| 序号 | 专利名 | 申请号 | 申请日 | 公开（公告）号 | 公开（公告）日 | 发明人 |
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| 61 | 负载不灵敏的功率放大器 | CN200580005873.0 | 2005-02-17 | CN1922788A | 2007-02-28 | S·-I·南 |
| 一种用于移动电话的功率放大器，具有RF放大器(15)，该RF放大器(15)基于表示从放大器的输出上的负载所反射的功率量的信号在时间上的积分而被控制。使用积分，该控制在存在可变负载阻抗的情况下可以更有效。它可以限制放大器输出上的大电压幅摆。由于积分可以使用模拟信号处理部件(50，90，100)来确定，所以它可以更容易与RF或其它部件集成。该积分可以是相对于参考的差而被确定。在集成之前，该反射信号可以被集中到零上以减小对偏置的敏感性。该参考是可选的以适合状况。 | ||||||
| 62 | 改进的用于脉宽调节放大器和自动增益控制的电源拒斥 | CN200580004569.4 | 2005-01-07 | CN1918788A | 2007-02-21 | D·泽普 |
| 根据本发明，一种用于脉宽调节数字放大器的电路改进了电源拒斥率，且可以用作压缩器和/或限制器。该电路更适宜如此运行：应用电压电平转换来改变三角波振幅，以回应向脉宽调节(PWM)装置校验器中输入波形之前电源电压的改变。因为该电路用于改进电源拒斥，所以用作压缩器和/或限制器时不会向信号中引入或者引入很少的畸变。此外，该电路可选择在D类放大器中实现，且提供了较之此类实现中的常规设计更低的成本。 | ||||||
| 63 | 在调制解调器中用于频率调制的系统和方法 | CN200480034211.1 | 2004-10-28 | CN1883174A | 2006-12-20 | 列奥尼德·勒托诺夫; 弗拉基米尔·莎拉叶斯基; 亚历山大·赫莱霍耶 |
| 本发明提供了一种经由信道传输信息的方法，包括步骤为：在第一个用户侧从双向信息流信号中提取由第一个用户传输的信息；用载频f1调制所述提取信息，以提供调频(FM)信息信号；将所述调频(FM)信息信号混频到在所述信道内的所述双向信息流信号中；在第二个用户侧从双向信息流信号中提取所传输的调频(FM)信息信号；解调所述传输提取的调频(FM)信息信号，以提供作为由第一个用户传输的信息；在第二个用户侧将信号混频到双向信息中。 | ||||||
| 64 | 带有稳压电源的多通道、多功率D类放大器 | CN200610005478.9 | 2006-01-12 | CN1805274A | 2006-07-19 | 帕特里克·H·奎尔特 |
| 公开了减小扬声器中安装的功率模块的尺寸、重量及热损耗的方法和装置。所公开的实施例在电源及放大器中用高频切换技术代替了传统的线性技术。在这些实施例中，D类切换使用标准部件以低且固定的频率进行，其中通过采用内部误差校正获得了音频性能改进。通过允许100％调制，获得了最大的输出功率，并且简单的限幅检测方案是可能的。公开了具有单个主电源贮存器的半电桥和全电桥，这获得了输出功率的有用分配，同时使得能够使用简化的电源。电源改进包括简化和高效，同时满足该方案的特定系统需求。优点包括：增加的声音输出、减小的失真、更宽的频率范围、较小且较轻的扬声器外壳、以及更低的成本。 | ||||||
| 65 | 具有阻抗可控制的偏置提升电路的放大器电路 | CN200380105384.3 | 2003-12-03 | CN1799193A | 2006-07-05 | S·罗 |
