一类上下边带非线性调相调幅中波立体声广播系统

本发明是关于在中波传播立体声广播的新系统方案。

现有立体声广播系统是在87～108MC频段加载的调频调幅立体声广播。此调频立体声广播的加载方式是：将左（L）和右（R）两声道信号经矩阵电路变换出和信号M（t）与差信号S（t）（以后在表达中简写为M与S）。用S（t）对38KC副载波进行平衡调幅。然后与M（t）和19KC导频信号加起来，对载波进行调频发射。此加载方式占用频带宽，不能在中、短波加载发射，因甚高频电波以直线传播易被高大建筑物反射阻档，所以只能在几十公里可视距内有效接收。不易大面积普及，为普及立体声广播，美国认识到了发展中波调幅立体声的优势。近几年研究提出了五种系统方案（参见1987年《广播与电视技术》杂志）1、贝拉（Beiar）制。此方案用M（t）对载波进行调幅;用S（t）对载波进行调幅。2、啥利斯（HarriS）制。此方案是正交调幅方式。3、卡恩（kahn）制。此方案是和信号M（t）经-45°移相后，对载波进行调幅：差信号S（t）经+45°移相后，与降降低失真度电路产生的信号和低频指示信号一起进行调相。4、马格纳伏克斯（MagnaVOX）制。此方案是典型的调相调幅制。5、莫托罗拉（MOtOrOLa）制，此方案是兼容正交式，调制过程是：和信号与差信号先对载波进行正交调幅，再限幅，保留正交调幅后 ψ（t）＝-tg-1(mS)/(1+mM) 的变化相位角，然后用和信号重新进行调幅发射。这五种方案中，简单的调频调幅方式（BeLar）制和简单的调相调幅方式（MagnaVOX）制因分离度随接收场强变化而被放弃。正交调幅（HarriS）制虽无准确兼容性，但因已调波无带外辐射而被试用。莫托罗拉（MOtOrOLa）制因有兼容性和分离度不随接收点场强度变化在国外受受拥护，但MOtOrOLa制的缺点是ψ（t）中有变化着的直流分量，使分离度不稳定。卡恩制的特点是可将R、L两信号的频谱大致分开配置在载波的上下边带上，使用两台普通收音机也能获得一定的立体声感，这就是以后所述的上下边带特性，虽卡恩制收发端都加了复杂校正电路使接收机复杂，但因具有上下边带特性受拥护，目前仍与MOtOrOLa制处抗衡地位。

综合上述现状，目前MOtOrOLa制和kahn制在美国为主要试用制式方案，kahn制因载波信号具有上下边带特性而受拥护，但kahn制的上下边带特性使M（t）频谱移相-45°，引起兼容信号相位结构失真，分离度仍受接收点场强影响，且立体声激励器和解调器复杂，解调思想不明确。MOtOrOLa制因有兼容性和分离度不受场强影响的优点受拥护，但不足的是MOtOrOLa制的发射信号无上下边带特性，ψ（t）中有瞬时直流分量使分离度不稳定，现场收听表现为声像平面摆动，分离度受同频干扰明显下降。

本发明的目的是为找到发展中波调幅立体声广播的最佳方案，克服克服国外现有方案的缺点，弥补其不足，研究出优于国外的、我国自己发明的中波调幅立体声广播方案。研制出最简单实用的中波立体声接收机，从而推动我国中波立体声广播的发展。本发明的特征1是采用非线性调相方式传送差信号S（t），使解调器简单，解调出的R与L分离度不随场强变化。此特征1有四种具体的非线性调相方式，已调相表达式分别为：

1、φ（t）＝Sin-1(kmS′)/(1+mM) 2、φ（t）＝Sin-1(KmS′)/(1+k2mM)

3、φ（t）＝Sin-1kmS′;4、ψ（t）＝tg-1kmS′。此4个表达式中k为S′的压缩系数。4式中k≥1;1、2、3式中k＜1;S′代表加入低频指示信号的差信号。此四种非线性调相方式的积极作用是：（1）解调器简单。（2）分离度不随场强变化;（3）有的克服了MOtOrOLa制的ψ（t）中有瞬间直流分量的缺点;（4）与下面特征2同时应用，可具有明显的上下边带特性。

