测距码检测方法和装置 |
|||||||
| 申请号 | CN201010162883.8 | 申请日 | 2010-05-04 | 公开(公告)号 | CN102238123B | 公开(公告)日 | 2016-01-20 |
| 申请人 | 中兴通讯股份有限公司; | 发明人 | 李春明; 韩杨; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了测距码检测方法：对接收到的时域 信号 进行快速 傅立叶变换 FFT，在变换后获得的频域信号的测距 子载波 上获取测距信号，测距信号在时域上由至少两个符号组成；对除第一个符号外的其他符号的序列分别进行 相位 补偿、加权合并，获得合并后的序列；在已存储的码表中依次选择本地码，利用选择的本地码序列与合并后的序列进行相关运算、差分操作及FFT，并计算FFT变换后生成的序列功率，求出该序列的峰均比；当峰均比大于第一 门 限值时，确定接收的时域信号中携带有测距码。本发明公开其他测距码检测方法和测距码检测装置。采用本发明可以提高测距码的检测率。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种测距码检测方法，其特征在于，包括： |
||||||
| 说明书全文 | 测距码检测方法和装置技术领域背景技术[0002] IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers，电气和电子工程师学会)802.16e是一种以OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access，正交频分多址)技术为基础的移动宽带无线接入系统的标准。测距是802.16e协议规定OFDMA系统中一种用于调整移动用户载波频偏、定时偏差和接收功率的过程。 [0003] 通常，基站会指定时频资源块让移动用户进行测距，该资源块被称之为测距区(ranging region)。802.16e协议规定了4种测距方式，基站会针对不同的测距方式指定一组相应的测距码，该测距码是一种CDMA(Code Division Multiple Access，码分多址接入)码。 [0004] 进行初始测距时，移动用户从基站指定的码表中选择一个测距码在指定的测距区上发送，用来完成上行测距过程的系统参数估计和调整。基站从接收到的测距信号中检测出移动用户发送的测距码并计算其时偏、频偏等信息，然后反馈给发送测距码的移动用户。移动用户再根据这些信息调整自己的发送参数。 [0005] 目前采用的测距码检测方法主要是根据测距码的自相关特性进行的，可以分为时域相关法和频域相关法。前者是指基站对接收的时域数据不做FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)，直接与本地码进行相关、峰值检测操作；后者是指基站对接收到的时域数据FFT变换后，抽取测距子信道上的值再与本地码进行相关运算、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速傅里叶逆变换)等操作。 [0006] 在实际实用中，由于时域相关法存在计算量非常大、易受数据用户的干扰等问题而很少被采用。频域相关法的思想简洁，实现简单、IFFT运算的引入又使得计算量大大少于时域相关法，因此实际中通常被用来进行测距码的检测。 [0007] 衡量测距检测算法性能一般有两个指标：检测率和虚警率。虚警率是指检测出用户没有发送的测距码的概率。随着各种先进技术如MIMO(Multiple-Input Multiple-Out-put，多输入多输出)、波束成形技术beamforming等的运用，基站的下行覆盖、吞吐量等性能指标得到了大幅提升，系统正常工作的灵敏度(即信噪比)也进一步降低。但是，频域相关法在低信噪比下的检测率极低，使得系统性能受限于上行的初始测距码接入检测。目前采用的ranging检测方法大多只考虑了信噪比在0dB以上的应用场景，对于信噪比远低于0dB的情况并未加以考虑，因此在低信噪比下性能不理想。此外，很多ranging检测方法都是在AWGN(Additive white Gaussian noise，加性高斯白噪声)信道下推导出来的，而实际应用环境中，信道多为多径衰落信道，与检测方法的环境并不匹配，会导致对测距码的检测率进一步下降。 