| 一种放大器电路(1)包括放大晶体管(QΦ)和用于偏置放大器晶体管(QΦ)来得到至少大约为180°的导通角的阻抗可控制的直流偏置电路(2)。该直流偏置电路(2)包括自偏置提升电路，该自偏置提升电路具有用于独立地控制直流偏置电路(2)的输出阻抗和放大器晶体管(QΦ)的静态电流的分开的电流源(Ibias，Iclass)，并且该直流偏置电路(2)具有与共射－共基电流镜电路(Q2，Q3，Q8)集成在一起的威尔逊电流镜(Q4，Q5，Q6，Q7)以形成具有通过电阻(R1)耦合到放大晶体管(QΦ)控制端的输出的扩展威尔逊电流镜电路(Q2－Q8)，以及具有从扩展威尔逊电流镜电路(Q2－Q8)耦合到公共端(Gnd)的电容(C2)。 | ||||||
| 66 | 放大器系统和方法 | CN200510114284.8 | 2005-10-21 | CN1783704A | 2006-06-07 | 汤文义; 牧野润 |
| 本发明提供了一种放大器系统，其包括被设置为接收输入信号的第一放大器，以及被设置为接收所述输入信号一部分的第二放大器。第一分压器被设置为接收第二放大器的输出信号，并将该输出信号的一部分馈送到第一放大器。第一放大器被设置为从输入信号中减去第二放大器输出信号的所述部分，以产生用于由第一放大器放大的差信号。本发明还公开了一种放大信号的方法。 | ||||||
| 67 | 使用选择的相位长度和输出阻抗的具有增强补偿能力和功率增加效率的N路RF功率放大器电路 | CN200480011759.4 | 2004-04-08 | CN1781244A | 2006-05-31 | R·S·彭格利; S·M·伍德 |
| 公开了一种以改进效率在大功率范围上放大RF信号的RF功率放大器电路，其包括在第一功率范围上以低于大功率范围最大值的功率饱和电平放大RF信号的载波放大器。多个峰值放大器与载波放大器并联连接，每个峰值放大器在载波放大器接近饱和之后偏置，以顺序提供放大的输出信号。通过信号分配器将输入信号加到载波放大器和多个峰值放大器，并且用于接收来自载波放大器和多个峰值放大器的放大的输出信号的输出包括电阻负载R/2。分配的输入信号通过90°变换器加到载波放大器，而峰值放大器的输出通过90°变换器加到输出负载。当在饱和状态以下操作时，载波放大器将功率传递到2R的负载，且该载波放大器将电流传到该负载，在放大器饱和时，负载的电流是最大功率时电流的一半。在输出具有阻抗Z的一个实施例中，载波放大器和每个峰值放大器通过向每个放大器提供低于Z的输出阻抗的输出匹配网络连接到输出，并且每个输出匹配网络都有选择的相位长度，以降低输出阻抗的电抗。 | ||||||
| 68 | 经脉冲宽度调制的噪声整形器 | CN200380103737.6 | 2003-10-29 | CN1714502A | 2005-12-28 | B·J·G·普特泽伊斯 |
| 描述了一种采用来自功率级(260)的反馈的经脉冲宽度调制的噪声整形器(410)。通过应用一个使用了来自该功率放大级的输出端的反馈的数字噪声整形器(410)，来形成经脉冲宽度调制的信号。因此，由功率级(260)产生的任何误差都自动得到校正。 | ||||||
| 69 | 发送器和发送器的调整方法 | CN200480001104.9 | 2004-02-03 | CN1701521A | 2005-11-23 | 荒屋敷护 |
| 本发明可以通过调整振幅信号路径和相位信号路径的延迟时间输出具有最少失真的稳定输出信号。振幅相位提取部件(2)从发送数据信号中提取振幅数据和相位数据并输出该数据。振幅调制部件(3)对振幅数据进行振幅调制，并将该振幅调制的信号作为源电压值输入非线性放大部件(5)。此外，相位调制部件(4)对相位数据进行相位调制，并将该相位调制的信号作为输入信号提供给非线性放大部件(5)。在非线性放大部件(5)中，相位调制信号乘以振幅调制信号，并输出放大了预定增益的RF信号。在此，延迟部件(12)设置在振幅调制部件(3)的预置级，而延迟部件(13)设置在相位调制部件(4)的预置级。调整振幅信号路径的延迟时间和相位信号路径的延迟时间，使得延迟量匹配，由此减小由于两个路径的延迟时间差引起的失真。 | ||||||