本发明的特征2是设计出了简单的音频频谱90°移相网络对。用于发收系统，可将R与L信号频谱大致分开配置在发射载波的上下边带上。而且兼容信号无相位结构失真，使用两台普通收音机也能获得一定程度的立体声感。

本发明特征2的原理和实施技术：将发射机中矩阵输出的差信号S′（t）通过本发明设计的音频频谱90°移相网对中的前一个90°移相网络，使差信号频谱均移相90°后（记作S（±90°）），与和信号M（t）同时送立体声调制器，进行调相调幅调制和发射。立体声接收机解调出M（t）和S（±90°）信号后，将S（±90°）信号再经此移相器对的后一个反向90°移相网络，使S（±90°）反向相移90°还原出差信号S（t）。S（t）再与解调出的M（t）同时送反变换矩阵电路，变换出R和L信号。

此实施原理对音频频谱90°移相器对的性能要求是：发射机中使用的90°移相网络与接收机中使用的90°移相网络要成对设计，参数一致，性能相互关联。两移相网络的幅频特性互相补偿，相频特性互为镜像，使总幅频特性为平坦直线，总相移为零。系统加入这样成对的移相器后。对专用立体声接收机接收效果无付加影响，而带来的积极作用是，频谱比非上下边带特性的更为收敛，使专用立体声接收机解调出的信号失真度更小。 此特征2的上下边带特性的证明，可由频谱分析计算得的数据证实。本发明特征2中设计了三种音频频谱移相对，如图1、2、3三种电路结构所示。图（1）为负-正90°移相器对。其中（a）为负90°移相网络。（b）为正90°移相网络。两网络中的L1;R1～R5;C1～C3，标号相同，数值相同。运放的开环增益、速度及性能应相近。总电电压传输特性 总＝ a· b＝1ejO，符合总增益和相移特性的要求。证明如下：图1中R2与C1并联阻抗为 1，R3、R1、L1、串并联阻抗为 2，R4与C2并联阻抗为 3，R5、R6、C3并联

1ejO，得证。图1中（a）所示网络的电压传输特性 a在音频范围内移相90°，增益为近似平坦直线。定性分析证明可将图1（a）的网络分为两节，电压传输分别为 a1和 a2. ＝ka1ejψa1·ka2ejψa2＝ka·ejψa。图4中曲线（a）为ψa1（b）为ψa2;（C）为ψa;（d）为ka1;（e）为ka2;（f）为ka;WO为音频中心角频率，ka曲线在音频范围为近似平坦，ψa在音频范围为正90°，满足此特征2原理的要求。同理可证图2的正-负90°移相器对和图3的负-正90°移相器对也能满足特征2的要求。图5为图2中前一级的正90°移相网络的特性曲线，图6为图3中前一级的负90°移相网络的特性曲线，WO为音频中心角频率。

本发明两个特征分别应用和不同组合，可产生十种不甚相同的系统方案。此十种方案均通过改进中短波广播发射机，用单载波传送立体声信号。为具有兼容性，仍将R和L通过矩阵电路变换出和信号M（t） 与差信号S（t）。变换式为：M＝L+R;S＝L-R。发射机通过空间信道，用无线电波传送M（t）与S（t）两路信号。接收机解调出M（t）与S（t）后，通过反变换矩阵，还原出R和L信号，R和L分别经双通道立体声放大器，送扬声器放出立体声音响。已有普通收音机可以只检出兼容信号，放出单声道声音，下面分别说明传送S（t）和M（t）信号的十种方法的原理及电路结构。

一、上下边带正交调幅式方案。原理：此方案是将差信号S（t）的频谱移相±90°后，与和信号M（t）对载波进行正交调幅传送。接收机通过正交解调，解调出差信号S′（t）与和信号M（t）。再将差信号的频谱反向移相±90°，还原出S（t）信号，M（t）与S（t）送矩阵电路得R和L信号。此方案的发射信号表达式为：