发明内容[0008] 本发明实施例提供一种测距码检测方法，用以解决现有技术中提出的测距码检测方法在低信噪比下的检测率极低，使得系统性能受限于上行的初始测距码接入检测的问题，包括： [0011] 对第一个符号的序列及其他各符号经相位补偿后获得的序列进行加权合并，获得合并后的序列，其中加权的权值位于〔0，1〕之间，各权值之和等于1，且与各符号上携带的数据信息量成正比； [0012] 在已存储的码表中依次选择本地码，利用选择的本地码的序列与合并后的序列进行相关运算； [0013] 对相关运算后得到的序列进行差分操作及FFT，并计算经差分操作及变换后生成的序列中各值的功率； [0014] 根据经差分操作及变换后生成的序列中各值的功率，确定峰均比，所述峰均比为经差分操作及变换后生成的序列各值的峰值功率与均值功率的比值； [0015] 当峰均比大于第一门限值时，确定接收的时域信号中携带有测距码，所述第一门限值不小于预设测距码检测率上限所对应的门限值。 [0016] 本发明实施例还提供一种测距码检测方法，用以解决现有技术中提出的测距码检测方法在低信噪比下的检测率极低，使得系统性能受限于上行的初始测距码接入检测的问题，包括： [0017] 经由多天线接收的多个时域信号时，分别对每个时域信号均进行如下操作以获得经差分操作生成的序列：对时域信号进行快速傅立叶变换FFT，在变换后获得的频域信号的测距子载波上获取测距信号，所述测距信号在时域上由至少两个符号组成；对除第一个符号外的其他符号的序列分别进行相位补偿，补偿值为循环前缀CP长度的等效相位延迟；对第一个符号的序列及其他各符号经相位补偿后获得的序列进行加权合并，获得合并后的序列，其中加权的权值位于〔0，1〕之间，各权值之和等于1，且与各符号上携带的数据信息量成正比；在已存储的码表中依次选择本地码，利用选择的本地码的序列与合并后的序列进行相关运算，并对相关运算后得到的序列进行差分操作； [0018] 将获得的多个经差分操作生成的序列的序列各值对应相加，得到相加后的序列，并进行FFT； [0019] 计算出经FFT变换后得到的序列的功率，确定峰均比，所述峰均比为经差分操作及变换后生成的序列各值的峰值功率与均值功率的比值； [0020] 当峰均比大于第一门限值时，确定接收的时域信号中携带有测距码，所述第一门限值不小于预设测距码检测率上限所对应的门限值。 [0021] 本发明实施例还提供一种测距码检测装置，用以解决现有技术中提出的测距码检测方法在低信噪比下的检测率极低，使得系统性能受限于上行的初始测距码接入检测的问题，包括： [0022] 补偿模块，用于对经单天线接收的时域信号进行快速傅立叶变换FFT，在变换后获得的频域信号的测距子载波上获取测距信号，所述测距信号在时域上由至少两个符号组成；对除第一个符号外的其他符号的序列分别进行相位补偿，补偿值为循环前缀CP长度的等效相位延迟； [0023] 加权模块，用于对第一个符号的序列及其他各符号经相位补偿后获得的序列进行加权合并，获得合并后的序列，其中加权的权值位于〔0，1〕之间，各权值之和等于1，且与各符号上携带的数据信息量成正比； [0024] 计算模块，用于在已存储的码表中依次选择本地码，利用选择的本地码的序列与合并后的序列进行相关运算；对相关运算后得到的序列进行差分操作及FFT，并计算经差分操作及变换后生成的序列中各值的功率；计算出经FFT变换后得到的序列的功率，确定峰均比，所述峰均比为经差分操作及变换后生成的序列各值的峰值功率与均值功率的比值； [0025] 第一确定模块，用于当峰均比大于第一门限值时，确定接收的时域信号中携带有测距码，所述第一门限值不小于预设测距码检测率上限所对应的门限值。 [0026] 本发明实施例提供一种测距码检测装置，用以解决现有技术中提出的测距码方法在低信噪比下的检测率极低，使得系统性能受限于上行的初始测距码接入检测的问题，包括： [0027] 获得模块，用于经由多天线接收的多个时域信号时，分别对每个时域信号均进行如下操作以获得经差分操作生成的序列：对时域信号进行快速傅立叶变换FFT，在变换后获得的频域信号的测距子载波上获取测距信号，所述测距信号在时域上由至少两个符号组成；对除第一个符号外的其他符号的序列分别进行相位补偿，补偿值为循环前缀CP长度的等效相位延迟；对第一个符号的序列及其他各符号经相位补偿后获得的序列进行加权合并，获得合并后的序列，其中加权的权值位于〔0，1〕之间，各权值之和等于1，且与各符号上携带的数据信息量成正比；在已存储的码表中依次选择本地码，利用选择的本地码的序列与合并后的序列进行相关运算，并对相关运算后得到的序列进行差分操作； [0028] 相加模块，用于将获得的多个经差分操作生成的序列的序列各值对应相加，得到相加后的序列，并进行FFT；计算出经FFT变换后得到的序列的功率，确定峰均比，所述峰均比为经差分操作及变换后生成的序列各值的峰值功率与均值功率的比值； [0029] 第三确定模块，用于当峰均比大于第一门限值时，确定接收的时域信号中携带有测距码，所述第一门限值不小于预设测距码检测率上限所对应的门限值。 [0030] 根据本发明实施例提供的方法，将测距信号包含的两个以上符号在频域上进行相加合并可以提高信噪比，进而可以解决背景技术中提到的因低信噪比导致测距码检测率低，从而使系统受限于上行的初始测距码接入检测的问题，提高系统的性能。