］を越える角度を［−π,π］
の範囲にもってくる関数、ωtxは、送信角周波数である。

【００６１】以上の第１の原理に基づくキャリア周波数検出回路５０の例を以下に示す。 回路例１ 図３において、送波器１０１は、制御器１０２から供給されるタイミング信号に応答して超音波探知パルス信号を広範囲方向に発射する。 超音波受波器１は、２つの超音波振動子１ｐ、１ｑで構成され、図１に示したようにこの超音波振動子１ｐ、１ｑが常に所定角度θだけ離れた関係を保ちつつ、水平面上を定速度で基準点を中心に機械的に回転させられ、これにより、超音波振動子１
ｐ、１ｑで形成される受信ビームＰ、Ｑも水平方向に水中を走査する。 従って、同一方向から到来する超音波エコー信号を各超音波振動子１ｐ、１ｑによりそれぞれ受波して得られる各受信信号ｐ(t)、ｑ(t)の内、一方の受信信号ｑ(t)は、他方の受信信号ｐ(t)よりも一定の時間差τだけ遅れて出力されることになる。

【００６２】２ｐ、２ｑは各超音波振動子１ｐ、１ｑが受波する超音波エコー信号を増幅する前段増幅器である。
３は一方の超音波振動子１ｐで得られる受信信号を上記の時間差τ分だけ遅延させて、超音波振動子１ｐ、１ｑ
間の間隔に起因した受信信号の時間差を無くすための遅延回路である。 ５は、回転する各超音波振動子１ｐ、１
ｑがそれぞれ形成する受波ビームの旋回走査により得られる各々の受信信号ｐ(t)、ｑ(t)を直交検波する直交検波回路であり、互いに位相が９０°ずれた参照信号を発生する２つの参照信号発生器４ｃ、４ｓと、両参照信号発生器４ｃ、４ｓからの参照信号を受信信号に対して掛け算する４つの掛算器６ｐ ₁ 、６ｐ ₂ 、６ｑ ₁ 、６ｑ ₂と、各掛算器６ｐ ₁ 、６ｐ ₂ 、６ｑ ₁ 、６ｑ ₂で得られた受信信号に含まれる高調波成分を除く４つのローパスフィルタ８ｐ
₁ 、８ｐ ₂ 、８ｑ ₁ 、８ｑ ₂とからなる。

【００６３】１２は、直交検波回路５を通った各受信信号について、物標からの超音波エコーのドップラー効果に基づく相互の位相差を検出するための位相差検出回路であり、直交検波で得られた各受信信号ｐτc(t)'、ｐτ
s(t)'、ｑc(t)'、ｑs(t)'の内一方の演算器１３でtan
^-1 {ｐτs(t)'/ｐτc(t)'}を算出して一方の受信信号ｐ
(t)の位相角を決定し、また、他方の演算器１４でtan ^-1
{ｑs(t)'/ｑc(t)'}を算出して他方の受信信号ｑ(t)の位相角を決定し、そして、減算器１５で両受信信号の位相差Δψを算出する。 １８は、後述するように、位相差検出回路１２で検出された各受信信号の位相差に基づいてキャリア周波数を算出する算出回路である。

【００６４】次に、上記３図の動作について説明する。
超音波探知パルス信号が送波器１０１から送信される。
超音波受波器１を構成する２つの超音波振動子１ｐ、１
ｑは、図１に示したように常に所定角度θだけ離れた関係を保ちつつ、水平面上を一定速度で回転する。 超音波エコーが特定方位から到来すると、その超音波エコー信号は、受波ビームをそれぞれ形成する各超音波振動子１
ｐ、１ｑで捕捉される。 受波されたエコー信号ｐ(t)、ｑ
(t)は、前記(１)、(２)式で記述される。 そして、これらの受信信号ｐ(t)、ｑ(t)が前段増幅器２ｐ、２ｑで増幅され、続いて一方の受信信号ｐ(t)が遅延回路３で前記の時間差τ分だけ遅延される。 したがって、その受信信号ｐτ(t)は(３)式で記述される。 これらの受信信号ｐτ
(t)、ｑ(t)は、直交検波回路５の各掛算器６ｐ ₁ 、６ｐ ₂ 、
６ｑ ₁ 、６ｑ ₂にそれぞれ入力される。

【００６５】一方、直交検波器回路５の各参照信号発生器４ｃ、４ｓからは、中心周波数が超音波の送信周波数と同じで位相が互いに９０°異なる参照信号cosω ₀ t、si
nω ₀ tがそれぞれ出力され、この一方の参照信号cosω ₀ t
が２つの各掛算器６ｐ ₁ 、６ｑ ₁に、他方の参照信号sinω
₀ tが残りの２つの掛算器６ｐ ₂ 、６ｑ ₂にそれぞれ与えられる。 従って、各掛算器６ｐ ₁ 、６ｐ ₂ 、６ｑ ₁ 、６ｑ ₂の出力は、次のようになる。

【００６６】

【数５】 ｐτc(t)＝ｐτ(t)・cosω ₀ ｔ ＝{Ｓ(t−τ)/２}[cos{ω(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β＋ω ₀ t}＋ cos{ω・(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β−ω ₀ t}］

【数６】 pτs(t)＝ｐτ(t)・sinω ₀ t ＝{Ｓ(t−τ）/２}[sin{ω(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β＋ω ₀ t}− sin{ω・(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β−ω ₀ t}］

【数７】 ｑｃ(t)＝ｑ(t)・cosω ₀ t ＝{Ｓ(t−τ)/２}[cos{ωｔ＋α＋m(t−τ)＋β＋ω ₀ t｝＋ cos｛ωｔ＋α＋m・(t−τ)＋β−ω ₀ t｝］

【数８】 ｑs(t)＝ｑ(t)・sinω ₀ ｔ ＝｛Ｓ(t−τ)/２}[sin｛ωｔ＋α＋m（t−τ）＋β＋ω ₀ t｝ −sin｛ωｔ＋α＋ m・(t−τ)＋β−ω ₀ t｝］

【００６７】これらの信号は次段のロ−パスフィルタ８
ｐ ₁ 、８ｐ ₂ 、８ｑ ₁ 、８ｑ ₂によって高調波成分が除かれることにより、次のようになる。

【数９】 ｐτc(t)'＝｛Ｓ(t−τ)/２}・cos{(ω−ω ₀ )ｔ＋α＋m(t−τ)＋β−ωτ｝

【数１０】 ｐτs(t)'＝｛Ｓ(t−τ)/２}・sin{(ω−ω ₀ )ｔ＋α＋m(t−τ)＋β−ωτ｝

【数１１】 ｑｃ(t)'＝{Ｓ(ｔ−τ)/２}・cos{(ω−ω ₀ )ｔ＋α＋m(ｔ−τ)＋β}

【数１２】 ｑｓ(t)'＝{Ｓ(ｔ−τ)/２}・sin{(ω−ω ₀ )ｔ＋α＋m(ｔ−τ)＋β}

【００６８】そして、直交検波して得られた各信号 ｐ
τc(t)'、ｐτs(t)'、ｑc(t)'、ｑs(t)'がそれぞれ位相差検出回路１２に与えられている。 位相差検出回路１２において、一方の演算器１３によるtan ^-1 {ｐτs(t)'/ｐτ
c(t)'}の演算により、一方の受信信号ｐ(t)の位相角が求められ、また、他方の演算器１４によるtan ^-1 {ｑs
(t)'/ｑc(t)'}の演算により、他方の受信信号ｑ(t)の位相角が求められ、そして、減算器１５にて両受信信号の位相角の減算により、両受信信号の位相差Δψが算出される。

【００６９】そして、この位相差Δψの値が算出回路１
８に送出されるので、算出回路１８は、前述の（４）式に基づいてキャリア周波数ｆが算出される。 又、直交検波回路５よりの出力信号ｑc(t)'＝Ｃとｑs(t)'＝Ｄとが検波回路１１１に供給され、(Ｃ ² ＋Ｄ ² ) ^1/2により振幅ａ ₁が求められ、演直交検波回路５よりの別の出力信号ｑτc(t)'とｑτs(t)'とが検波回路１１２へ供給され同様に振幅ａ ₂が求められる。

【００７０】回路例２ 以下の各回路例において図３と同一の機能を有する回路に対しては共通の符号を付している。 図４は、図３における直交検波回路５に替えてマッチドフィルタを用いたものであり、一対の超音波振動子１ｐ及び１ｑが一定の時間差τをもって基準点を中心に同じ軌跡上を同じ方向に一定の速度で機械的に回転させられる。 超音波振動子１ｐ及び１ｑで捕捉された受信信号ｐ(t)、ｑ(t)はそれぞれアンチエリアジングフィルタ１０６及び１０７を介して、それぞれマッチドフィルタ３０ｐ ₁ 、３０ｐ ₂ 、並びにマッチドフィルタ３０ｑ ₁ 、３０ｑ ₂へ供給される。 これらのマッチドフィルタ３０ｐ ₁ 、３０ｐ ₂ 、３０ｑ ₁ 、３０
ｑ ₂の各々は、ＦＩＲ(Finite Impulse Response)型デジタルフィルタで構成される。

【００７１】前述したように、二つの超音波振動子１
ｐ、１ｑがそれぞれ形成する各超音波受波ビームＰ、Ｑが旋回し水中を走査することから、物標から到来する超音波信号に対してドップラー効果を生じる。 このため、２
つの超音波受波ビームＰ、Ｑが捕捉する各受信信号ｐ
(t)、ｑ(t)は、前記(１)、(２)式に示すものとなる。 これらの受信信号は、周波数が時間的に変化するリニアＦＭ
信号である。 したがって、これらの受信信号ｐ(t)、ｑ
(t)とは逆の時間特性(インパルス応答)をもつマッチドフィルタ(特開昭５７−４０６６４号および特開昭６３
−２４９０７１号公報参照)を用いて位相合成によるビームが形成される。 即ち、これらの時系列的に得られる、位相の異なる各受信信号ｐ(t)、ｑ(t)に対して所定のキャリア信号を乗算して位相をずらすことにより、各受信信号を同位相とし、これらを相互加算している。 具体的には、４つのマッチドフィルタ３０ｐ ₁ 、３０ｐ ₂ 、３
０ｑ ₁ 、３０ｑ ₂を設け、３０ｐ ₁ 、３０ｑ ₁のマッチドフィルタのインパルス応答ｈc(t) が、

【数１３】ｈc(t)＝cos｛ωa(−t)−m(−t)｝ となるように又、３０ｑ ₁ 、３０ｑ ₂の各マッチドフィルタのインパルス応答ｈs(t) が、

【数１４】ｈs(t)＝sin｛ωa(−t)−m(−t)｝ となるようにそれぞれ設定しておく。 ここに、ωaは、
被探知物体が発生する超音波信号の搬送波の既知の角周波数又は送波器１０１が発射する探知パルス信号のキャリア角周波数である。

【００７２】このように、各インパルス応答を設定しておけば、各マッチドフィルタ３０ｐ ₁ 、３０ｐ ₂ 、３０ｑ ₁ 、
３０ｑ ₂を通過した後の受信信号は、ωaが検出される角周波数ωと近い関係にある場合には次のようになる。