Si代表已调波信号;A为强度常数;WO为载波角频率;S′（±90°）为频谱移相±90°后的差信号与低频指示信号之和;k为压缩系数，数值小于1，取0.5～0.8，视试用后确定。在这十种方案的表达式中，这些符号均为上述说明的意思。

电路结构：此方案的发射机电路结构如附图7。此图方框中，MT代表矩阵电路;-90°pM为射频移相负90°电路;±90°ApM为音频频谱范围移相+90°或-90°的移相网络;MU为相乘器作平衡调幅器;+为相加电路;LS为低频指示信号，在20～25HZ间选定;CAG为差信号的幅度调整放大器;RG为载波电压放大与发射级。

此方案的接收机电路结构如附图8。此图方框中，RMG为接收、混频、中放部分，为提高性能可加自动微调电路;MU1为相乘器1，作 同相同步解调器;MU2为相乘器2，作正交同步解调器;ALF1和ALF2为两个音频低通滤波器;CAG为和信号幅度调整放大器;±90°ApM为负或正90°音频频谱移相器;+VCO为正向压控振荡器;-90°pM为中频载波-90°移相电路;LLF1和LLF2为两个特低通，频率在50HZ以下;HCT为辅助频率捕捉电路，当锁相环频率锁定后，输出为高阻抗，当锁相环未锁定时，输出锯齿扫频电压辅助频率捕捉和锁定;CLF为低频指示信号取出电路。此方案比美国的正交制增加了上下边带特性。

二、近似上下边带兼容正交式方案：

原理：此方案在上述方案一的上下边带正交调幅方案基础上，发射端对合成信号的幅度进行强制兼容处理，使发射信号幅度变为A（1+mM），以达到兼容性。接收端对载波幅度再进行强制控制处理，使之恢复成正交合成信号幅度，然后再进行如方案一接收机的正交解调和还原出S（t）信号的方法，最后得到R和L信号。已调波信号表达式为：

Si＝A（1+mM）COS（wOt-tg-1(mS′（±90°）)/(1+mM) ）……（2）

电路结构：此方案的发射机电路结构如附图9和10，图9是正交调幅合成后，再进行强制幅度兼容控制处理，使载波幅度被改变为：A（1+mM）。图10为正交调幅合成后，限幅成等幅信号，经射频电压放大后，在末级再进行调幅发射。图9的方框中，MT为矩阵电路;RO为射频振荡源;AM为调幅电路;MU为相乘器，作平衡调幅电路;-90°pM为射频-90°移相电路;±90°ApM为音频频谱±90°移相网络;CAG为差信号幅度调整放大器;两个+方框为两个相加电路;CAG+d为和信号幅度调整放大和加入直流电路;+VGC为正向压控增益放大器;AD为幅度检波滤波;RG为射频放大发射级;LS为低频指示信号产生电路。图中+VGC、AD和运放构成幅度控制负反馈环路。图10的方框中，MT、RO、-90°、AM、pM、±90°ApM、 MU、LS和两+都与图9的说明相同;LA为限幅电路，输出等幅调相信号;CAG1为差信号幅度调整放大器;CAG2为和信号幅度调整放大器;AM2为调幅发射级。此方案的接收机电路结构如附图11，此图方框中，RMG为接收、混频、中放部分;+VGC为正向压控增益放大器;AD为幅度检波;ALF为音频低通滤波;AU1和MU2为两个相乘器，MU1为同相同步检波器，MU2为正交同步检波器;ALF1和ALF2为两个音频低通滤波器;÷G为除以常数G电路，VCO为压控振荡器;÷8为8分频，LLF为特低通;CLF为低频指示信号取出电路; 90°ApM为音频频谱负或正90°移相网络;CAG为和信号幅度放大调整。图中+VGC、MU1÷G、ALF1、运放、AD和ALF组成负反馈幅度控制环路，使+VGC输出的载波信号幅度恢复到正交调幅后的幅度，幅度恢复原理证明如下：经负反馈增益控制，使中频载波的同相信号幅度强制为A（1+mM）。因RMG输出的中载波信号为：