| 70 | 发射设备 | CN200510003840.4 | 2005-01-07 | CN1638292A | 2005-07-13 | 田中宏一郎; 田边充 |
| 所给出的发射设备能够输出在调制精度、频谱等方面都很少经受退化的调制波，甚至在使用偏置电压改变时输入与输出之间的相差波动很大的高频功率放大器的情况下也是这样。复数表(6)根据包络检测部分(2)所输出的调制信号的幅度分量值来输出复数，用来补偿高频功率放大器(5)的相移。复数乘法器(7)向正交调制器(4)输出相位补偿的调制信号。幅度变换表(8)把包络检测部分输出的幅度分量变换到一个不包括零的预定范围内的值上。基于这个值，电压源(3)产生偏置电压并向高频功率放大器的电源终端提供偏置电压。高频功率放大器被偏置电压驱动，放大正交调制器输出的高频带相位补偿的调制信号，并输出幅度和相位都变化的调制波。 | ||||||
| 71 | 补偿交叉调制影响的方法和设备 | CN02804016.3 | 2002-01-18 | CN1615577A | 2005-05-11 | B·林德尔 |
| 本发明一般涉及在引起交叉调制的RF设备中用于交叉调制补偿的方法和设备。一个试验信号以及要求的信号施加到其中出现交叉调制的RF设备。测量该试验信号经受到的该交叉调制，而由此得到的结果被用来对在该RF设备输出端的所要求的信号进行交叉调制补偿。 | ||||||
| 72 | 集成功率放大装置 | CN200410085206.5 | 2004-09-30 | CN1604462A | 2005-04-06 | G·多尼格; W·巴卡斯基; H·-D·沃穆斯; K·基特林斯基 |
| 一种具有多级结构之集成功率放大装置系被提供，其中具有集成电容(10，13)及用于阻抗转换之电感(12)之一匹配滤波器(6)系被提供于一输入晶体管(1)及一输出晶体管(2)之间。该集成功率放大装置系依据所述原理来发展，其中该匹配滤波器之电感(12)系被形成为微带导体。此产生电感(12)之明显较高品质因子及该集成功率放大装置之改良线性及改良效率。所述原理可具有优点地特别被运用于集成传送装置。 | ||||||
| 73 | 接收频带包含线性补偿的接收机 | CN200410090332.X | 2004-09-22 | CN1601919A | 2005-03-30 | 马克·劳奇科夫; 克洛德·朗博 |
| 本发明涉及一个信号接收机，目的是校正集成调谐器7中放大器70的非线性问题。在调谐器7并联插入一个线性补偿电路8。补偿电路8为了对线性缺陷进行补偿，所显示的特性是低噪声放大器70的反相特性。 | ||||||
| 74 | 前置放大电路 | CN02814251.9 | 2002-07-15 | CN1529934A | 2004-09-15 | 天宫泰 |
| 一种前置放大电路，包括：第一电路、接收从第一电路发送的输出信号以此作为输入信号的第二电路、和电连接到第一电路的输入端并且消耗流入第一电路的输入端的一部分电流的第三电路，其中第三电路的电容可以抑制在前置放大电路的增益—频率特性曲线中观察到的增益峰。 | ||||||
| 75 | 控制高频信号放大的方法 | CN02813444.3 | 2002-06-28 | CN1529933A | 2004-09-15 | R·詹金斯 |