【数１５】 Ｖpc(t)＝{Ｓ'(t)/２}・cos{ωt＋α＋m(t)＋β｝

【数１６】 Ｖps(t)＝{Ｓ'(t)/２}・sin{ωt＋α＋m(t)＋β｝

【数１７】 Ｖqc(t)＝{Ｓ'(t−τ)/２}・cos{ωt＋α＋m(t−τ)＋β｝

【数１８】 Ｖqs(t)＝{Ｓ'(t−τ)/２}・sin{ωt＋α＋m(t−τ)＋β｝ ただし、Ｓ'(t)＝(ＡＴ/２)・sinc(μ ₀・Ｔｔ/２）、 sinc(ｘ)＝sinx/x、ｍ(ｔ)＝−(1/2)・μ ₀ t ² 、β＝ｋ ₀ r、μ ₀ ＝ｋ ₀ r・ωs ² 、 Ａ(t)：受信信号の振幅、Ｔ：インパルス応答特性を定義する時間幅、ｒ：超音波受波ビームの旋回走査の半径、ωs：超音波受波ビームの旋回走査の角速度、ｋ ₀ ：
定数、α：到来する超音波信号の初期位相(前述)である。

【００７３】そして、Ｖpc(t)、Ｖps(t) の信号が遅延回路１０で所定時間τだけ遅延されるので、これらの信号は次のようになる。 Ｖp・τc(t)＝{Ｓ'(t−τ)/2}・cos{ωt＋α＋m(t−τ)＋β−ωτ} （15)' Ｖp・τc(t)＝{Ｓ'(t−τ)/2}・sin{ωt＋α＋m(t−τ)＋β−ωτ} （16)' なお、遅延回路１０は、シフトレジスタで構成される。
(15)'、(16)'式は、前述した(９)、(10)式と等価であり、
また、(17)、(18)式は、前述した(11)、(12)式と等価である。 したがって、各信号Ｖp・τc(t)、Ｖp・τs(t)、Ｖ
q・cs(t)、Ｖq・s(t)の位相角は、図３にて直交検波して得られる各信号ｐτc(t)'、ｐτs(t)'、ｑc(t)'、ｑs(t)'
と基本的に同じになり、以降の信号処理は、図３の場合と同様に行われて物標から到来する超音波信号のキャリア角周波数ωが検出される。 なお、上記回路例では、遅延回路１０をマッチドフィルタの後側に設置したが、マッチドフィルタの前に設けても良く、この場合には遅延回路１０の数を少なくできる。

【００７４】回路例３ 上記の回路例では、二つの超音波振動子１ｐ、１ｑを用い、これによる２つの超音波受波ビームＰ,Ｑについて得られる受信信号に基づいて物標が発生するエコー信号のキャリア角周波数ωを検出するようにしているが、１
つの超音波振動子１ｐを用い、これによる単一の超音波受波ビームＰのみを一定周期τ ₀でもって回転させ、今回の回転走査で得られた受信信号と、それ以前の回転走査で得られた受信信号とに基づいてキャリア周波数ｆを検出することも可能であり、そのための回路を図５に示しており、回路構成を一層簡略化することができる利点がある。

【００７５】回路例４ 図６における超音波受波器１'は、例えば１２０個の超音波振動子ｓを円周上に等間隔にて配列している。 このリング状に配列された１２０個の超音波振動子ｓの内から、２つの切換回路７ｐ、７ｑによってそれぞれ隣接する３０個の超音波振動子ｓを、周回するように順次シフトさせつつ選択する。 このようにして１２０個の超音波振動子ｓの内から、２つの切換回路７ｐ、７ｑによって選択された扇形角が９０度となる、各３０個の超音波振動子ｓよりの受波信号を位相合成回路９ｐ及び９ｑへそれぞれ供給することにより、この位相合成回路９ｐ及び９ｑにおいて、受波信号を位相合成することにより各超音波ビームが形成され、かつ、２つの切換回路７ｐ、７
ｑによる超音波振動子の選択を、前記位相差τに相当する時間ずらすことにより、２本の超音波受波ビームを互いに一定の時間差τでもって旋回し水中を走査することにより、図３の場合と同じように、位相差θだけずれた二つの受信信号ｐ(t)、ｑ(t)が得られる。

【００７６】従ってこれ以降の回路構成は、図３と同じである。 この構成のように２本の超音波受波ビームを電気的に形成し回転させる場合には、２個の超音波振動子を用いて受波ビームを形成しこれらの超音波振動子を機械的に回転させることにより２本の受波ビームを旋回させる方法に比べて超音波受波ビームを高速に回転させることができる利点がある。

【００７７】回路例５ 図７は、図６における直交検波回路えに替えてマッチドフィルタ３０ｐ ₁ 、３０ｐ ₂ 、３０ｑ ₁ 、３０ｑ ₂を用いたものを示す。 この場合、切換回路７Ｐ'，７Ｑ'は、図６
のものと異なり、１２０個の超音波振動子ｓから順次１
個づつ走査してマッチドフィルタへ供給しており、このマッチドフィルタでは、前述したように、時系列に供給される各信号に対して処理することにより位相合成されビームが形成される。

【００７８】回路例６ 図８は、図６における直交検波回路５に替えて位相合成回路を用いたものである。 ここで用いた各位相合成回路９ｐ ₁ 、９ｐ ₂ 、９ｑ ₁ 、９ｑ ₂は、図９に示すように、図示されていない発振器からの基準信号を所定量だけ移相する移相器２０、各切換回路７ｐまたは７ｑからの受信信号と移相器２０からの基準信号とをそれぞれ乗算する乗算器２２ ₁ 〜２２n、各乗算器２２ ₁ 〜２２nの出力を加算する加算器２４および加算器２４の出力に含まれる高調波成分を除くフィルタ２６からなる。

【００７９】そして、符号９ｐ ₁ 、９ｑ ₁で示されるcos成分およびsin成分の位相合成回路については、各乗算器２２ ₁ 〜２２nにおいて、切換回路７ｐまたは７ｑからの出力と移相器２０からの基準信号cos(ω ₀ t＋θ ₁ )〜cos
(ω ₀ t＋θn)とが乗算されることにより、各受信信号の位相合成が行われる。 一方、符号９ｐ ₂ 、９ｑ ₂で示されるcos成分およびsin成分の位相合成回路については、切換回路７ｐまたは７ｑからの出力と移相器２０から上記の基準信号よりもすべて９０°移相された基準信号sin
(ω ₀ t＋θ ₁ )〜sin(ω ₀ t＋θn)とが乗算されることにより、各受信信号の位相合成が行われる。

【００８０】各位相合成回路９ｐ ₁ 、９ｐ ₂からの信号を遅延回路１０ｐ ₁ 、１０ｐ ₂で遅延した出力と、位相合成回路９ｑ ₁ 、９ｑ ₂からの出力とは、前述した(９)式〜(1
2)式に示したものと同様になり、以降の信号処理は、実施例２の場合と同様に行われてキャリア角周波数(ω−
ω ₀ )が検出される。 角周波数ω ₀は、既知なので、到来した超音波信号のキャリア角周波数ω、それ故、キャリア周波数ｆが算出される。

【００８１】なお、図９に示した位相合成回路における遅延手段として、乗算器２２、移相器及び発振器を用いて対応する各超音波振動子が捕捉する信号を間接的に移相させたが、遅延回路をインダクター及びコンデンサーを用いて構成し、振動子が受信する信号を直接必要な時間遅延させても良い。

【００８２】なお、以上の各回路例における位相差検出回路１２に代えて、図１０に示す構成の位相差検出回路１２'を用いるともできる。 この位相差検出回路１２'では、各超音波振動子１ｐ、１ｑ又は超音波振動子Ｓから超音波エコーを受波して得られる受信信号ｐ(t)、ｑ(t)
の位相差ωτは、直交検波した信号を用いて次式で記述される。

【００８３】

【数１９】 tanωτ＝｛ｐτs(t)'・qc(t)'＋ｐτc(t)'・ｑs(t)'｝ /｛ｐτc(t)'・ｑc(t)'＋ｐτs(t)'・ｑs(t)'｝ したがって、各掛算器１２ｐ ₁ 、１２ｐ、１２ｑ、１２ｑでは、ｐτc(t)'・ｑc(t)'、ｐτs(t)'・ｑs(t)'、ｐτs
(t)'・ｑc(t)'、ｐτc(t)'・ｑs(t)'がそれぞれ算出され、次の加算器１４p、１４ｑでは、ｐτc(t)'・ｑc(t)'
＋ｐτs(t)'・ｑs(t)'＝Ａ、ｐτs(t)'・ｑc(t)'＋ｐτc
(t)'・ｑs(t)'＝Ｂとして各Ａ、Ｂの値が算出される。 引き続いて、演算部１６では両加算器１４ｐ、１４ｑの出力Ａ、Ｂに基づいて、tan ^-1 (Ｂ/Ａ)を求める。 これらの演算の結果、tan ^-1 (Ｂ/Ａ)＝ωτ＝Δψとなるから、これにより、各超音波振動子１ｐ、１ｑで得られる受信信号ｐ(t)、ｑ(t)の位相差Δψが求まる。

【００８４】回路例７ 図１１は、図８における遅延回路１０に替えて、メモリ４２およびこれを読み出すためのＣＰＵ４４を用いたものであり、又、この図１１では、位相差検出するための演算器１６ｐ、１６ｑを位相合成回路９ｐ ₁ 、９ｐ ₂ 、９
ｑ ₁ 、９ｑ ₂の直後に設けている。

【００８５】このメモリ４２には、超音波受波ビームＰ
を走査する時間差τでもって互いに対応づけられた位相量θi(t)，θi(t −τ)（i ＝１〜ｎ，ｎ:全周３６０°
方向の分割数）のデータが予め記憶されている。 そして、各演算器１６ｐ、１６ｑで得られる位相量に対応する信号θp(i)、θｑ(i)をＡ／Ｄ変換器４０ｐ、４０ｑでデジタル化し、この信号θp(i)、θq(i)をメモリ４２に対するアドレスデータとして入力する。 そして、メモリ４２から位相量θi(t)、θi(t−τ)のデータを読み出し、この位相量θi(t)、θi(t−τ)のデータに基づいてＣＰＵ４４で位相差Δψ＝θi(t)−θi(ｔ−τ)が読み出され、算出回路１８によって更にキャリア周波数ｆが算出される。

【００８６】回路例８ 図５では１つの超音波振動子１ｐによる１つのビームを周回させて位相差の異なる二つのビームを得るようにしたが、例えば図６における円上に複数の超音波振動子ｓ
を配した超音波受波器１'においても１つのビームを形成し、これを周回させることにより、位相差の異なる二つのビームを同様に得ることができる。 そのための回路構成を図１２に示しており、この場合も回路構成を一層簡略化できる。 この手法は、図７、図８に対しても同様に適用でき、図８に適用した構成を回路例９として図１
３に示す。 又、図１３における遅延回路１０を位相差検出回路１２の後に移動した構成を回路例１０として図１
４に示す。 図１４では遅延回路３は１つでよい。 又、図６ないし図１１においては超音波振動ｓをリング状に配した超音波受波器１'を用いたが、複数個の超音波振動子ｓを直線状に配し、この超音波受波器に対して切換回路により選択し位相合成し、１本の受波ビーム、もしくは互いに角度θτだけずれた２本の受波ビームを形成し、かつこれを走査することにより同様にキャリア角周波数ωを得ることもできる。

【００８７】次にキャリア周波数検出の第２の原理を図１５を参照して説明する。 図１５に示すように、今、二次元平面(ｘ,ｙ)上において、ｘ軸上に超音波受波器１"
が配置され、この超音波受波器１"は、無指向性の超音波振動子ｓをｘ軸に沿ってリニア状に多数配列して構成されているものとし、この超音波受波器１"に対して、
ｙ軸と一定角度θの方向に進行する超音波信号(平面波)
が到来するものとする。