Si＝A（1+mM）COS（wOt+ψ（t））＝A（1+mM）COSψ（t）

COSwOt-A（1+mM）Sinψ（t）SinwOt

将同相信号COSwOt的幅度控制为A′（1+mM），相当于除以A2COSψ（t），Si除以A2COSψ（t）后为Si/A2COSψ（t）＝A′（1+mM）COSwOt-A′·mS′（±90°）SinwOt，此式为正交调幅信号.得证.（A′ = (A)/(A2) ）

此方案比MOtOrOLa制增加了上下边带特性。

三、相关调相调幅A式方案

此方案是用M（t）与S′（t）同时对载波进行非线性调相，再用M信号对载波进行调幅发射。所以叫相关调相调幅式，已调波表达式为：

Si＝A（1+mM）Sin（wOt±ψ（t）;ψ（t）＝Sin-1(kmS′)/(1+mM) ……（3）。k取0.4～0.68。此方案差信号的解调原理证明如下：接收机收到此方案的载波后，经高放、混频、中放，输出的中频载波为：Si＝A（1+mM）Sin（wOt φ（t）），若用恢复出的等幅载波信号SOZ＝ A1COSwOt与SiZ相乘得：SiZ·SOZ＝ A1COSwOt·A（1+mM）Sin（wOt ψ（t））

运运算＝ 0.5AA1（1+mM）COSψ（t）Sin2wOt+0.5AA1kmS′+0.5AA1kmS′COS2wOt……（4）

此式中第一项和第三项为二倍中频载波信号，用音频低通滤波器可以将这两项滤掉。第二项的A1km为常数，A为载波强度，也是常数，S′为音频信号，此项可以顺利通过音频低通滤波器，输出需要解调出的差信号S′（t），因解调出的差信号与载波强度成正比，所以此调相调幅方案的接收分离度不随接收点场强变化。调整差信号的幅度，使之与和信号配平，经矩阵电路得到R和L信号。

此方案的发射电路结构如附图12所示。此图方框中，MT为矩阵;RO为射频振荡器;RpM为相关调相器，输出信号的调相表达式为：ψ（t）＝Sin-1(kmS′)/(1+mM) ;×k为加压缩系数，实际为分压电路，LS为低频指示信号，+为相加器;RG为射频放大级;AM为调幅发射级;CAG为和信号幅度调整放大器。此图中关键是RpM部分，RpM的内部电路，本发明设计了三种电路结构。第一种为反馈控制式arCSin调相器。如图13所示。图13的方框中，+VCp为正向压控移相器;pM为射频移相调整电路，调整此移相电路，使之进入MU2的相位与Vi的零相位相差90°，在此比Vi的零相位超前90°;MU1、MU2为两个相乘器，MU1作相乘调幅器，MU2作相乘解调器，CAG+d为和信号幅度调整放大和加直流电压电路;ALF为音频低通;CAG为差信号幅度调整放大器;LA为限幅器;M为和信号输入端，S′为差 信号输入端;Vip为调相调幅信号。若此电路结构去掉LA，换成放大发射级，就可以直接发射此方案的调相调幅信号，但不能利用已有的末级调幅机。此图13中+VCp的电路结构原理如图14，电路实例如图15所示;图14中a、b、C、d、e、f部分分别为：变成方波、微分单稳态三角波变换电器、压控门限比较触发器、单稳态电路、和一次谐波取出电路。图15为图14实施电路的一种。也可用三级变容二极管调谐回路式调相电路，相关调相器的第二种电路结构为直接反正弦相关调相式，如图16所示。图中arCSin (VC)/(k1) 为反正弦调相电路部分，电路实例为图17所设计的电路;MU为相乘器;CAG1为和信号幅度调整放大器;CAG2为差信号幅度调整放大器;+d为加入直流。MU和运放组成模拟除法器。VC＝ (kS′)/(1+M) ，调相输出为φ(t) = sin－1(VC)/(K1) ，k1为输入的正弦信号幅度。第三种为大闭环反馈相关调相器，如图18虚框中所示。图中DE为衰减器;VCO为压控振荡器;ALF为音频低通滤波;LLF为低特通;此五个方框组成了模拟接收机解调器。CAG1为差信号幅度调整放大器;+VCp为压控移相器。此图18为用此调相器的发射机电路结构。LS为低频指示信号;+为相加电路;CAG2为和信号幅度调整放大器;AM为调幅发射;RG为射频放大，RO为振荡器;MT为矩阵。此电路经反馈控制，使模拟差信号解调器解调出的差信号等于要传送的S′（t）信号。