附图说明 [0031] 图1为本发明实施例提供的第一种测距码检测方法的流程图； [0032] 图2为本发明实施例提供的相关后的频域序列中的各频域值对应的功率的第一种确定方法的流程图； [0033] 图3为本发明实施例提供的第二种测距码检测方法的流程图； [0034] 图4为本发明实施例提供的相关后的频域序列中的各频域值对应的功率的第二种确定方法的流程图； [0035] 图5为本发明实施例提供的测距码检测方法的具体流程图； [0036] 图6为本发明实施例提供的第一种测距码检测装置的第一种结构示意图； [0037] 图7为本发明实施例提供的计算模块的结构示意图； [0038] 图8为本发明实施例提供的第一种测距码检测装置的第二种结构示意图； [0039] 图9为本发明实施例提供的第二种测距码检测装置的第一种结构示意图； [0040] 图10为本发明实施例提供的获得模块的结构示意图； [0041] 图11为本发明实施例提供的相加模块的结构示意图； [0042] 图12为本发明实施例提供的第二种测距码检测装置的第二种结构示意图。 具体实施方式[0043] 为解决现有技术提到的，频域相关法在低信噪比下的检测率极低，使得系统性能受限于上行的初始测距码接入检测的问题，本发明实施例提供了两种测距码检测方法，一种适用于利用单天线接收信号的应用场景，另一种适用于利用多天线接收信号的应用场景。 [0044] 为解决上述技术问题，本发明实施例提供的第一种测距码检测方法，适用于利用单天线接收信号的应用场景，具体处理流程如图1所示，包括： [0045] 步骤101、获取测距信号； [0046] 具体的，对经单天线接收的时域信号进行快速傅立叶变换FFT，在变换后获得的频域信号的测距子载波上获取测距信号，测距信号在时域上由至少两个符号组成； [0047] 步骤102、进行相位补偿； [0048] 具体的，对除第一个符号外的其他符号的序列分别进行相位补偿，补偿值为CP(Cyclic Prefix，循环前缀)长度的等效相位延迟； [0049] 步骤103、进行加权合并； [0050] 具体的，对第一个符号的序列及其他各符号经相位补偿后获得的序列进行加权合并，获得合并后的序列； [0051] 其中，加权的权值位于〔0，1〕之间，各权值之和等于1，且与各符号上携带的数据信息量成正比； [0052] 步骤104、进行相关运算、差分操作及FFT； [0053] 具体的，在已存储的码表中依次选择本地码，利用选择的本地码的序列与合并后的序列进行相关运算； [0054] 对相关运算后得到的序列进行差分操作及FFT，并计算经差分操作及变换后生成的序列中各值的功率； [0055] 步骤105、确定峰均比； [0056] 具体的，根据经差分操作及FFT变换后生成的序列中各值的功率，确定峰均比，峰均比为经差分操作及变换后生成的序列各值的峰值功率与均值功率的比值； [0057] 步骤106、当峰均比大第一门限值时，确定接收的时域信号中携带有测距码； [0058] 具体的，当峰均比大于第一门限值时，确定接收的时域信号中携带有测距码，第一门限值不小于预设测距码检测率上限所对应的门限值。 [0059] 步骤101在实施时，测距信号在时域上是由至少两个符号构成的，其中，从时域角度上看，位于第一个符号后的其他符号是第一个符号的拷贝；从频域角度上看，符号在频域上占有的子载波是完全相同的。因此，测距信号经过信道后受到独立的高斯白噪声影响的过程，可以被视为同一信号经历两次不同的干扰。根据随机数字信号处理理论，将经历S次不同白噪声干扰的信号进行相加合并后的信噪比为原来S倍，S为正整数。因此，对于测距信号而言，两个以上符号在频域上进行相加合并可以将测距信号对应的信噪比提高一倍以上。例如，当测距信号包括两个符号时，对两个符号在频域上进行相加合并可以将其信噪比提高1倍，约为3dB。 [0060] 除第一个符号外的其他符号的CP需要添加在符号结尾，对于其他符号而言，会带来频域上的相位偏转，因此，不能直接将两个以上的符号进行相加，为解决该问题，步骤102在实施时，本发明实施例提出对每个符号进行长度为CP的相位补偿方法，具体处理方式如下： [0061] 按照公式 对其他各符号的序列分别进行相位补偿，其中，i、j、k均为正整数，i≥2，N为FFT窗口值，Yi,k表示第i个符号的第k个子载波的频域值，Y′i,k表示第i个符号的第k个子载波的经相位补偿后的频域值，lcp是CP长度，为CP长度的等效相位延迟，换句话说，补偿值即为 [0062] 在测距信号传输过程中，考虑到测距信号到达接收端时会存在一定时间的延迟，第一个符号上携带的信息可能会有所减少，因此，可以对两个以上的符号分别设置权值，各符号分别乘以相应权值后再相加。