【００８８】このとき、超音波受波器１"に到来する超音波信号ｐ(x,y,t)は、次式で記述される。

【数２０】 ｐ(x,y,t)＝ｐ ₀・cos｛ｘ・ｋ・sinθ＋ｙ・ｋ・cosθ−ω・ｔ} ここで、ｐ ₀は到来する超音波信号の振幅(音圧)、cos
{ }は位相項で、ｘ、ｙは座標位置、ｋは波長定数(＝２
π/λ、λは波長)、ωは到来する超音波信号のキャリア周波数、ｔは時間である。 初期位相は便宜上０としている。 従って、ｘ軸上の音場はｙ＝０とおいて、

【数２１】ｐ(x,t)＝ｐ ₀・cos (ｘ・ｋ・sinθ−ω・ｔ)

【００８９】今、各超音波振動子ｓからの各出力を一定速度ｕで切り換えるとすれば、各超音波振動子ｓの位置ｘは、

【数２２】ｘ＝ｕ・ｔ となる。 (35)式を(34)式に代入すれば、

【数２３】ｐ(ｔ)＝ｐ ₀・cos｛(ｕ・ｋ・sinθ−ω)・ｔ｝ 音圧ｐ ₀の超音波信号入力に対する超音波受波器１"からの受信信号出力をｖ ₀とすれば、この超音波受波器１"の受信感度Ｇは、Ｇ＝ｖ ₀ /ｐ ₀であるから、到来する超音波信号ｐ(t) に対する受信信号出力ｖ(t)は、Ｇ・ｐ(t)
であり、ｖ(t)とｐ(t)とは比例関係にあるので(23)式は次のようになる。

【数２４】ｖ(t)＝ｖ ₀・cos｛(ｕ・ｋ・sinθ−ω)・ｔ｝ (24)式をみると、これはｘ軸上を１個の超音波振動子ｓ
が速度ｕで走査されつつ、超音波信号を受信する場合に得られる受信信号と等価である。

【００９０】ここで、ｖ(t)の空間周波数２πf＝ｕ・ｋ・
sinθ−ωであるから、ｖ(t)をフーリエ変換してパワースぺクトラムを求めれば、ｕ、ｋ、ω、Ｇがいずれも既知ならば、超音波受波器１"に対して到来する超音波信号の方位θと振幅ｐ ₀とを求め得る。次に、(22)式に対して、Δｔだけ遅れて各超音波振動子ｓの出力を一定速度ｕで切り換えることを考える。このとき、各超音波振動子ｓの位置ｘは、

【数２５】ｘ＝ｕ・(ｔ−Δｔ) これを(34)式に代入すると、

【数２６】 ｐ(t)＝ｐ ₀・cos｛ｕ・(ｔ−Δｔ)・ｋ・sinθ−ω・ｔ｝ ＝ｐ ₀・cos｛(ｕ・ｋ・sinθ−ω)・ｔ−ｕ・Δｔ・ｋ・sinθ｝

【００９１】よって、各超音波振動子ｓから出力される受信信号をｖ(t)とすれば、(26)式は次のようになる。

【数２７】 ｖ(t)＝ｖ ₀・cos｛(ｕ・ｋ・sinθ−ω)・ｔ−ｕ・Δｔ・ｋ・sinθ｝ 一方、(24)式の受信信号ｖ(t)をΔt分だけ遅延させると、その受信信号ｖ(ｔ−Δt)は、

【数２８】 ｖ(t−Δt)＝ｖ ₀・cos{(ｕ・ｋ・sinθ−ω)・(ｔ−Δt)} ＝ｖ ₀・cos{(ｕ・ｋ・sinθ−ω)・t−u・Δt・ｋ・sinθ+ω・Δt｝ (40)式の受信信号ｖ(t)と、(28)式の受信信号ｖ(t−Δ
t)との位相差をΔψとすると、

【数２９】Δψ＝ω・Δｔ であり、位相差Δψは、物標から到来する超音波信号のキャリア周波数ωに関係する。 ここで、時間差Δｔを、
たとえば、超音波受波器１"の各超音波振動子ｓを切り換える繰り返し走査周期に一致させておけば、Δｔは既知であるから位相差Δψを求めれば、キャリア周波数ｆ
は、

【数３０】ｆ＝Δψ／(２πΔｔ) として決定し得る。 そして、このキャリア周波数ｆの変化から移動物標に関するドップラーシフト量を検出することができる。

【００９２】キャリア周波数ｆを得るためには、本発明では、(28)式に基づく受信信号ｖ(ｔ−Δt)と、(27)式に基づく受信信号ｖ(t)について、それぞれフーリエ変換して位相スペクトラムを求め、各空間周波数成分ごとに両信号の位相を引き算して位相差Δψを求める。 そして、求めた位相差ΔψをΔｔで除算してωに変換すれば、各空間周波数成分２πｆ(したがって超音波信号の各到来方向θ)ごとに、その超音波信号のキャリア周波数ｆを決定し得る。

【００９３】以上の第２の原理に基づくキャリア周波数検出回路５０'の例を以下に示す。 回路例１１ 図１６において、超音波受波器１"は、本例では多数の超音波振動子ｓをリニア状に配列して構成されている。
そして、これらの超音波振動子ｓが一定の繰り返し周期Δｔでもって走査される。 ２０２は超音波振動子ｓからの受信信号出力を切り換え走査するためのマルチプレクサ、２０４はマルチプレクサ２０２を通った受信信号のスイッチングノイズを除くフィルタ、２０６はＡ／Ｄ変換器、２０８はデジタル化された受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換回路である。

【００９４】２１０はこのフーリエ変換回路２０８でのフーリエ変換結果に基づいて受信信号のパワースペクトラムを算出するパワースペクトラム演算回路、２１２はこのパワースペクトラムの横座標の空間周波数２πｆの値を超音波受波器１"に対して到来する超音波信号の方位θを示す値に変換する目盛換算回路である。２１４はフーリエ変換回路２０８でのフーリエ変換結果に基づいて受信信号の位相スペクトラムを求める位相スペクトラム演算回路、２１６はこの位相スペクトラム演算回路２
１４で得られた位相スペクトラムに基づいて、超音波振動子ｓの今回の走査で得られた受信信号とそれ以前の走査で得られた受信信号について、各空間周波数成分ごとに両位相を引き算してその位相差Δψを求める位相差算出回路で、本例では、バッファメモリ２１８と引算回路２２０とからなる。

【００９５】２２２は各空間周波数ｆの値をこれに対応する超音波受波器１"に対して到来する超音波信号の方位θを示す値に変換する換算回路である。また、２２４
は各受信信号の空間周波数成分ごとの位相差Δψに基づいて物標からの超音波信号のキャリア周波数ｆを算出するキャリア周波数算出回路である。

【００９６】次に、上記構成の水中探知装置について、
物標から到来する超音波信号について、その到来方向θ
およびその振幅ｐ ₀を検出するとともに、さらに超音波信号のキャリア角周波数ωを検出する場合の動作について説明する。 超音波受波器１"を構成する超音波振動子ｓは、マルチプレクサ２０２によって一定周期Δｔで切り換え走査されることにより、物標から到来する超音波信号が受信される。そして、各超音波振動子ｓで得られる受信信号は、フィルタ２０４でスイッチングノイズが除かれた後、Ａ／Ｄ変換器２０６でデジタル化されてフーリエ変換回路２０８でフーリエ変換される。そして、
このフーリエ変換結果の情報がパワースペクトラム演算回路２１０と位相スぺクトラム演算回路２１４とにそれぞれ送出される。

【００９７】パワースペクトラム演算回路２１０は、このフーリエ変換結果に基づいて、図１７(ａ)に示すように、横軸を受信信号の空間周波数２πｆ、縦軸を受信信号の出力ｖ ₀としたパワースペクトラムを求める。

【００９８】次いで、目盛変換回路２１２でパワースペクトラムの横座標の空間周波数２πｆの値を超音波受波器１"に対して到来する超音波信号の方位θを示す値に変換して出力する。すなわち、(37)式に示したように、
受信信号ｖ(t)の空間周波数２πｆは、２πｆ＝ｕ・ｋ・s
inθ−ωとなるが、ｕ、ｋ、ωはいずれも既知であるから、超音波受波器１"に対して到来する超音波信号の方位θに換算できる。したがって、超音波受波器１"に対して到来する超音波信号の方位θに換算できる。 超音波受波器１"に対して到来する超音波信号の方位(この例ではθ ₁ 、θ ₂ )とその出力レベルｖ ₀₁ 、ｖ ₀₂ （これは到来する超音波信号の振幅ｐ ₀に対応する)とが求まる。

【００９９】一方、位相スペクトラム演算回路２１４
は、前記のフーリエ変換結果に基づいて、図１７(b)に示すように、横軸を受信信号の空間周波数２πｆ、縦軸を受信信号の位相ψとした位相スペクトラムを求める。
この今回の超音波振動子ｓの走査により得られた位相スペクトラムのデータ(図１７(ｂ)の実線で示す）は、引算回路２２０に与えられるとともに、バッファメモリ２
１８にも転送される。 このとき、バッファメモリ２１８
からは、前回の超音波振動子ｓの走査に基づいて得られた位相スペクトラムのデータ(図１７(ｂ)の破線で示す)
が読み出されて、これが同じく引算回路２２０に与えられる。 引算回路２２０は、超音波振動子ｓの今回の走査で得られた受信信号((27)式のｖ(t) に相当する）と前回の走査で得られた受信信号((28)式のｖ(t−Δt)に相当する）について、各空間周波数成分(この例では ２π
ｆ ₁ 、２πｆ ₂ )ごとに両位相を引き算してその位相差Δψ
₁ 、Δψ ₂を求める。

【０１００】引き続いて、換算回路２２２は、各空間周波数２πｆ ₁ 、２πｆ ₂の値をこれに対応する超音波受波器１"に対して到来する超音波信号の方位θ ₁ 、θ ₂を示す値に変換し、次に、キャリア周波数算出回路２２４では、各受信信号の位相差Δψ ₁ 、Δψ ₂をΔtで割って(30)
式で示したように各到来方向θ ₁ 、θ ₂ごとの超音波信号のキャリア周波数ｆ ₁ 、ｆ ₂を算出する。

【０１０１】なお、上記の回路例では、キャリア角周波数ωを算出するためのキャリア角周波数算出回路２２４
を設けているが、たとえばキャリア角周波数ωの大小に応じて色分け表示を行うような場合には、この算出回路２２４を省略し、単位換算回路２２２から出力される位相差Δψの信号をそのまま利用してもよい。 すなわち、
(29)式の関係からも明らかなように、繰り返し走査される超音波受波ビームの周期Δt は予め設定されていて一定であるから、ω∝Δψであり、位相差Δψの信号のままでもキャリア周波数ｆの情報が反映されているからである。

【０１０２】また、上記の回路例では、フィルタ２０４
を設けることによって、各超音波振動子ｓからの受信信号が間断なく入力されるようにしているが、受信信号が離散的に入力されるのを防ぐには、たとえば、特公昭６
３−７３５０公報に記載されているように、隣接する２
つの超音波振動子ｓから同時に受信信号を入力し、各受信信号を換算器でそれぞれ重み付けした後に両受信信号を加算することで、各超音波振動子ｓをスイッチングしても受信信号が連続的に入力されるようにすることが可能である。 なお、上述のキャリア周波数検出回路においては、異なる時間に形成される受波ビームにより到来信号を受波して、広範囲方向から到来する信号のキャリア周波数を検出したが、広範囲の各方向に受波ビームをそれぞれ予め形成しておき、それぞれの受波ビームで到来信号を捕捉し、これら到来信号のキャリア周波数を検出することも可能である。