此方案的接收机电路结构如图19所示。此图方框中，RMG为接收、混频、中放部分;MU为相乘器，兼作相乘解调和相位比较;ALF1和ALF2为两音频低通滤波器;AD为幅度检波器;VCO为压控振荡器;CAG为幅度调整放大器;CLF为低频指示信号取出电路;MT为矩阵电路。此电路解调原理如上所推证，VCO恢复载波后与中频载 波直接相乘解调出差信号。

四、上下边带相关调相调幅A式方案。

此方案是本发明特征2应用于特征1的反正弦相关调相调幅A式方案所产生的一种方案。此方案发射信号比方案三增加了上下边带性。已调波表达式为：

Si＝A（1+mM）Sin（wOt±Sin-1(kmS′（±90°）)/(1+mM) ……（5）。k取0.4～0.68。

此方案的发射机电路结构如附图20所示。此发射机只比方案三的相关调相调幅A式发射机增加了一个音频频谱90°移相网络。此图方框中±90°ApM为音频频谱正或负90°移相网络;其它的原理和说明与图12相同。RpM仍选用图12～18所示的三种电路结构。

此方案的接收机电路结构如附图21所示。此接收机比方案三的相关调相调幅A式方案的接收机增加了本发明特征2设计的音频频谱反向90°移相网络，如图框中 90°ApM。其余部分的原理与结构与方案三中的图19相同。

五、相关调相调幅B式方案。

原理：为提高相关调相调幅发射信号的调幅度，而又不影响传送差信号的效果，则将用于相关调相的和信号的调幅度降低为k2，从而使发射信号调幅度得以提高。已调波信号表达式为：

Si＝A（1+mM）Sin（wOt+Sin-1(kmS′)/(1+k2mM) ）。k取0.6～0.8，k2为调相M信号的调幅度降低系数，k2取0.5～0.7。此方案以k2＝ 2/3 为例说明。此方案的接收机先将中频载波调幅度按规定比例降低为（1+k2mM），使载波调幅度与调相的和信号的调幅度相等，然后再用方案三的解调原理，直接相乘解调出差信号。

电路结构：此方案的发射机电路结构与方案三的相关调相调幅A式 发射机电路结构大致相同。不同之处是按要求比例降低了用于相关调相的M（t）的幅度，达到相对降低用于调相的M（t）信号的调幅度。此方案的大闭环相关调相调幅发射机电路结构如附图23所示。DE为衰减器;+VGC为正向压控增益放大器;AD1为幅度检波滤波器;AS为交流降低 1/3 网络，具体电路如图22所示;AD2为降低调幅度后的幅度检波滤波器;这几部分加上运放组成了模仿接收机的降低调幅度电路。MU为相乘器;+VCO为正向压控振荡器;ALF为音频低通滤波器;LLF为特低通滤波器;这四部分组成了差信号解调电路。ALF输出的信号与CAG1输出的差信号经比较放大，输出控制电压，控制+VCp调相，完成：

φ（t）＝Sin-1(KmS′)/(1+k2mM) 调相功能，其它部分的说明与方案三相同。

此方案的接收机电路结构如图24所示。此图24比图19增加了降低调幅度电路部分，此部分由+VGC、AD2、AS和运放组成，+VGC为正向压控增益放大器;AD2为幅度检波滤波器;AS为交流降低 1/3 网络，经过增益反馈控制，使VGC输出的信号调幅度降低 1/3 。后面的差信号解调与图19的原理和结构相同。