| 本发明涉及调节高频信号放大的方法、发射单元和/或接收单元以及通信系统。本发明的目的是提供一种方法和一种装置用于改善应用，特别是移动无线通信连接的发射机中的极性环方案。根据所述的调节高频信号放大的方法，其中无误差的输入信号(Usoll)的相位角和幅度彼此分开地与输出信号(Uout)的一确定部分相比较和再调整，把电池电压调制器(M)的输出电压(Uc)作为用于发射放大器(PA)的输出端误差的尺度进行评估，并且调用于安排校正。 | ||||||
| 76 | 用于缩放信号峰值功率幅值的方法和相应发射机 | CN03149675.X | 2003-08-05 | CN1491052A | 2004-04-21 | 彼得·耶内克; 延斯·施特劳斯; 吕克·达尔图瓦 |
| 本发明公开了一种在向功率放大器发送信号前，在发射机端缩放所述信号峰点功率幅值的方法，所述方法包括如下步骤：计算包括一组至少两个峰点的脉冲序列的缩放系数，其中峰点的功率超出预定阈值，所述缩放系数是针对一个峰点考虑了如果所述组中至少一个其他峰点使用缩放系数而产生的对于所述峰点影响的缩放系数；将所述计算出的缩放系数应用于所述组的所述各个峰点。 | ||||||
| 77 | 减弱放大器中的过零失真和噪声的方法以及放大器 | CN99809108.1 | 1999-07-23 | CN1142625C | 2004-03-17 | 尼尔斯·安德斯克夫; 拉斯·里斯博 |
| 本发明提供了一种减弱放大器中的噪声和过零失真的方法，该放大器包括两个脉宽调制器，模拟或数字信号在该调制器中被脉宽调制，以提供脉宽调制的小信号，两个信号分别控制两组开关，这两组开关利用一个外部电压，向负载提供两个脉宽调制的大信号，这两个脉宽调制的大信号与该脉宽调制的小信号成正比，当所述的模拟或者数字信号具有低于门限的信号时，提供给所述开关的所述脉冲的切换时间彼此之间在时间上存在偏移。 | ||||||
| 78 | 对输入电容快速充电的射频设备 | CN01802279.0 | 2001-05-29 | CN1430808A | 2003-07-16 | H·M·韦特 |
| 设频设备具有一个输入晶体管，从该输入晶体管可以看到一个电容，快速充电电路对该电容充电。输入晶体管接收射频信号。当设备从截止模式转变到接通模式或从低增益模式转化到高增益模式时该电容被快速充电，由此降低了该设备的接通时间。 | ||||||
| 79 | 带光激活开关的线性射频功率放大器 | CN98812864.0 | 1998-10-16 | CN1113453C | 2003-07-02 | R·黑尔贝格 |
| 线性功率放大器放大具有I和Q成分的线性基带信号。增频转换混频器利用光激活开关将放大的基带信号与特定载波频率的本机振荡器信号混合。根据在每个载波频率周期中产生恒定阻抗的开关序列激活光激活开关。以这种方式，光激活开关防止在增频转换过程中引入非线性。 | ||||||
| 80 | 供电功率注入受调制包络控制的线性微波功率放大器 | CN95193487.2 | 1995-06-06 | CN1150504A | 1997-05-21 | 丹尼利·里卡迪; 安东尼奥·阿比亚蒂; 卡洛·波利 |
| 放大器由一GaAsFET组成，一已调微波输入信号QAM到达该处。本电路起源于观察到该FET扩散矩阵S参数与低于标称值某一范围的工作点(VDS，IDS)略微有关。因而对于低输入信号值有可能以接近标称值一半的VDS和40％标称值的IDS来作该GaAsFET的偏置，从而从一第一供电源节省可观的功率而不引入明显失真。调制色络被检波而其尖峰被用来切换从该第一供电源到具有较高电压的第二供电源。该第二供电源的尖峰电流通过一双极型晶体管(BJT)到达该FET而来自该第一供电源的低电平电流通过串联的二极管与电感器到达，该电感器补救该二极管的迟缓。 | ||||||
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