【０１０３】図１８は、上述した各種キャリア周波数検出回路５０の後段に接続される船速補正・表示回路１０
０の一実施例を示すブロック図である。 減算回路５１
は、入力される超音波送信信号の搬送周波数ｆ ₀とキャリア周波数検出回路５０から供給されるキャリア周波数ｆとを用いて、ｆs＝ｆ−ｆ ₀の演算を行ない、ドップラー周波数偏移(速度)ｆsを算出する。 ここで得られたドップラー周波数偏移ｆsは、自船より見たデータであるため、自船に近付いているか遠のいているかを知ることができ、衝突予防の情報が得られる。 しかし自船を停止させて、ターゲット自身の絶対的な速度情報を得ることも重要であり、そのためには自船の船速(対地または対水船速)でもってドップラー周波数偏移ｆsを補正(船速補正という)すればよい。 そのために設けられたのが船速補正回路６１および７１であり、船速補正回路６１では、減算回路５１より時系列的に得られるドップラー周波数偏移ｆsに対して、後述の回路６５で検出した船速
(対地または対水船速)または外部装置で検出した船速
(対地または対水船速)に起因するドップラー周波数偏移Δｆvを減じることにより船速補正している。 ６２は、
この船速補正で得られたドップラー周波数偏移ｆmを記憶するフレームメモリである。 このフレームメモリ６２
には、１送波に起因するエコーが１フレーム分のデータ
(周波数ｆm)として書き込まれるようになっており、このデータは次の送波で検出される新しいデータで順次更新されるようになっている。 船速補正回路６１及び７１
は、ＲＯＭで構成される。 減算回路５１と、自己船速補正値算出部６５若しくは外部船速補正値演算部６７とからそれぞれドップラー周波数偏移ｆsと、対地船速または対水船速に起因するドップラー周波数偏移Δｆv（ｆ ₁
またはｆ ₂ ）が供給された時、所定の周波数を表わす信号が送出されるように構成されている。

【０１０４】６３は、キャリア周波数検出回路５０より得られるエコーの振幅ａ ₁ 、ａ ₂の平均ａを求める振幅平均回路である。 尚、片方の振幅のみが入力された時はその値が出力される。 ６４は、振幅平均回路６３より得られる振幅ａを記憶するフレームメモリである。 キャリア周波数検出回路５０より同一の探査ポイント(同一の音源)に対して得られたドップラー周波数偏移ｆsと、振幅ａとは両フレームメモリ６２、６４で対応する同一アドレスに書き込まれる。 自己船速補正値算出部６５は、船速補正回路６１に対する補正値として、対地および対水船速に起因するドップラー周波数偏移Δｆvを、前述のドップラー周波数偏移ｆmから求めるためのであり、フレームメモリ６２に対して、読出し範囲指示部６６で指定した領域を読み出し、対地船速または対水船速に起因するドップラー周波数偏移Δｆv（ｆ ₁またはｆ ₂ ）を算出している。 自己船速補正値算出部６５は、後述するように、対地船速または対水船速に起因するドップラー周波数偏移ｆ ₁またはｆ ₂を各方位毎に算出する演算部と、
これらの周波数偏移ｆ ₁またはｆ ₂を記憶する例えば３６
０個の記憶素子で構成される記憶器と、記憶した周波数偏移ｆ ₁またはｆ ₂を順次読み出し船速補正回路６１へ供給する読出器とで構成される。 読出し範囲指示部６６
は、対地船速または対水船速に起因するドップラー周波数偏移ｆ ₁またはｆ ₂のいずれの周波数偏移を読出すかを選択する。

【０１０５】又、この自己船速補正値算出部６５は、フレームメモリ６４からも読出し範囲指示部６６で指定した同じ領域を読み出すことにより、フレームメモリ６２
から読み出したドップラー周波数偏移ｆ ₁またはｆ ₂と同じ音源よりのエコーに対する振幅データａを得ており
(以下周波数データに付随する振幅と表現する)、この振幅データａは、船速補正値を求めるに際して重み付け
(又はしきい値等)を与えるために用いられる。

【０１０６】６７は、外部装置(例えばＧＰＳやジャイロにより構成される)より得た対地船速または対水船速
(例えば潮流計等による)を用いて船速補正回路６１に対する補正値Δｆvを求める外部船速補正値演算部であり、これらの対地船速および対水船速から、補正しようとするキャリア周波数ｆを得た音源方向での対地もしくは対水の船速成分を演算により求め、この船速成分に相当するドップラー周波数偏移Δｆv（ｆ ₁またはｆ ₂ ）を得ている。 自己船速補正値算出部６５で得られる対地船速(自己対地船速と呼ぶ)、対水船速(自己対水船速と呼ぶ)および、外部船速補正値演算部６７で得られる対地船速(外部対地船速と呼ぶ)、対水船速(外部対水船速と呼ぶ)に起因する周波数ｆ ₁ ,ｆ ₂は、切換スイッチ６８により選択され船速補正回路６１へ送出される。 尚、切換スイッチ６８を空きの端子ｘに切り換えた時は、船速補正回路６１では何も補正が行われず、入力データがそのまま出力され、フレームメモリ６２には生データが格納される。 外部船速補正値演算部６７は、例えばＧＰＳ(G
lobal Positioning System) 受信機及びジャイロに接続された場合には、対地船速に起因するドップラー周波数偏移ｆ ₁を送出し、超音波信号を送受波して潮流速度を測定する潮流計に接続された場合には、対水船速に起因するドップラー周波数偏移ｆ ₂を送出する。 この外部船速補正値演算部６７は、対地船速または対水船速に起因するドップラー周波数偏移ｆ ₁またはｆ ₂を算出する演算部と、これらのドップラー周波数偏移ｆ ₁またはｆ ₂を記憶する例えば３６０個の記憶素子で構成される記憶器と、記憶さしたドップラー周波数偏移ｆ ₁またはｆ ₂を順次読み出し船速補正回路６１へ供給する読出器とで構成される。

【０１０７】船速補正回路６１より得られるドップラー周波数偏移ｆmに対して分散を検出することにより、ターゲットの速度の乱れを知ることができ、分散検出回路６９はそのために設けたものであり、この分散検出回路６９で検出された分散値は、フレームメモリ６２と同じ構成のフレームメモリ７０に格納される。

【０１０８】船速補正回路６１は、減算回路５１より出力されるドップラー周波数偏移をリアルタイムで補正するが、フレームメモリ６２に一旦格納した１フレーム分の生データに対して補正するのが船速補正回路７１である。 ７２は、自己対地速度または自己対水速度で補正するかを切り換えるための切換スイッチである。 ７３は、
船速補正回路６１よりリアルタイムで出力されるドップラー周波数偏移ｆmまたは船速補正回路７１より１フレーム遅れで出力される周波数データｆを選択する切換スイッチである。 又、切換スイッチ７４は、分散検出回路６９よりリアルタイムで出力される分散値またはフレームメモリ７０に一旦格納された分散データを選択する。
同様に、切換スイッチ７５は、振幅平均回路６３よりリアルタイムで出力される振幅値ａまたはフレームメモリ６４に一旦格納された振幅データａを選択する。 これらの切換スイッチ７３ないし７５は連動して切り替わる。
以上が船速補正に係わる回路部であり、次に表示回路部について述べる。

【０１０９】７６は、切換スイッチ７３で選択された各周波数データをその周波数の大小に応じて色別表示するための周波数／色変換回路であり、その色変換の際には、切換スイッチ７５より得られる、各周波数データｆ
に付随する振幅データａがしきい値として参照される。
７７は、切換スイッチ７４で選択された各分散データσ
fをその分散の程度に応じて色別表示するための分散／
色変換回路であり、その色変換の際には、各分散データに付随する振幅データａがしきい値として参照される。
７８は、周波数および分散の双方のデータを参照して対応する１つの色に変換する周波数・分散／色変換回路である。 ７９は、振幅データａに基づき色別表示する振幅／色変換回路である。 ８０は、周波数データｆが、設定した周波数帯域内にある場合には、振幅データａに対応する色信号を発生し、帯域外にある場合には下地色を発生するフィルタ・振幅／色変換回路である。 周波数／色変換回路７６は、信号レベル範囲設定器から供給される信号に基づいて設定された信号レベル範囲内にあるエコー信号のドップラー周波数偏移信号を取り出し、取り出した信号をその信号の周波数に対応する色信号に変換する。 周波数／色変換回路７６は、周波数と種々の色との所定の関係が予め記憶されているＲＯＭを含み、切換スイッチ７３を介して供給される周波数信号に対応する色信号を送出する。 分散／色変換回路７７は、信号レベル範囲設定器から供給される信号に基づいて設定された信号レベル範囲内にあるエコー信号の分散データを取り出し、取り出した信号をその分散データに対応する色信号に変換する。 分散／色変換回路７７は、分散データと種々の色との所定の関係が予め記憶されているＲＯＭを含み、切換スイッチ７４を介して供給される分散データ信号に対応する色信号を送出する。 周波数・分散／色変換回路７８は、振幅データａ，ドップラー周波数偏移信号ｆ，分散データ及び信号レベル範囲設定器から供給される信号に基づいて設定された信号レベル範囲内にあるエコー信号の周波数及び分散に対応する色信号を発生する。 周波数・分散／色変換回路７８は、周波数及び分散と種々の色との所定の関係が予め記憶されているＲＯＭ
を含む。 フィルタ・振幅／色変換回路８０は、ドップラー周波数偏移信号が周波数帯域設定器から供給される信号に基づいて設定された周波数帯域内にあるエコー信号の振幅信号を取り出し、取り出した信号をその信号の振幅に対応する色信号に変換する。 フィルタ・振幅／色変換回路８０は、切換スイッチ７３から供給されたドップラー周波数偏移信号が設定された周波数帯域内にある時その振幅信号を通過させるフィルタと、信号レベルと種々の色との所定の関係が予め記憶されているＲＯＭを含み、切換スイッチ７５を介して供給される振幅信号に対応する色信号を送出する。 振幅／色変換回路７９は、信号レベルと種々の色との所定の関係が予め記憶されているＲＯＭで構成される。

【０１１０】以上の変換回路７６，７７，７８における色変換の際には、変換される入力データの振幅ａが参照され、信号レベル範囲設定器により設定された所望振幅範囲を有する入力データを変換対象としている。 ８１
は、フレームメモリ６２よりの周波数データに基づき周波数分布を示すヒストグラムを作成する周波数ヒストグラム演算回路であり、８２は、対象とする探査範囲を指定入力するための指示部である。 ８３は、速度ベクトル演算回路であり、指示部８４で指定した領域に対して、
フレームメモリ６４よりの周波数データに基づき速度ベクトルを演算する。 ８５は、選択回路であり、以上の各回路から供給される各信号を選択して表示部８６へ送出する。

【０１１１】以下、船速補正について述べるが最初に１
フレーム分のデータを取り込んだ後に一括して補正(以下一括補正という)する場合について述べる。 この場合、切換スイッチ６８を空き端子ｘに切り換えて、ドップラー周波数ｆｓを補正せずにフレームメモリ６２に記憶させる。 又、切換スイッチ７３ないし７５は図示した端子側に切り換えておく。