六、上下边带相关调相调幅B式方案

此方案是本发明特征2应用于本发明的相关调相调幅B式方案产生的一种性能更完善的方案。此方案的发射信号比方案五增加了上下边带特性，已调波信号表达式为：

Si = A(1 + mM)Sin(w0t ±Sin－1(kms′(±90°))/(1 + k2mM) )……（7）。k和k2与方案五相同。

此方案的发射机电路结构如图25。该发射机电路只比方案五所说明的发射机增加了音频频谱±90°移相网络，对应于图25中的±90°ApM，此±90°ApM应用本发明特征2设计和说的音频频 频谱90°移相网络。图25中RpMB为图23中虚框内部分。其余部分与方案五的发射机电路结构和说明相同。

此方案的接收机电路结构如图26所示，该接收机只比方案五的接收机增加了音频频谱±90°移相网络，对应于图中±90°ApM，此音频频谱±90°移相网络选用本发明特征2设计和说明的±90°移相网络。该图26中MSO2为图24虚框内部分，MSO2为调相调幅B式方案的解调部分，其余部分与方案五说明的接收机相同。

七、反正弦调相调幅方案

此方案是应用本发明特征1的ψ（t）＝Sin-1kmS非线性调相方式传递差信号的方法，设计的一种方案，此方案的特点是ψ（t）中无变化着的瞬时直流分量，分离度稳定。

原理：差信号对载波进行正弦调相传送，和信号对载波进行调幅传送。接收端用反馈增益控制将载波调幅度降为零，然后再与恢复的载波相乘，解调出与中频强度成正比的差信号。因此分离度也不随场强变化，已调波表达式为：Si＝A（1+mM）Sin（wOt±Sin-1kmS′……（8）。k取0.6～0.85。

电路结构：此方案的发射机电路如附图27所示。此图27方框中，RO为射频振荡器;MT为矩阵;arCSin (VC)/(k1) 为反正弦调相器，其实施电路结构如附图28所示，也可采用附图17所示的直接arCSin调相电路;RG为射频放大级;AM为调幅发射级;CAG1为差信号幅度调整放大器;+为相加器，LS为低频指示信号;CAG2为和信号幅度调整放大器。VC为S（t）与5%左右的低频指示信号之和，k1为加入反正弦调相器的正弦射频信号峰值幅度。VC的最大峰值应小于k1。调整CAG1，使调相度达最佳值。

此方案的接收机电路结构如附图29所示，图29方框中RMG为接收、混频、中放部分;AD1为幅度检波器1;ALF1为音频低通滤 波器，由此滤出和信号;AD2为幅度检波滤波电路;÷G为分压衰减;ADM为加入少量从ALF1送来的音频反调制信号;LLF为低特通，取出代表载波强度的直流电压;运放作比较放大器;由运放、VGC、AD2、÷G和ADM构成反馈控制环路，将VGC输出的载波信号幅度控制为恒量G·A。AGC输出的等幅调相信号再同时加到Lp和MU，Lp为锁相环路，由VCO、相位比较器和滤波网络组成;MU为相乘解调器;ALF2为音频低通滤波器;CLF为低频指示信号选出电路，此信号也可从Lp选出;CAG为解出的M（t）信号的幅度调整放大器;相乘解调差信号原理推导证明如下：VGC输出的等幅调相中频信号为：SiC＝A·Sin（wOt-Sin-1kmS′）;恢复的中频等幅载波信号为：SO＝-A2COSwOt，SiC与SO送MU相乘输出为：SiC·SO＝ASin（wOt-Sin-1kmS′）·（-A2COSwOt）＝- 1/2 AA2COS（Sin-1kmS′）·Sin2wOt+ 1/2 AA2kmS′COS2wOt+ 1/2 AA2kmS′。此式中第一项和第二项为二倍中频载波，可用音频低通滤波器ALF2将此两项完全滤掉，第三项为音频差信号，可顺利通过ALF2输出差信号S′（t），第三项中A2km为常数，A为载波强度常数，因此解调出的信号与载波强度成正比。解调出的和信号M（t）送CAG，通过放大和增益调整，使CAG输出的和信号幅度与差信号幅度配平，M与S送矩阵电路变换出R和L信号，且R和L分离度稳定而不随场强变化。