如步骤103中提到的，加权的权值与各符号上携带的数据信息量成正比。在实施时，为了保证加权合并后得到的频域序列的准确性，可以对加权的权值进行进一步的限定，例如，可以进一步根据所在小区的覆盖半径对加权的权值进行限定，各权值与所在小小区的覆盖半径成正比。当然，在实施时，加权的权值还可以根据其他小区环境或条件进行限定，能够增加加权合并后得到的序列的准确性即可。 [0063] 为更清楚更形象说明利用权值加权合并的方法，现有两个符号为例进行说明，根据两个符号上携带的数据信息量的比例对两个符号各设一个权值，分别用α1、α2表示。两个符号对应的序列分别乘以相应权值后再相加，获得的合并式如下：Yk＝α1·Y1,k+α2·Y′2,k，其中，Yk表示两符号合并后得到的序列。 [0064] 根据本发明实施例提供的方法，将测距信号包含的两个以上符号在频域上进行相加合并可以提高信噪比，进而可以解决背景技术中提到的因低信噪比导致测距码检测率低，从而使系统受限于上行的初始测距码接入检测的问题，提高系统的性能。 [0065] 如图1所示流程，步骤104在实施时，进行差分操作及FFT，本发明实施例提供了一种较佳的实施方式，具体流程如图2所示： [0066] 步骤201、将相关后的频域序列映射到测距子载波； [0067] 步骤202、依次对测距子载波上承载的序列进行差分操作； [0068] 具体的，对相距为n△f的测距子载波上承载的序列按公式按公式进行差分操作，得到长 度为M的序列，其中，1≤n≤M，n、M为正整数，M是子载波的最大间隔，△f为相邻两个子载波间的间隔，K表示所有测距子载波组成的集合，Hk和Hk+n为信道相关系数，ck和ck+n是本地码C对应的序列，l0是接收的时域信号的时偏，N为系统FFT窗口大小的数值，Yk表示对第一个符号的第k个子载波的序列及其他各符号的第k个子载波的经相位补偿后获得的序列进行加权合并后得到的序列，Yk+n表示对第一个符号的第k+n个子载波的序列及其他各符号的第k+n个子载波的经相位补偿后获得的序列进行加权合并后得到的序列； [0069] 步骤203、进行补零及快速傅立叶变换； [0070] 具体的，在差分操作后得到的、长度为M的序列后补Nt-M个0，对补零后形成的长度为Nt的序列做FFT，其中，Nt位于〔N/8，N〕之间，且Nt以2的幂次方递进。 [0071] 步骤203在实施时，当本地码是用户发送的测距码时，FFT运算后得到的序列是一个准δ函数波形，峰值位于l0处，l0为用户时偏。 [0072] 在对测距码进行检测确定的过程中，信道系数对检测率也起到一定的影响，若信道系数影响过大，也会在很大程度上降低检测率，为解决该问题，本发明实施例利用相干带宽内的特性提供了一种解决方法，其特性为：参与差分操作的两个子载波应位于信道的相干带宽之内时，通过子载波间的差分操作可以消除信道系数的影响，具体的解决方法如下：取子载波间隔小于相干带宽的两个子载波进行差分操作，此时，可以近似地视为信道系数相同，即Hk＝Hk+n，经过差分操作后可得： 其中，k(n)是测距子载波 集K中间距为n△f的载波对的数目，△f是802.16e协议规定的子载波间隔。 [0073] 取间隔小于相干带宽的子载波进行计算，与只取间隔为1的子载波对其进行共轭相乘消除信道的衰落影响相比，能够以少量的计算量获得更好的性能。 [0074] 如图1所示流程，步骤106在实施时，根据峰均比与第一门限值的比较结果确定时域信号中是否包括测距码，背景技术中提到，衡量测距检测算法性能一般有两个指标，检测率和虚警率，但是，在现有的测距码检测方法中，检测率和虚警率成正比，检测率高，对应的虚警率也会提高，而检测率低，对应的警率也会降低，无法在保证高检测率的同时获得较低的虚警率，为解决该问题，本发明实施例提出了结合第一门限值和第二门限值确定测距码的方法，具体如下：在确认峰均比大于第一门限值之后，确定接收的时域信号中携带有测距码之前，确定峰峰比大于第二门限值，其中，峰峰比为经差分操作及转换后生成的序列各值的峰值功率与各本地码对应的峰值功率的均值的比值，第二门限值不小于预设测距码警码率下限所对应的门限值。 [0075] 实施时，第一门限值取值取决于信噪比与具体的信道环境，较优的，第一门限值的取值范围为〔12，16〕，通常，在〔12，16〕中进行取值时能够保证较高的检测率。 [0076] 另外，第二门限值也同样取决于信噪比与具体的信道环境，较优的，第二门限值的取值范围为〔3，6〕，通常在〔3，6〕中进行取值时能够保证较低的虚警率。 [0077] 采用结合第一门限值和第二门限值确定测距码的方法，克服了单纯依赖峰均比检测测距码时造成的检测率和虚警率相互矛盾的问题，能够在提高检测率的同时保证可以获得较低的虚警率。 [0078] 实施时，除结合第一门限值和第二门限值确定测距码的方法，即利用峰均比和峰峰比确定测距码的方法，还可能存在其他确定测距码的方法，能够在提高检测率的同时保证可以获得较低的虚警率即可。 [0079] 为解决上述技术问题，本发明实施例提供的第二种测距码检测方法，适用于利用多天线接收信号的应用场景，具体处理流程如图3所示，包括： [0080] 步骤301、经由多天线接收的多个时域信号时，分别对每个时域信号均进行如下操作以获得经差分操作生成的序列； [0081] 具体的，对时域信号进行快速傅立叶变换FFT，在变换后获得的频域信号的测距子载波上获取测距信号，测距信号在时域上由至少两个符号组成；对除第一个符号外的其他符号的序列分别进行相位补偿，补偿值为循环前缀CP长度的等效相位延迟；对第一个符号的序列及其他各符号经相位补偿后获得的序列进行加权合并，获得合并后的序列，其中加权的权值位于〔0，1〕之间，各权值之和等于1，且与各符号上携带的数据信息量成正比；在已存储的码表中依次选择本地码，利用选择的本地码的序列与合并后的序列进行相关运算，并对相关运算后得到的序列进行差分操作； [0082] 步骤302、将获得的多个经差分操作生成的序列的序列各值对应相加，得到相加后的序列，并进行FFT； [0083] 步骤303、计算出经FFT变换后得到的序列的功率，并确定峰均比，峰均比为经差分操作及变换后生成的序列各值的峰值功率与均值功率的比值； [0084] 步骤304、当峰均比大于第一门限值时，确定接收的时域信号中携带有测距码，第一门限值不小于预设测距码检测率上限所对应的门限值。 [0085] 步骤301在实施时，测距信号在时域上是由至少两个符号构成的，其中，从时域角度上看，位于第一个符号后的其他符号是第一个符号的拷贝；从频域角度上看，符号在频域上占有的子载波是完全相同的。 [0086] 对于测距符号而言，第二个符号的CP添加在符号结尾，因此相对第一个符号而言，会带来频域上的相位偏转，因此，不能直接将两个符号进行相加，为解决该问题，参见步骤301，本发明实施例提出对每个符号进行长度为CP的相位补偿方法，具体处理方式如下： [0087] 按照公式 对其他各符号的序列分别进行相位补偿，其中，i、j、k均为正整数，i≥2，N为FFT窗口值，Yi,k表示第i个符号的第k个子载波的频域值，Y′i,k表示第i个符号的第k个子载波的经相位补偿后的频域值，lcp是CP长度，为CP长度的等效相位延迟，换句话说，补偿值即为 [0088] 在测距信号传输过程中，考虑到测距信号到达接收端时会存在一定时间的延迟，第一个符号上携带的信息可能会有所减少，因此，可以对两个以上的符号分别设置权值，各符号分别乘以相应权值后再相加。如步骤103中提到的，加权的权值与各符号上携带的数据信息量成正比。在实施时，为了保证加权合并后得到的频域序列的准确性，可以对加权的权值进行进一步的限定，例如，可以进一步根据所在小区的覆盖半径对加权的权值进行限定，各权值与所在小小区的覆盖半径成正比。当然，在实施时，加权的权值还可以根据其他小区环境或条件进行限定，能够增加加权合并后得到的序列的准确性即可。 [0089] 为更清楚更形象说明利用权值加权合并的方法，现以两个符号为例进行说明，根据两个符号上携带的数据信息量的比例对两个符号各设一个权值，分别用α1、α2表示。两个符号的频域序列分别乘以相应权值后再相加，获得的合并式如下：Yk＝α1·Y1,k+α2·Y′2,k，其中，Yk表示两符号合并后得到的频域序列。 [0090] 根据本发明实施例提供的方法，将测距信号包含的两个以上符号在频域上进行相加合并可以提高信噪比，进而可以解决背景技术中提到的因低信噪比导致测距码检测率低，从而使系统受限于上行的初始测距码接入检测的问题，提高系统的性能。 [0091] 如图3所示流程，步骤301及步骤302在实施时，对映射后的测距子载波进行差分操作，将经差分操作生成的多个天线上的序列值对应相加，得到相加后的序列，确定相加后的序列中各点的对应功率，计算出峰均比，具体处理方式如图4所示，包括： [0092] 步骤401、将相关运算后得到的序列映射回对应的测距子载波； [0093] 步骤402、依次对测距子载波上承载的序列进行差分操作； [0094] 具体的，依次对相距为n△f的测距子载波上承载的序列按公式进行差分操作，得到长 度为M的序列，其中，1≤n≤M，n、M为正整数，M是子载波的最大间隔，△f为相邻两个子载波间的间隔，K表示所有测距子载波组成的集合，Hk和Hk+n为信道相关系数，ck和ck+n是本地码C对应的序列，l0是接收的时域信号时偏，N为系统FFT窗口大小，Yk表示对第一个符号的第k个子载波的序列及其他各符号的第k个子载波的经相位补偿后获得的序列进行加权合并后得到的序列，Yk+n表示对第一个符号的第k+n个子载波的序列及其他各符号的第k+n个子载波的经相位补偿后获得的序列进行加权合并后得到的序列； [0095] 步骤403、执行相加操作； [0096] 具体的，将经差分操作生成的多个天线的差分后序列对应相加，得到相加后的、长度为M的序列； [0097] 步骤404、补零并进行快速傅立叶变换； [0098] 具体的，在差分操作后得到的、长度为M的序列后补Nt-M个0，对补零后形成的长度为Nt的序列做FFT，其中，Nt位于〔N/8，N〕之间，且Nt以2的幂次方递进。 [0099] 步骤403在实施时，当本地码是用户发送的测距码时，经FFT运算后得到的序列是一个准δ函数波形，峰值位于l0处，l0为用户时偏。 [0100] 步骤402在实施时，将经差分操作生成的多个天线的序列对应相加，得到相加后的、长度为M的频分序列，避免了如其他测距码检测方法中提到的，对每根天线的数据均进行一次FFT运算(或IFFT运算)，能够大幅度减少计算量，节省资源。 [0101] 在对测距码进行检测确定的过程中，信道系数对检测率也起到一定的影响，若信道系数影响过大，也会在很大程度上降低检测率，为解决该问题，本发明实施例利用相干带宽内的特性提供了一种解决方法，其特性为：参与差分操作的两个子载波应位于信道的相干带宽之内时，通过子载波间的差分操作可以消除信道系数的影响，具体的解决方法如下：取子载波间隔小于相干带宽的两个子载波进行差分操作，此时，可以近似地视为信道系数相同，即Hk＝Hk+n，此时， 其中，k(n)是测距子载波集K中间距为 n△f的载波对的数目，△f是802.16e协议规定的子载波间隔。 [0102] 取间隔小于相干带宽的子载波进行计算，与只取间隔为1的子载波对其进行共轭相乘消除信道的衰落影响相比，能够以少量的计算量获得更好的性能。。 [0103] 如图3所示流程，步骤304在实施时，根据峰均比与第一门限值的比较结果确定时域信号中是否包括测距码，背景技术中提到，衡量测距检测算法性能一般有两个指标，检测率和虚警率，但是，在现有的测距码检测方法中，检测率和虚警率成正比，检测率高，对应的虚警率也会提高，而检测率低，对应的虚警率也会降低，无法在保证高检测率的同时获得较低的虚警率，为解决该问题，本发明实施例提出了结合第一门限值和第二门限值确定测距码的方法，具体如下：在确认峰均比大于第一门限值之后，确定接收的时域信号中携带有测距码之前，确定峰峰比大于第二门限值，其中，峰峰比为经差分操作及转换后生成的序列各值的峰值功率与各本地码对应的峰值功率的均值的比值，第二门限值不小于预设测距码警码率下限所对应的门限值。 [0104] 实施时，第一门限值取值取决于信噪比与具体的信道环境，较优的，第一门限值的取值范围为〔12，16〕，通常，在〔12，16〕中进行取值时能够保证较高的检测率。 [0105] 另外，第二门限值也同样取决于信噪比与具体的信道环境，较优的，第二门限值的取值范围为〔3，6〕，通常在〔3，6〕中进行取值时能够保证较低的虚警率。 [0106] 采用结合第一门限值和第二门限值确定测距码的方法，克服了单纯依赖峰均比检测测距码时造成的检测率和虚警率相互矛盾的问题，能够在提高检测率的同时保证可以获得较低的虚警率。 [0107] 实施时，除结合第一门限值和第二门限值确定测距码的方法，即利用峰均比和峰峰比确定测距码的方法，还可能存在其他确定测距码的方法，能够在提高检测率的同时保证可以获得较低的虚警率即可。 [0108] 现以一个具体实施例进行说明，在本例中，以4天线接收、10M系统为例，即，实施时能够同步接收四个时域信号，测距子载波占所有的1024个子载波中的144个，每个测距信号包含两个符号，分别为符号1，符号2，CP长度为128，系统FFT窗口的大小N为1024，已存储在码表中的本地码个数为64，具体实施流程请参见图5 [0109] 步骤501、各个天线接收到时域信号，通过FFT变换到频域，完成符号2的相位补偿、与符号1的加权合并处理； [0110] 步骤502、取本地码进行相关运算；具体的，取本地码Cm(0≤m<64)，Cm＝(cm,0,cm,1,…cm,143)与Yi,k进行相关运算，得到相关后的序列 对 进行差分操作并进行多天线合并；对合并后的差分序列进行FFT变换，计算序列功率，求出其功率峰值和均值； [0111] 步骤503、根据功率峰值和均值进行测距码的判定，并求出时偏。 [0112] 具体的，步骤501在实施时，具体包括： [0113] 将接收到的时域数据经FFT变换到频域，得到频域数据； [0114] 从频域数据中抽取出ranging子载波上的数据，得到ranging频域数据，用Yi,j,k表示，其中i，j，k分别表示接收天线序号、ranging符号序号和ranging子载波物理序号； [0115] 对第二个ranging符号的数据Yi,2,k按照Yk＝α1·Y1,k+α2·Y′2,k进行128点的时偏补偿，用Y′i,2,k表示时偏补偿后的序列： [0116] 对Y′i,2,k乘以符号2权值α2，加上符号1的频域数据Yi,1,k乘以符号1权值α1，得到一个新的序列Yi,k，Yi,k＝α1·Yi,1,k+α2·Y′i,2,k。 [0117] 具体的，步骤502在实施时，具体包括： [0119] 对4根接收天线数据分别按照以上步骤进行处理，得到4个长度为M的序列； [0120] 将这4个序列进行合并，得到一长度为M的序列并将其补0至Nt,Nt＝256，得到序列Z′n,0≤n<256，合并公式如下： [0121] 对Zn进行256点的FFT变换，得到一变换后序列，计算出该序列的功率，并求出其平均功率Pm,avg，保存于均值存储器中；找出其功率峰值Pm,peak及其位置posm，保存于峰值存储器中和峰值位置存储器中； [0122] 对所有的本地码C均进行上述操作，得到64个Pavg、和posm。 [0123] 具体的，步骤503在实施时，具体包括： [0124] 对于当前候选码Cm，取出其峰值功率Pm,peak与均值功率Pm,avg，计算峰均比PAPRm： [0126] [0127] [0128] 用PAPRm与第一门限值TH1比较，PTPm与第二门限值TH2比较，若PAPRm>TH1且PTPm>TH2，则该候选码被视为用户发送的测距码，转到下一步处理；反之则直接处理下一个本地码。 [0129] 基于同一发明构思，本发明实施例还提供了一种测距码检测装置，具体结构如图6所示，包括： [0130] 补偿模块601，用于对经单天线接收的时域信号进行快速傅立叶变换FFT，在变换后获得的频域信号的测距子载波上获取测距信号，测距信号在时域上由至少两个符号组成；对除第一个符号外的其他符号的序列分别进行相位补偿，补偿值为循环前缀CP长度的等效相位延迟； [0131] 加权模块602，用于对第一个符号的序列及其他各符号经相位补偿后获得的序列进行加权合并，获得合并后的序列，其中加权的权值位于〔0，1〕之间，各权值之和等于1，且与各符号上携带的数据信息量成正比； [0132] 计算模块603，用于在已存储的码表中依次选择本地码，利用选择的本地码的序列与合并后的序列进行相关运算；对相关运算后得到的序列进行差分操作及FFT，并计算经差分操作及变换后生成的序列中各值的功率；根据经差分操作及变换后生成的序列中各值的功率，确定峰均比，峰均比为经差分操作及变换后生成的序列各值的峰值功率与均值功率的比值； [0133] 第一确定模块604，用于当峰均比大于第一门限值时，确定接收的时域信号中携带有测距码，第一门限值不小于预设测距码检测率上限所对应的门限值。 [0134] 在一个实施例中，补偿模块601可以具体用于：按照公式对其他各符号的序列分别进行相位补偿，其中，i、j、k均为正整数，i≥2，N为FFT窗口值，Yi,k表示第i个符号的第k个子载波的频域值，Y′ i,k表示第i个符号的第k个子载波的经相位补偿后的频域值，lcp是CP长度， 为CP长度的等效相位延迟。 [0135] 在一个实施例中，加权模块602可以进一步用于：根据单天线所在小区的覆盖半径确定加权的权值，其中，加权的权值与单天线所在小区的覆盖半径成正比。 [0136] 在一个实施例中，如图7所示结构，计算模块603具体包括： [0137] 第一映射子模块701，用于将相关运算后得到的序列映射回对应的测距子载波； [0138] 第一差分子模块702，用于依次对相距为n△f的测距子载波上承载的序列按公式进行差分操作，得到长度为M的序列，其中，1≤n≤M，n、M为正整数，M是子载波的最大间隔，△f为相邻两个子载波间的间隔，K表示所有测距子载波组成的集合，Hk和Hk+n为信道相关系数，ck和ck+n是本地码C对应的序列，l0是接收的时域信号的时偏，N为系统FFT窗口大小，Yk表示对第一个符号的第k个子载波的序列及其他各符号的第k个子载波的经相位补偿后获得的序列进行加权合并后得到的序列，Yk+n表示对第一个符号的第k+n个子载波的序列及其他各符号的第k+n个子载波的经相位补偿后获得的序列进行加权合并后得到的序列； [0139] 第一变换子模块703，用于在差分操作后得到的、长度为M的序列后补Nt-M个0，对补零后形成的长度为Nt的序列做FFT，其中，Nt不小于M，位于〔N/8，N〕之间，且Nt的值等于2的幂次方。 [0140] 在一个实施例中，第一差分子模块702可以进一步用于：当子载波间隔小于相干带宽时，Hk＝Hk+n，此时， 其中，k(n)是测距子载波集K中间距为n△f的载波对的数目。 [0141] 在一个实施例中，如图8所示结构，测距码检测装置还可以包括： [0142] 第二确定模块801，用于确定峰峰比大于第二门限值，其中，所述峰峰比为经差分操作及转换后生成的序列各值的峰值功率与各本地码对应的峰值功率的均值的比值，所述第二门限值不小于预设测距码警码率下限所对应的门限值。 [0143] 基于同一发明构思，本发明实施例还提供了另外一种测距码检测装置，具体结构如图9所示，包括： [0144] 获得模块901，用于经由多天线接收的多个时域信号时，分别对每个时域信号均进行如下操作以获得经差分操作生成的序列：对时域信号进行快速傅立叶变换FFT，在变换后获得的频域信号的测距子载波上获取测距信号，所述测距信号在时域上由至少两个符号组成；对除第一个符号外的其他符号的序列分别进行相位补偿，补偿值为循环前缀CP长度的等效相位延迟；对第一个符号的序列及其他各符号经相位补偿后获得的序列进行加权合并，获得合并后的序列，其中加权的权值位于〔0，1〕之间，各权值之和等于1，且与各符号上携带的数据信息量成正比；在已存储的码表中依次选择本地码，利用选择的本地码的序列与合并后的序列进行相关运算，并对相关运算后得到的序列进行差分操作； [0145] 相加模块902，用于将获得的多个经差分操作生成的序列的序列各值对应相加，得到相加后的序列，并进行FFT；计算出经FFT变换后得到的序列的功率，确定峰均比，所述峰均比为经差分操作及变换后生成的序列各值的峰值功率与均值功率的比值； [0146] 第三确定模块903，用于当峰均比大于第一门限值时，确定接收的时域信号中携带有测距码，所述第一门限值不小于预设测距码检测率上限所对应的门限值。 [0147] 在一个实施例中，获得模块901 可以进一步用于：按照公式对其他各符号的序列分别进行相位补偿，其中，i、j、k均为正整 数，i≥2，N为FFT窗口值，Yi,k表示第i个符号的第k个子载波的频域值，Y′ i,k表示第i个符号的第k个子载波的经相位补偿后的频域值，lcp是CP长度， 为CP长度的等效相位延迟。 [0148] 在一个实施例中，获得模块901可以进一步用于：根据多天线所在小区的覆盖半径确定加权的权值，其中，加权的权值与多天线所在小区的覆盖半径成正比。 [0149] 在一个实施例中，如图10所示结构，获得模块901可以包括： [0150] 第二映射子模块1001，用于将相关运算后得到的序列映射回对应的测距子载波； [0151] 第二差分子模块1002，用于依次对相距为n△f的测距子载波上承载的序列按公式 进行差分操作，得到长度为M的序列，其中，1≤n≤M，n、M为正整数，M是子载波的最大间隔，△f为相邻两个子载波间的间隔，K表示所有测距子载波组成的集合，Hk和Hk+n为信道相关系数，ck和ck+n是本地码C对应的序列，l0是接收的时域信号的时偏，N为系统FFT窗口大小，Yk表示对第一个符号的第k个子载波的序列及其他各符号的第k个子载波的经相位补偿后获得的序列进行加权合并后得到的序列，Yk+n表示对第一个符号的第k+n个子载波的序列及其他各符号的第k+n个子载波的经相位补偿后获得的序列进行加权合并后得到的序列。 [0152] 在一个实施例中，第二差分子模块1002可以进一步用于：当所述子载波间隔小于相干带宽时，Hk＝Hk+n，此时， 其中，k(n)是测距子载波集K中间距为n△f的载波对的数目。 [0153] 在一个实施例中，如图11所示结构，相加模块902可以包括： [0154] 相加子模块1101，用于在差分操作后得到的、长度为M的序列的序列各值对应相加，得到相加后的序列，所述相加后的序列长度为M； [0155] 第二变换子模块1102，用于在相加后得到的、长度为M的序列后补Nt-M个0，对补零后形成的长度为Nt的序列做FFT，其中，Nt不小于M，位于〔N/8，N〕之间，且Nt的值等于2的幂次方。 [0156] 在一个实施例中，如图12所示结构，测距码检测装置还可以包括： [0157] 第四确定模块1201，用于确定峰峰比大于第二门限值，其中，峰峰比为经差分操作及转换后生成的序列各值的峰值功率与各本地码对应的峰值功率的均值的比值，第二门限值不小于预设测距码警码率下限所对应的门限值。 [0158] 根据本发明实施例提供的方法，将测距信号包含的两个以上符号在频域上进行相加合并可以提高信噪比，进而可以解决背景技术中提到的因低信噪比导致测距码检测率低，从而使系统受限于上行的初始测距码接入检测的问题，提高系统的性能。 [0159] 进一步，采用结合第一门限值和第二门限值确定测距码的方法，克服了单纯依赖峰均比检测测距码时造成的检测率和虚警率相互矛盾的问题，能够在提高检测率的同时保证可以获得较低的虚警率。 [0160] 进一步，取间隔小于相干带宽的子载波进行计算，与只取间隔为1的子载波对其进行共轭相乘消除信道的衰落影响相比，计算量大大减少，减少了计算的复杂度，降低了对资源的占用，能够节省资源，提高资源利用率，能够以少量的计算量获得更好的性能。 [0161] 进一步，将经差分操作生成的多个频分序列的频域值对应相加，得到相加后的、长度为M的频分序列，避免了如其他测距码检测方法中提到的，在差分操作后得到的每个序列均进行一次FFT运算，能够大幅度减少计算量，节省资源。 |
||||||