【０１１２】さて、水中探知ソナーにおいては、図３の送波器１０１より海底に向けて図１９に示したように円錐状に広がる超音波ビームを送波し、これによるエコーを超音波受波器１を旋回走査させながら検出しているため、この超音波受波器１は、前記円錐体に沿い螺旋状に探査ポイントを走査していることになる。 かかる走査で次々と検出されるデータは、この場合、船速補正回路６
１で補正されずにフレームメモリ６２に書き込まれる。
フレームメモリ６２(他のフレームメモリも同じ構成)
は、図２０に示すように、横方向に方位、縦方向に距離
(深度)を持つ２次元構成になっており、次々と検出された前記データは、左上から右下に向けて１行づつ順に書き込まれる。 従って、図２０における領域Ｘに書き込まれたデータは、１送波によるエコーの内で初期に検出されたデータ(深度の浅い水中よりのエコー)であるため、
これは対水船速に起因するドップラー周波数偏移ｆ ₂であり、一方、領域Ｙに書き込まれたデータは、１送波によるエコーの内で後期に検出されたデータ(深度の深い海底よりのエコー)であるため、これは対地船速に起因するキャリア周波数ｆ ₁である。 これらの領域Ｘ,Ｙは指示部６６により設定入力されるが、領域Ｙは、海底の深度および超音波送波ビームのチルト角(図１９に示すφ)
に応じて自動的に求めることもできる。 尚、上述した各キャリア周波数検出回路５０においてはチルト角を一定としたが、チルト角を変化させるには、図３に示した一対の超音波振動子ｐ,ｑを機械的に旋回させるものであれば、その超音波振動子の向きを変えることにより、
又、図６に示した円状に複数個の超音波振動子を配し、
電気的な切り換えにより旋回走査させる方式のものにあっては、このような超音波受波器１'を複数個上下方向に並べて円筒状とし、各方位毎に上下方向の各超音波振動子間で位相合成することにより所望のチルト角を得ることができる。 尚、当然のことながら超音波受波ビームを水平方向に放射したときは海底よりのエコーは得られないために、対地船速に起因するドップラー周波数偏移ｆ ₁を得ることはできず、その場合は後で述べるように外部より得た対地速度を用いる。 尚、図２０において、
距離方向で０ないしｆの領域には、送波器１０１より送信した周波数ｆ ₀のキャリア信号が、送受を切り替えるためのトラップ回路(不図示)の信号もれにより超音波受波器１で検出されたものが格納されているので、この領域より読み出した周波数ｆ ₀を、前述した減算回路５１
に補正信号として供給している。 この構成により、送信用水晶発振周波数のドリフトによる変化や、受信系の位相誤差およびサンプリング周波数の変動等があっても、
これらの影響がキャンセルされ、正確なドップラー周波数偏移ｆmを得ることができる。

【０１１３】図２１にこの場合の表示例を示しており、
自船を中心Ｏとして探査結果が極座標形式に表示される。 半径ｒ ₁ 〜ｒ ₂内の領域および半径ｒ ₃ 〜ｒ ₄の領域は図２０における領域ＸおよびＹに書き込まれたデータであり、指示部６６より半径ｒを指示入力することにより、図２０のフレームメモリ６２より対水船速もしくは対地船速に起因する個々のドップラー周波数偏移のデータを得ることができる。

【０１１４】前記の領域Ｘ，Ｙから読み出されたデータに対して、(31)式および(32)式に従って、各方位(Ｄ(j,
k)：j＝０〜ｍ)毎に、距離軸方向(Ｄ(j,k)：ｋ＝ｐ〜ｑ
(対地船速の場合)、ｋ＝ｇ〜ｈ(対水船速の場合))の平均を求めることにより、自己対地船速および対水船速に起因する、各方位毎のドップラー周波数偏移ｆ ₁ (j)、ｆ
₂ (j)が求まる。

【０１１５】

【数３１】

【０１１６】

【数３２】

【０１１７】切換スイッチ７２を図示したように自己対地船速側に切り換えていた場合、補正用の対地船速に係わるドップラー周波数偏移ｆ ₁が船速補正回路７１に供給されることにより、その後、フレームメモリ６２から読み出されるすべての生データＤ(j,k)(ｊ＝０〜ｍ、ｋ
＝０〜ｎ)に対して、対応する方位の対地船速に起因するドップラー周波数偏移ｆ ₁ (j)を減じることにより、ターゲットの対地速度を示すドップラー周波数偏移ｆeが得られる。

【数３３】ｆe(j,k)＝Ｄ(j,k)−ｆ ₁ (j)

【０１１８】一方、切換スイッチ７２を自己対水船速側に切り換えていた場合は、生データＤ(j,k)(ｊ＝０〜
ｍ、ｋ＝０〜ｎ)に対して、対応する方位の対水船速に起因するドップラー周波数偏移ｆ ₂ (j)を減じることにより、ターゲットの対水速度を示すドップラー周波数偏移ｆwが得られる。

【数３４】ｆw(j,k)＝Ｄ(j,k)−ｆ ₂ (j)

【０１１９】以上説明した一括補正は、１フレーム分のデータＤ(j,k)を検出した後、このデータから補正用のデータｆ ₁ (j)およびｆ ₂ (j)を求め、この補正データでもって前記１フレーム分の全データＤ(j,k)を補正するものであるため１送波分の遅れが生じる。 次に検出したデータを逐一補正する補正(以下逐一補正という)について説明する。

【０１２０】その場合には切換スイッチ６８を自己対地船速または自己対水船速に切り換えると共に切換スイッチ７３を破線で示した側に切り換え(他の切換スイッチ７４，７５も切り替わる)、減算回路５１より時系列的に供給されるドップラー周波数偏移ｆｓを船速補正回路６１にてリアルタイムで補正し、その補正したデータはフレームメモリ６２に格納されると共に切換スイッチ７
３を介して周波数／色変換回路７６等へ直接に供給される。

【０１２１】切換スイッチ６８を自己対水船速側に切り換えていた場合、フレームメモリ６２では、上述したように、図２０において左上のアドレスから順に補正値ｆ
₂ ［ｎ−１］で補正されたキャリア周波数ｆのデータが格納され、領域Ｘに、対水船速に起因するデータが格納された時点でこのデータに基づき、(32)式により、ｆ
₂ (ｊ)を求め、前回補正値ｆ ₂ ［ｎ−１］(ｊ)を加えたｆ
₂ ［ｎ］＝ｆ ₂ (ｊ)＋ｆ ₂ ［ｎ−１］(ｊ)＝を補正データとして船速補正回路６１に供給される。 従って、この補正データで補正されるドップラー周波数ｆｓは、図２０
のアドレスで言えば領域Ｘ以降のデータであり、領域Ｘ
の以前のデータは、前回(１送波前)に求められた補正データでもって補正される。

【０１２２】一方、切換スイッチ６８を自己対地船速に切り換えていた場合は、図２０の領域Ｙにデータが格納された時点で同様に自己船速補正値算出部６５にて補正データとして対地船速に係わるドップラー周波数偏移ｆ
₁が求められるので、この補正データで補正されるドップラー周波数偏移ｆｓは、図２０のアドレスで言えば、
領域Ｙ以降のデータとなり、領域Ｙ以前のデータは前回求められた補正データでもって補正される。 つまり、この逐一補正では補正した検出データはリアルタイムで得られるものの補正に用いる補正データは現時点のものではない。 しかしながら、補正ループが組まれ、常に補正データが更新され続けているのでほぼ正確なリアルタイム補正を期待できる。

【０１２３】以上の一括補正および逐一補正は、自身の検出データより得た補正データでもって検出データを補正を行う場合であったが、測定状況により対地速度または対水速度が得られなくなった場合に外部装置より得た船速情報でもって補正する外部補正を次に述べる。

【０１２４】切換スイッチ６８を外部対地船速側に切り換えた場合、例えばＧＰＳ及びジャイロにより構成される外部装置から供給される対地速度Ｖ ₁ (方位θとする)
と船首方位αが外部船速補正値演算部６７に入力されることにより、ここでこの対地速度Ｖ ₁より、(35)式を用いて各方位毎の対地速度成分Ｖ ₁ (ｊ)が求められる。

【０１２５】

【数３５】 Ｖ ₁ (ｊ)＝Ｖ ₁・cos(α＋２πｊ/ｍ−θ) (ｊ：０,１,２,…ｍ) この方位毎の対地速度Ｖ ₁ (ｊ)に相当するドップラー周波数ｆ ₁ (j)が演算により求められ、これを補正データとして船速補正回路６１にて、前記の(33)式に従ってターゲットの対地速度に対するドップラー周波数偏移ｆe(j,
k)が求められ、切換スイッチ７３へ供給される。 尚、ティルト角がβのときは対地速度成分Ｖ ₁ (ｊ)は、

【数３６】 Ｖ ₁ (ｊ)＝Ｖ ₁・cos(α＋２πｊ/ｍ−θ)×cosβとなる。

【０１２６】又、切換スイッチ６８を外部対水船速側に切り換えた場合、例えば潮流計で構成される外部装置よりの対水速度Ｖ ₂が外部船速補正値演算部６７に入力されることにより、この対水速度Ｖ ₂より同様にして各方位毎の対水速度成分Ｖ ₂ (ｊ)に分解され、これより対応するドップラー周波数偏移ｆ ₂ (j)が演算により求められ、そして(34)式に従って、ターゲットの対水速度によるキャリア周波数ｆw(j,k)が求められる。 この補正法では外部装置よりの船速情報より現時点の補正データが得られるのでリアルタイムの補正(以下リアルタイム補正という)が可能となる。

【０１２７】ドップラー周波数偏移ｆ ₁ ，ｆ ₂を求める他の方法を次に述べる。 （31)式および(32)式で求められた、各方位毎の対地船速および対水船速に係わる周波数ｆ ₁ 、ｆ ₂は、(35)式に示されるような一つのcos曲線に合致して変化するはずであるが実際にはノイズ等の影響を受けたりしてcos曲線に合致せず、正確なデータが得られない場合も生じる。 (31)式,(32)式で求めたｆ ₁ ，ｆ
₂から更にcos曲線をｆ ₁ ，ｆとして用いることもできる。

【０１２８】(31)式で求めたドップラー周波数偏移ｆ ₁
からcos曲線を推定するには、

【数３７】 Ｖ(ｊ)＝Ｖ・cos(２πｊ/ｍ−θ) (ｊ：０,１,２,…
ｍ) とおき、(37)式の自乗差Ｑが最小となるＶ、θを求める。

【０１２９】

【数３８】

【０１３０】これを(36)式に代入することにより一つの
cos曲線を推定でき、これをｆ ₁ (ｊ)として船速補正計算に用い、ｆ ₂ (ｊ)についても同様である。

【０１３１】以上説明した対地(または対水)の各補正モード(一括補正、逐一補正)で補正されたドップラー周波数偏移ｆe,ｆw(以下周波数データｆという)は、切換スイッチ７３を介して周波数／色変換回路７６に入力される。 この周波数データｆの値から、ターゲットの対地
(または対水)速度の自船方向成分(以下単に速度と呼ぶ)
とその方向(自船の中心位置に向かっているのか遠ざかっているのか)を知ることができる。 そこでこの周波数／色変換回路７６では、速度の大きさと方向とを表示部８６で同時に表示すべく、次表のごとく８色に色別変換している。

【０１３２】尚、前記周波数データｆの色変換の際には、該周波数データｆに付随する振幅データａが切換スイッチ７５を介して供給されることにより、振幅データａが設定振幅範囲周波数データｆのみを色変換の対象としている。 以下に記す各変換回路７７，７８に対しても同様な処理がなされる。