八、上下边带反正弦调相调幅方案

此方案是本发明特征2与特征1的反正弦调相调幅方案相结合，产生的一种性能更好的方案。此方案比方案七增加了发射信号频谱具有上下边带特性的优点。已调波信号表达式为：

Si＝A（1+mM）Sin（wOt±Sin-1kmS′（±90°））……（9）。k为压缩系数，取0.60～0.85。

此方案的发射机电路结构如附图30。该发射机比反正弦调相调幅式发射机增加了±90°音频频触移相网络，对应为图30中±90°ApM。此±90°ApM为本发明特征2设计的音频频谱90°移相器对中的前一级网络。其余部分与方案七的反正弦调相调幅发射机电路结构和说明相同。

此方案的接收机电路结构如图31所示。该接收机比方案七的接收机增加了 90音频频谱移相网络，对应为图31中 90°ApM。此90°ApM为本发明设计的音频频谱90°移相器对中的后一级网络。图31中MSO3为图29中虚框内部分，此为第三种调相方式的M与S解调器，其余部分与图29的结构和说明相同。

九、反正切调相调幅方案

此方案是应用本发明特征1中的ψ（t）＝arCtgkmS调相方式传送差信号的方法，设计的一种方案。此方案的特点是ψ（t）中无变化着的直流分量，分离度稳定而不受场强影响。已调波表达式为：

Si＝A·（1+mM）Sin（wOt±tg-1kmS′）……（10）式中k值在1～1.5间选定，k也可小于1。

调制解调原理：发射端先用差信号对载波进行tg-1kmS′调相，再用和信号对载波进行调幅发射。接收端用幅度检波器检出和信号;同时将中频载波信号送VGC，进行幅度控制处理。可以证明，接收机中放输出此方案的中频载波信号为：SiZ＝A（1+mM）Sin（wOt tg-1kmS′）＝+A（1+mM）COS（tg-1kmS′）SinwOt A（1+mM）Sin（tg-1kmS′）·COSwOt，若将SiZ幅度除以（1+mM）COS（tg-1kmS′），经运算，上式变为：Sic＝A·SinwOt AkmS′COSwOt……（11）

若用恢复的载波SO＝ A2COSwOt与SiC相乘得：

SO·SiC＝ A2COSwOt（ASinwOt AkmS′COSwOt）

经运算＝-0.5AA2·Sin2wOt+0.5AA2kmS′+0.5AA2kmS′·COS2wOt，此式中第1项和第3项为2倍中频载波，用音频低通滤波器可将这两项滤掉，第2项为音频信号，可以顺利通过音频低通滤波器，输出0.5AA2kmS′差信号，此解调出的差信号与载波强度A成正比关系，所以分离度不随场强变化。

电路结构：此方案的发射机电路结构如图32所示，图中RO为射频振荡器;90°pM为90°移相电路;MU为用相乘器作平衡调幅器;MT为矩阵电路，将R与L变为M与S;CAG1为S（t）信号的幅度调整放大器;+为相加电路;LS为低频指示信号;LA为限幅电路，要求相位保真度要高;RG为射频电压放大级;AM为末级调幅发射级;CAG2为和信号的幅度调整放大器，调制后发出如式（10）所述的载波信号。