【０１３３】

【表１】 速度レベル ： 大 ０ 大 移動方向 ： (中心方向) 静止 (遠心方向) ８ビットデータ： ０ ……… 128 ……… 255 表示色 ： 茶 赤 橙 黄 緑 青 紫 藍

【０１３４】上表では、ターゲットが静止していれば黄ないし緑色表示され、ターゲットが近付づいている場合、その速度の大小に応じて茶、赤、橙の暖色系で表示され、ターゲットが遠ざかっておればその速度の大小に応じて藍、紫、青の寒色系で表示される。 移動ターゲットと静止物体とを明確に区別させるために静止ターゲットを例えばグレイ系の色で表示してもよい。

【０１３５】表示色を１６色にする場合には上記の各色の間に中間色を採用すればよい。 その場合、キャリア周波数ｆのデータは一般に８ビット(２５６種)であるため、これを１６色表示する場合には４ビット(１６種)のデータに割り付ける必要がある。 その際、図２２の直線Ｌ ₁で示したように通常はリニアで変換するが、放物線Ｌ ₂もしくは指数曲線Ｌ ₃に従って変換することにより、
所望のレベルを強調したり弱めたりすることもでき。 いずれの場合においても色データを書き込んだＲＯＭから８ビットデータに対する色データを読み出している。

【０１３６】次に分散について述べる。 ソナーや魚群探知機においては魚群エコーの周波数分析を行い、魚群の移動速度情報を得ることは漁労において有用なことは既に述べた。 この魚群の移動速度は、群としての平均速度を意味しているが、群の中の各々の魚の速度のばらつき具合(偏差)も又、魚群の認知並びに魚種、魚体長の判別を行う上で重要な情報となる。 又、群状のターゲットを完全静止物(例えば海底)から分離識別する際にも速度の偏差がわかれば識別容易となる。 上記のキャリア周波数ｆの分布から分散データを検出するようにした分散検出回路６９の構成を以下に述べる。

【０１３７】図２３において、図１８の船速補正回路６
１よりのドップラー周波数偏移ｆｍは角周波数演算回路１５１で角周波数ωに変換され、次に平均化回路１５２
により平均された角周波数( ωと記す)が求められ、加算器１５３の加算端子に入力される。 又、角周波数ωは遅延回路１５４にて、平均化回路１５２での遅れに等しい時間だけ遅延され、加算器５３の減算端子に入力され、
この加算器１５３より得られた| ω −ω|(又は| ω −ω
| ² )は平滑化回路１５５で平滑化されることにより、分散σfが得られる。 尚、平均化回路１５２において振幅ａで平均処理に重み付けを行うことも可能である。

【０１３８】図２４は分散検出回路６９の別の回路構成を示している。 ドップラー周波数偏移ｆｍを角周波数演算回路１６１にて角周波数ωが求められ、平均化回路１
６２にて平均され( ωと表す)、更に２乗回路１６３にて
( ω ) ²が求められる。 一方、前記キャリア周波数ｆは、
２乗回路１６４にてω ²が求められ、そして平均化回路１６５にてω ²に平均化され、加算器１６６にてω ² −
( ω ) ²の減算により分散σfが得られる。

【０１３９】船速補正回路６１より出力されるドップラー周波数偏移ｆm(一括補正時は生データ、逐一補正およびリアルタイム補正時は補正済みのデータ)は、上記の分散検出回路６９にてそれの分散が検出され、切換スイッチ７４に供給されるとともに、フレームメモリ７０に書き込まれる。 この分散検出回路６９またはフレームメモリ７０よりの分散データは、切換スイッチ７４を介して分散／色変換回路７７に供給されることにより、ここで、分散の程度に応じて上述と同じような変換ＲＯＭから色データが読み出され、表示部８６にて分散画が表示される。

【０１４０】周波数・分散／色変換回路７８では、周波数データｆと分散データσfとに基づき対応する一つの色に変換されることにより、表示部８６における一つの表示像から周波数と分散との同時に知ることができる。
その変換法の一例を次表に示す。 ここでは、分散が小さい時、速度レベルが、大(中心向)、小、大(遠心向)に対応して表示色は赤、…灰、…青と変化し、分散が大きくなるに従って前記の表示色に緑色を混ぜている。

【０１４１】

【表２】 速度レベル ： 大 ０ 大 移動方向 ： (中心方向) 静止 (遠心方向) 表 (分散小)： 赤 …… 灰 …… 青 示 ： ： ： ： ： 色 (分散大)： 黄 …… 緑 …… シアン

【０１４２】フィルタ・振幅／色変換回路８０では、フィルタ機能により、所望の帯域のみ色変換が可能であり、所望の帯域としては、例えばドップラー周波数偏移ｆmを参照して、この周波数の帯域(つまり当該水中探知装置のシステム帯域)内にある振幅データａのみを色変換することにより、他の周波数帯域の信号からの干渉を排除したり、あるいは、所定の周波数(速度)を上回る信号のみを色変換することにより、海底等の静止ターゲットを除去することができる。

【０１４３】次にヒストグラム表示について述べる。 図２５は表示部８６における、上記の周波数／色変換回路７６による速度画の表示例を示している。 今、ターゲットＴ ₁ないしＴ ₃が捕えられているが、ターゲットＴ ₁について周波数(速度)分布を知りたいときは、そのターゲットＴ ₁の表示エリア(方位範囲θ ₁ 〜θ ₂ 、距離範囲ｒ ₁
〜ｒ ₂ )を指示部８２より入力する。 これにより、ｆヒストグラム演算回路８１により、図２６に示したフレームメモリ６２から前記領域に対応する領域Ｓから周波数データｆが読み出され、その読み出した周波数データｆから周波数分布が求められ、図２５の表示窓Ｗに示したように、周波数分布を示すヒストグラムが表示される。

【０１４４】以上説明した各種表示は船速補正したドップラー周波数偏移ｆmを周波数／色変換回路７６その他の回路７７,７８,８１,８３の入力データとしたが、船速補正しないドップラー周波数偏移ｆmを入力データとすることもでき、その場合には切換スイッチ６８を空き端子ｘに切り換え、船速補正回路６１より出力される生データもしくはフレームメモリ６２に格納された生データを入力データとすればよい。

【０１４５】振幅／色変換回路７９では、振幅ａのレベルに応じて色変換されることにより、通常のレベル画が得られる。

【０１４６】上述した表示例では選択回路８５により各変換回路７７ないし８０およびｆヒストグラム演算回路８１、速度ベクトル演算回路８３よりいずれか一つの出力を選択して表示部８６一つの画像を表示していたが
(単記画)、例えば図２７に示したように、表示部８６の上半分に、振幅／色変換回路７９よりのレベル画８６ａ
を表示し、そして下半分には周波数／色変換回路７６よりの速度画８６ｂを同時に表示すれば(併記画)、両画像を比較対比することにより、ターゲットの識別能力を更に高めることができる。

【０１４７】次に分解能を上げる手法について述べる。
ターゲットよりのエコーに対する検出分解能は、超音波受波ビームの旋回速度に依存するが、この走査速度は、
以降の電気回路の処理速度等により高速化には限界がある。 図２８に示したは、矢印Ｙは、例えば図６の超音波受波器１'で形成された超音波受波ビームの方位を示しており、この超音波受波ビームＹが一周を８０ｍsecで旋回している場合、この時点で到来エコーのタイミングｔ ₁点のエコーが検出されたとすると、この超音波受波ビームＹで次に検出されるのは、図２９に示すように８
０ｍsec後のタイミングｔ ₃点のエコーとなり、このように８０ｍsecおきにしかエコーを検出できず、そのためエコー情報の検出漏れがある。

【０１４８】そこで、切換回路７ｐ、７ｑによる超音波振動子ｓの切り換えを制御して、図２９に示したように、全周走査を行わずに半周走査を行うようにして探査エリアを狭めれば、同じ走査速度であっても、エコーの検出サイクルは４０ｍsecとなり、サンプリングレートが２倍になることにより、タイミングｔ ₂のエコーをも検出できるようになるので分解能が２倍となる。 又、探査エリアを４５°の範囲にすればエコーの検出サイクルは１０ｍsecとなり８倍に分解能を高めることができる。 このようにして分解能を上げれば、詳しいエコー情報が得られるので、検出した探査結果を拡大して表示することが可能となり、ターゲットの識別能力を更に高めることができる。

【０１４９】ところで本装置は、例えば図３においては、位相差検出回路１２において、互いに方位差θ(時間差でτ)ずれた二つの超音波受波ビームよりの両検出信号から位相差Δψ(０≦Δψ≦２π)を求めている。 この位相差Δψは、Δψ＝ω・τの関係式より、図３０の直線Ｌ ₁で示されるように、キャリア角周波数ωに比例するが、位相差検出回路１２より出力される位相差Δψ
は、０≦Δψ≦２πの値しか取り得ないので、キャリア角周波数ωが増大して位相差Δψが２πまで達すると、
位相差Δψに折り返しが生じ、その後は直線Ｌ ₂のごとく変化し、以下同様にＬ ₃ 、Ｌ ₄のごとく周期的に変化する。 従って、検出された位相差Δψが例えばπであっても、このときのキャリア角周波数は、ω ₁ 、ω ₂ 、ω ₃ 、ω ₄
…のいずれであるか特定できない。 それならば、τを小さくして直線Ｌnで示されるようにシステム帯域内で折り返しが生じないようにすれば、ただ一つのキャリア角周波数ω ₅を決定できる、τを小さくすると、後で述べるように、求まるキャリア角周波数ω ₅に含まれる誤差が大きく影響し、精度のよい検出結果を得ることはできない。

【０１５０】本発明では以下に述べる方法によって以上の問題点を解決している。 二つの超音波ビーム間で時間差τ ₁ずれている時に位相差Δψに折り返しが生じた場合に求まる複数個のキャリア角周波数ωxは次式で与えられる。

【０１５１】

【数３９】 ωx＝Δψ ₁ ／τ ₁ ±ｎ(ωτ ₁ ) ((ωτ ₁ )＝２π/τ ₁ ) ここでΔψ ₁ ＝Δψ ₁₀ ＋Δφ ₁ (Δψ ₁₀ 、Δφ ₁はΔψ ₁
の真値および誤差)とおくと、

【０１５２】

【数４０】ωx＝Δψ ₁₀ /τ＋Δφ ₁ /τ ₁ ±ｎ(ωτ ₁ )

【０１５３】この場合、図３１で示したようにシステム帯域幅で４個のキャリア角周波数ω ₁ 、ω ₂ 、ω ₃ 、ω ₄が求まったとする。 各々の角周波数ωxに幅があるのは、(4
0)式右辺の第２項(Δφ ₁ /τ ₁ )の誤差のためである。

【０１５４】次に折り返しが生じないように、二つの超音波ビーム間で時間差をτ ₂ (＜τ ₁ )とした場合に求まるキャリア角周波数ω ₅は次式で与えられる。

【０１５５】

【数４１】ω ₅ ＝Δψ ₂ ／τ ₂ここでΔψ ₂ ＝Δψ ₂₀ ＋Δφ ₂ (Δψ ₂₀ 、Δφ ₂はΔψ
の真値および誤差) とおくと、

【０１５６】

【数４２】ω ₅ ＝Δψ ₂₀ /τ＋Δφ ₂ /τ ₂

【０１５７】この場合は図３２で示したように、システム帯域幅でただ１つのキャリア角周波数ω ₅が求まる。
この場合においても(42)式右辺の第２項の誤差が含まれるがこの誤差(Δφ ₂ /τ ₂ )は、τ ₂値がτ ₁値と比べて小さいために前記の誤差(Δφ ₁ /τ ₁ )よりも大きくなっているため、一つのキャリア角周波数ω ₅を特定できても正確な値は得られない。

【０１５８】しかしながら、図３１と図３２とを対比すればわかるように、４個のキャリア角周波数ω ₁ないしω ₅の内でキャリア角周波数ω ₅に包含されるω ₃が真値であり、具体的には、例えば両者でキャリア角周波数毎にアンド積をとることにより、キャリア角周波数ω ₃を確定できる。

【０１５９】図３３に示すように、旋回する二つの超音波受波ビームＰ、Ｑで二つの時間差τ ₁ 、τ ₂ (＜τ ₁ )を得るには、両ビームの方位差θによる時間差をτ ₂とし、
残りの角度(２π−θ)による時間差をτ ₁とすればよい。 又、長い方の時間差として、Ｔfs(旋回周期)あるいは(Ｔfs＋τ ₂ )としてもよい。

【０１６０】これを実現する回路を図３４に示している。 この図３４は、図４または図７のマッチドフィルタ方式のキャリア周波数検出回路に適用した回路例であるが他のキャリア周波数検出回路に対しても適用可能である。 図３４においては新たに位相差検出回路１２'とこの位相差検出回路１２'に対するτ ₁もしくはＴfsの遅延回路１０'を備え、又、遅延回路１０'における遅延量をτ ₁にするかＴfsにするかによって位相差検出回路１２'
への入力を切り換えるための切換スイッチ３００を備える。 短い時間差τ ₂による位相差検出回路１２から出力される位相差Δψからは、上述したように、システム帯域幅内において精度は良くないがただ一つのキャリア角周波数ω'が求まり、一方、長い時間差τ ₁もしくはＴfs
による位相差検出回路１２'から出力される位相差Δψ'
からは複数個のキャリア角周波数ωxが求まる。 折り返し補正・周波数算出回路３０１では、上述した手法でもって位相差ΔψとΔψ'との組み合わせから一つのキャリア角周波数ω、つまりキャリア周波数ｆを求めている。 尚、Ｕ ₁ ，Ｕ ₂は、位相差検出回路１２，１２'より出力される複数個の位相差Δψ，Δψ'をそれぞれ平均する平滑回路であり、この平均化処理により、検出精度を高めることができる。 なお、上述の実施例においては、減算回路を用いてキャリア周波数をドップラー周波数偏移信号に変換した後、船速補正や分散検出などの種々の処理を行ったが、ドップラー周波数偏移信号に変換することなくキャリア周波数についてこれらの種々の処理を行うことも可能である。 なお、上述の実施例においては、ドップラー周波数偏移信号やキャリア周波数を用いたが、ドップラー角周波数偏移信号やキャリア角周波数を用いることも明らかに可能である。

【０１６１】次に速度ベクトル演算回路８３について述べる。 図３５において、観測点Ｏを原点にとった直交座標系ｘ-ｙ-ｚを考える。 ｘ方向に対して水平角度αおよびチルト角βの方位に、Ｏ点からｒの距離にある点Ｐ
(ｘ,ｙ,ｚ)およびその近傍に、観測点Ｏと相対速度Ｖ ₀
で動くターゲットが分布しているとする。 アンダーラインはベクトルを示す。 速度Ｖ ₀は、ｘ軸に対して水平角度Ａ ₀及びチルト角度Ｂ ₀の方位を持つ。 座標Ｐ(ｘ,ｙ,
ｚ)および速度Ｖ ₀ (Ｘ ₀ ,Ｙ ₀ ,Ｚ ₀ )の各々の成分を極座標のパラメータ［ｒ,α,β及びＶ ₀ ,Ａ ₀ ,Ｂ ₀ ］を用いて表すと、

【数４３】ｘ＝ｒ・cosβcosα ｙ＝ｒ・cosβsinα ｚ＝ｒ・sinβ

【数４４】Ｘ ₀ ＝Ｖ ₀・cosＢ ₀ cosＡ ₀ Ｙ ₀ ＝Ｖ ₀・cosＢ ₀ sinＡ ₀ Ｚ ₀ ＝Ｖ ₀・sinＢ ₀となる。

【０１６２】観測点Ｏから超音波パルスを送信し、ＯＰ
方向の指向性受波ビームでＰ点のターゲットからのエコーを受信し、距離ｒとドップラー周波数偏移を検出する。 そのドップラー周波数偏移から求められる速度ｖ
( ＯＰ , Ｖ ₀ )は、 Ｖ ₀のＯＰ方向への斜影である。

【数４５】 ｖ( ＯＰ , Ｖ ₀ )＝ Ｖ ₀・( ＯＰ /ｒ)＝(ｘＸ ₀ ＋ｙＹ ₀ ＋ｚＺ ₀ )／ｒ アンダーラインはベクトルであることを示す記号とし、
０Ｐ /ｒは単位ベクトルを示す。

【０１６３】(45)式に(43)式および(44)式を代入すると、

【数４６】 ｖ( ＯＰ , Ｖ ₀ )＝ Ｖ ₀ (cosＢ ₀ cosＡ ₀ cosβcosα＋cosＢ ₀ sinＡ ₀ cosβsinα＋sinＢ ₀ sinβ) ｖは受波ビームの方向α,βと、ターゲットの相対速度Ｖ ₀およびその方向Ａ ₀ ,Ｂ ₀の関数となっているので(46)
式を次式のごとく書き改める。

【数４７】 ｖ(α,β,Ｖ ₀ ,Ａ ₀ ,Ｂ ₀ )＝ Ｖ ₀ (cosＢ ₀ cosＡ ₀ cosβcosα＋cosＢ ₀ sinＡ ₀ cosβsinα＋sinＢ ₀ sinβ) (47)式中のビーム方向α,βは既知量であり、ターゲット速度のパラメータＶ ₀ ,Ａ ₀ ,Ｂ ₀が未知量である。

【０１６４】同じ速度Ｖ ₀で動くターゲットがＯＰ方向以外にも分布している場合は、ＯＰ方向以外の別の方向の複数の受波ビームにより、同様にしてターゲットの速度ｖを求めてやると、パラメータ［Ｖ ₀ 、α、β］の異なる(47)式が複数得られ、それらを連立方程式として解くことにより、Ｖ ₀ ,Ａ ₀ ,Ｂ ₀を求めることができる。 これが３ビームや４ビームを用いた潮流計の基本原理であるが、本発明では、α、βの異なるｖ(α,β,Ｖ ₀ ,Ａ ₀ ,Ｂ ₀ )
を多数求め、これが(47)式のモデル式に基づくデータであると見なし、そのデータよりモデルパラメータを最小２乗法により推定することにより、ターゲット速度
Ｖ ₀ 、即ち、Ｖ ₀ ，Ａ ₀ ，Ｂ ₀を求める手法を採用する。

【０１６５】図３６に示すように、水平方向に２π/Ｎ
に刻み、又、チルト角方向に２π/Ｍに刻み、距離方向にはΔｒ刻みで全周のターゲットに関する速度情報ｖとエコー強度情報ａが得られたものとする。 速度データ、
強度データをそれぞれｖ(ｉ,ｊ,ｋ)、ａm(ｉ,ｊ,ｋ)と書く。 ｉはα＝(２π/Ｎ)ｉ、ｊはβ＝(２π/Ｍ)ｊ、ｋ
はｒ＝Δｒ・ｋの点のデータであることを意味し、観測点Ｏから全空間を観測できるとすれば、ｉ,ｊ,ｋは次の範囲の整数である。 ｉ＝０〜(Ｎ−１)、ｊ＝−Ｍ/４〜Ｍ/４、ｋ＝１,２,３
… データ点ｉ,ｊ,ｋにおいて同一速度のターゲットが在るか否かの確度をｗ(ｉ,ｊ,ｋ)と表す。 このｗの決め方は後述する。

【０１６６】例えば、図３６のマス目表示してあるエリア(ｉ＝ｉ ₁ 〜ｉ ₂ 、ｊ＝ｊ ₁ 〜ｊ ₂ 、ｋ＝ｋ ₁ 〜ｋ ₂ )のターゲットが同一速度を有していると考えられる場合は、そのエリア内でｗ(ｉ,ｊ,ｋ)＝１で他は０である。 測定データｖ(ｉ,ｊ,ｋ)に(47)式をフィッティングモデルさせるために、(47)式のα、βもそれぞれ２π/Ｎ、２π/
Ｍ、２π/Ｍ刻みで離散化させることにより、

【数４８】 ｙ(ｉ,ｊ)＝Ｖ ₀ (cosＢ ₀・cosＡ ₀・cos(2π/Ｎ)i・cos(2π/Ｍ)j＋ cosＢ ₀・sinＡ ₀・sin(2π/N)i・cos(2π/M)j＋sinβ ₀・sin(2π/M)j) ＝ａ・cos(2π/Ｎ)i・cos(2π/Ｍ)j＋ｂ・sin(2π/Ｎ)i・cos(2π/Ｍ)j ＋ｃ・sin(2π/M)j

【数４９】 ａ＝Ｖ ₀ cosＢ ₀ cosＡ ₀ 、ｂ＝Ｖ ₀ cosＢ ₀ sinＡ ₀ 、ｃ＝Ｖ ₀ sinＢ ₀と表し、このｙ(ｉ,ｊ)をフィッティングモデルとする。 データとモデルとの差を、

【０１６７】

【数５０】

【０１６８】で定義し、Ｑを最小とならしめるために、

【０１６９】

【数５１】

【０１７０】を解いてａ，ｂ，ｃの推定値ａ'，ｂ'，
ｃ'を求め、(49)式を逆に解けば、同一とした速度の推定値Ｖ ₀ '，Ａ ₀ '，Ｂ ₀ 'を求めることができる。

【０１７１】さて、ｗの決め方であるが、状況、測定対象等により種々の方法が考えられるが次に一例を示しておく。 （１）ソナー等においてはエコー強度情報の画像を参照し、マニュアルでおおまかな範囲(ｉ ₁ ,ｉ ₂ 、ｊ ₁ ,ｊ ₂ 、
ｋ ₁ ,ｋ ₂ )を設定し、その範囲内においてエコーの強度ａ
m(ｉ,ｊ,ｋ)があるしきい値レベル以上のデータ点に対してｗ(ｉ,ｊ,ｋ)＝１とし、他はすべて０とする。 この場合は魚群速度や大型ターゲットを対象とする場合に適する。 （２）前記の範囲内でｗ(ｉ,ｊ,ｋ)＝ａm(ｉ,ｊ,ｋ)とし、範囲外では０とする。 （３）あらかじめ全測定空間をいくつかの範囲に分けておき、各々の範囲毎に(１)や(２)の方法でｗ(ｉ,ｊ,ｋ)
を設定する。 （４）潮流(海水の流れ)等を設定範囲内で求めたいときは、しきい値レベルを逆に用いてあるレベル以下のエコー強度のデータ点のみを１とし、その範囲内の他の点は０とし、又、その範囲外はすべて０とする。

【０１７２】ところで、潮流や魚群のように、ターゲットの速度Ｖ ₀に垂直成分がない(上下動がない)と考えてよい場合は、以下のごとく簡略化できる。 (47)式、(48)
式、(49)式、(50)式、(51)式でＢ ₀ ＝０とおくことにより、

【数５２】 ｖ(α,β,Ｖ ₀ ,Ａ ₀ )＝Ｖ ₀ (cosＡ ₀ cosβcosα＋sinＡ ₀ cosβsinα)

【数５３】 ｙ(ｉ,ｊ)＝ａ・cos(2π/Ｎ)i・cos(2π/Ｍ)j＋ｂ・sin(2π/Ｎ)i・cos(2π/Ｍ)j

【数５４】ａ＝Ｖ ₀ cosＡ ₀ 、ｂ＝Ｖ ₀ sinＡ ₀

【０１７３】

【数５５】

【０１７４】

【数５６】

【０１７５】となり、推定値ａ',ｂ'からターゲットの速度(この場合Ｖ ₀ 'とＡ ₀ ')を得ることができる。

【０１７６】更に、ビームのチルト角βが固定(β ₀ )の場合は、(52)式、(53)式、(54)式、(55)式、(56)式より、

【数５７】 ｖ(α,β ₀ ,Ｖ ₀ ,Ａ ₀ )＝Ｖ ₀ cosβ ₀ (cosＡ ₀ cosα＋sinＡ ₀ sinα)

【数５８】ｙ(ｉ)＝ａ・cos(2π/Ｎ)i＋ｂ・sin(2π/Ｎ)i

【数５９】ａ＝Ｖ ₀ cosβ ₀ cosＡ ₀ 、ｂ＝Ｖ ₀ cosβ ₀ sinＡ
_０

【０１７７】

【数６０】

【０１７８】

【数６１】

₀からターゲットの速度、

Ｖ

₀ 'およびＡ

₀ 'を得ることができる。

【０１７９】又、計算量を減らすために、ｋ方向に速度ｖ(ｉ,ｊ,ｋ)をｗ(ｉ,ｊ,ｋ)の重みで平均してｖa(ｉ,
ｊ)とし、チルト角β ₀が固定の場合には、速度ｖa(ｉ,
ｋ)をｗ(ｉ,ｋ)の重みで平均してｖa(ｉ)とし、(55)
式、(60)式より、

【０１８０】

【数６２】

【０１８１】

【数６３】

【０１８２】が得られ、この式を用いてもよい。 ここでｗa(ｉ,ｊ)およびｗa(ｉ)は、ｋ方向で平均したもの、
もしくは、ｋ方向のｗ(ｉ,ｊ,ｋ)の合計がしきい値より大きいか否かによって１もしくは０をとる。

【０１８３】上記のごとく検出された速度ベクトルの表示例を以下に述べる。 図３７は、チルト角βの変化によりターゲット速度を３次元的に捕えた表示であり、図３
８は、図３７においてある一層(一定の深度)のみを取り出して速度の水平成分を２次元表示したものである。
尚、チルト角βが固定の場合にも図３８のようなベクトル図が得られるが、その場合、自船(△記号で示す)を中心として、半径が大きくなるにつれて深度が大きくなる
(図１９参照)。

【０１８４】図３９は、表示部８６上において検出されたターゲットＴ ₄に対して指示部８４により、領域(Ｚ ₁
で示す)を指定することにより、その領域Ｚ内のターゲットＴ ₄に対する平均した速度ベクトルを求め、矢印記号Ｙ ₁にて示したものである。 又、同心円の領域Ｚ ₂における潮流ベクトルＹ ₂も同時に表示される。

【０１８５】本発明の速度ベクトル図の利点を次に述べる。 従来の潮流計であれば、自船直下に魚群がある場合にはそれがノイズとして表示されるが、本発明では振幅情報を参照することで潮流から魚群を区別し、潮流のみ表示することができる。 又、チルト角を小さくすることにより、表層における潮流を検出することもできる。

【０１８６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、広範囲から到来する超音エコーのキャリア周波数を高速に検出し、この検出したキャリア周波数の変化を調べることにより、自船に対するターゲットの速度情報を知ることができ、この速度情報を色表示することにより、飽和現象による相対レベル情報の消失や強信号による弱信号のマスキング作用、および同レベルの信号では識別不能といった、従来のレベル画での課題を解消できる。 又、速度画以外にターゲットの分散情報を検出することにより、
魚群の認知および魚種や魚体長の判別の上で重要な情報となる。 更には、ターゲットよりのエコー情報を、自船の対地や対水速度で補正することにより、ターゲット自身の対地速度情報や対水速度情報を知ることが可能となり、より的確に魚群の認知等を行うことができる。 又、
超音波受波ビームを全周走査から扇形に走査してサンプリング間隔を短くすることにより、高分解能で検出することができる。 更には、２本の超音波受波ビーム間の方位差として異なる２つの位相差を検出し、これらの位相差に基づきキャリア周波数を検出するよにすれば、一つのキャリア周波数を精度よく確定できる。 更には、本発明では、任意領域毎に求めた速度ベクトルより、２次元もしくは３次元で速度分布を求めることができ、これにより、魚群の真の動きを知ることができる。 又、船の斜め方向の魚群を探知することができるので、魚群の真上に自船が位置していなくても魚群の速度を知ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明のキャリア周波数検出回路部の第１原理を示す図

【図２】 図１で形成される二つの超音波受波ビームのタイムチャート

【図３】 第１原理に基づく、旋回する一対の超音波振動子を用いたキャリア周波数検出回路図

【図４】 図３の直交検波回路に代えてマッチドフィルタを用いたキャリア周波数検出回路のブロック図

【図５】 図３において１個の超音波振動子にて実現したキャリア周波数検出回路のブロック図

【図６】 複数の超音波振動子を円状に配したキャリア周波数検出回路のブロック図

【図７】 図６の直交検波回路に代えてマッチドフィルタを用いたキャリア周波数検出回路のブロック図

【図８】 図６の直交検波回路に代えて位相合成回路を用いたキャリア周波数検出回路のブロック図

【図９】 図６の位相合成回路の回路図

【図１０】 以上のキャリア周波数検出回路における位相差検出回路の変形回路図

【図１１】 図８の遅延回路に代えてＲＡＭとその読出しにＣＰＵを用いたキャリア周波数検出回路のブロック図

【図１２】 図６において１本の超音波受波ビームを形成したキャリア周波数検出回路のブロック図

【図１３】 図８において１本の超音波受波ビームを形成したキャリア周波数検出回路のブロック図

【図１４】 図１３の遅延回路に代えてＲＡＭとその読出しにＣＰＵを用いたキャリア周波数検出回路のブロック図

【図１５】 本発明のキャリア周波数検出回路の第２原理を示す図

【図１６】 第２原理に基づくキャリア周波数検出回路のブロック図

【図１７】 図１６のパワースペクトラ演算回路および位相スペクトラム演算回路で得られたパワースペクトラムを示した図

【図１８】 本発明の船速補正・表示回路部の一実施例を示すブロック図

【図１９】 超音波受波ビームの旋回に伴う探査ポイントの移動を示した図

【図２０】 図１８のフレームメモリのマップ図

【図２１】 図１８の表示部における表示例を示した図

【図２２】 図１８の周波数／色変換回路における色変換の一例を示した図

【図２３】 図１８の分散検出回路の制御ブロック図

【図２４】 図１８の分散検出回路の別の制御ブロック図

【図２５】 速度画が表示されている表示部の一部にヒストグラムを表示した表示例を示した図

【図２６】 図２５で指定した領域に対するフレームメモリ上のアドレスを示した図

【図２７】 レベル画と速度画を同時に表示した表示例を示した図

【図２８】 超音波受波ビームを全周走査したときの到来エコーの検出タイミングを示した図

【図２９】 図２８において超音波受波ビームを半周走査したときの到来エコーの検出タイミングを示した図

【図３０】 検出された位相差Δψとキャリア角周波数ωとの関係を示した図

【図３１】 図３０において折り返し発生により４個得られたキャリア角周波数ω ₁ないしω ₄のシステム帯域内に占める帯域を示した図

【図３２】 図３０において折り返しを無くして得られた１個のキャリア角周波数ω ₅のシステム帯域内に占める帯域を示した図

【図３３】 ２本の超音波受波ビームに対して得た二つの位相差を示した図

【図３４】 ２本の超音波受波ビームにより二つの位相差を得るための構成を示す制御ブロック図

【図３５】 速度ベクトルを３次元で求めるのに用いた説明図

【図３６】 所望の３次元領域に対して速度ベクトルを求めるのに用いた図

【図３７】 ３次元表示の速度ベクトル図

【図３８】 ２次元表示の速度ベクトル図

【図３９】 表示器における速度ベクトルの表示例を示した図

【符号の説明】

Ｐ 超音波受波ビーム Ｑ 超音波受波ビーム １ 超音波受波器 １ｐ 超音波振動子 １ｑ 超音波振動子 ｓ 超音波振動子 ３ 遅延回路 ４ｃ 参照信号発生器 ４ｓ 参照信号発生器 ５ 直交検波回路 ６ｐ 掛算器 ６ｑ 掛算器 ７ｐ 切換回路 ７ｑ 切換回路 ８ｐ ローパスフィルタ ８ｑ ローパスフィルタ ９ｐ 位相合成回路 ９ｑ 位相合成回路 １０ 遅延回路 １２ 位相差検出回路 １３ 演算器 １４ 演算器 １５ 減算器 １８ 算出回路 ２０ 移相器 ２２ 乗算器 ２４ 加算器 ２６ フィルタ ３０ｐ マッチドフィルタ ３０ｑ マッチドフィルタ ４０ｐ Ａ／Ｄ変換器 ４０ｑ Ａ／Ｄ変換器 ４２ メモリ ４４ ＣＰＵ ５０ キャリア周波数検出回路 ６１ 船速補正回路 ６２ フレームメモリ ６３ 振幅平均回路 ６４ フレームメモリ ６５ 自己船速補正値算出部 ６６ 読出し範囲指示部 ６７ 外部船速補正値演算部 ６８ 切換スイッチ ６９ 分散検出回路 ７０ フレームメモリ ７１ 船速補正回路 ７２ 切換スイッチ ７３ 切換スイッチ ７４ 切換スイッチ ７５ 切換スイッチ ７６ 周波数／色変換回路 ７７ 分散／色変換回路 ７８ 周波数・分散／色変換回路 ７９ 振幅／色変換回路 ８０ フィルタ・振幅／色変換回路 ８０ａ スイッチ ８１ 周波数ヒストグラム演算回路 ８２ 指示部 ８５ 選択回路 ８６ 表示部 １００ 船速補正・表示回路 １０１ 送波器 １０２ 制御器 １０６ フィルタ １０７ フィルタ １１１ 検波回路 １１２ 検波回路 １５１ 角周波数演算回路 １５２ 平均化回路 １５３ 加算器 １５４ 遅延回路 １５５ 平滑化回路 １６１ 角周波数演算回路 １６２ 平均化回路 １６３ ２乗回路 １６４ ２乗回路 １６５ 平均化回路 １６６ 加算器 ２０２ マルチプレクサ ２０４ フィルタ ２０６ Ａ／Ｄ変換器 ２０８ フーリエ変換回路 ２１０ パワースペクトラム演算回路 ２１２ 目盛換算回路 ２１４ 位相スペクトラム演算回路 ２１６ 位相差算出回路 ２１８ バッファメモリ ２２４ 算出回路 ３０１ 折返し補正・周波数算出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl. ⁵識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｇ０１Ｓ 11/14 15/96 8113−5Ｊ (72)発明者 林 辰男 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気株 式会社内 (72)発明者 河合 正人 兵庫県西宮市芦原町９番52号 古野電気株 式会社内