此方案的接收机电路结构如图33所示。图中RMG为接收、混频中放部分;VGC为压控增益放大器;MU1为相乘器1，作同相同步解调器;MU2为相乘器2，作正交同步解调器;ALF1与ALF2为两个音频低通滤波器;÷G为分压衰减电路;AD为幅度检波器;LLF为特低通滤波器，取出幅度检波输出信号的直流电压A;由VGC、MU1、ALF2、÷G和运放构成负反馈幅度控制环路，将SiZ中频载波的同相载波幅度控制为恒定值C·A，这相于将中频载波的同相和正交两项都除以 1/(G) （1+mM）·COS（tg-1kmS′），使VGC输出的载波ViC改变为上述（11）式的形式。此信号送MU2与锁相环Lp送来的等幅中频载波SO相乘，输出信号经ALF音频低通滤波器，输出差信号。Lp为恢复载波的锁相环，内部由VCO、相位检波器、低通滤波器组成，为提高性能，VCO可用压控晶体振荡器或带8分频器直接输出相差90°的两种中频载波;CLF为低频指示信号取出电路; CAG为和信号幅度调整放大器，使M与S幅度配平，MT为矩阵电路，由矩阵变换出R和L信号。

十、上下边带反正切调相调幅式方案

此方案是本发明特征2与特征1的反正切调相调幅方案相结合，产生的一种性能比方案九更完善的方案。此方案特点是比方案九增加了发射信号具有上下边带特性的优点。已调波表达式为：

Si＝A（1+mM）Sin（wOt±tg-1kmS′（±90°））……（12），k为1～1.5，视试用后确定，k也可小于1。

原理：在方案九的基础上，发射端和接收端分别加了本发明设计的90°移相网络对中的前一级和后一级网络，发射端将差信号移正或负90°，接收端将解出的差信号反向移相负或正90°，还原出S信号。从而使发射信号具有上下边带特性。

电路结构：此方案的发射机电路结构如附图34所示，此发射机比方案九的反正切调相调幅发射机增加了音频频谱90°移相网络，对应为图34中的±90°ApM。图中其余部分与图32的结构和说明相同。

此方案的接收机电路结构如附图35所示，此接收机比方案九的arCtg调相调幅接收机增加了音频频谱反向90°移相网络，对应为图中的 90°ApM。图35中，MSO4为图33虚框中的电路结构，MSO4为第四种调相调幅方式的差信号解调器。其余部分的电路结构和说明与图33相同。

本发明的十种方案与现有技术相比所具有的优特点：

本发明所述的十种中波调幅立体声广播方案，与国外的MOtOrOLa制，kahn制、HarriS制相比，都有不同程度的优越性。下面从六个方面：1、兼容性，2、上下边带特性;3、简单实用性;4、分离度受场强影响性;5、分离度稳定性，6、频谱收敛程度。来分别综述这十种方案。

一、上下边带正交调幅方案。此方案的优点是：属线性系统，频谱收敛性最好，无边带外辐射，具有上下边带特性;分离度不受场强影响。与国外制式相比具有HarriS制的所有优点，而比HarriS制增加了上下边带特性，兼容性也比HarriS制有所改善。所以此方案为性能较好，接收机较简单的一种方案。

二、上下边带兼容正交方案，此方案的优点是：具有上下边带特性，兼容性，分离度不受场强影响，接收机简单程度一般，但比kahn制简单，与国外技术相比，具有MOtOrOLa制的所有优点，而比MOtOrOLa制增加了上下边带特性，比kahn制的上下边带特性明显，并克服了kahn制兼容信号频谱有相位结构失真的缺点。此方案为性能好接收机不太复杂的一种方案。

三、相关调相调幅A式方案。此方案的优点是：具有兼容性;频谱特性较好;分离度不受场强影响;接收机最简单，可以直接相乘解调出差信号。与国外技术相比，接收机解调器比国外制式都大为简单，克服了kahn制分离度受场强影响的缺点，因可以直接相乘解调出差信号，所以解调器附加的噪声为最小。所以此方案为性能较好，接收机最简单的一种方案。

四、上下边带相关调相调幅A式方案。此方案的优点是：具有兼容性;上下边带特性;接收机比较简单;分离度不受场强影响;频谱特性较好，与现有技术相比，比国外的MOtOrOLa制增加了上下边带特性，克服了kahn制分离度受场强影响的缺点，频谱特性比MOtOrOLa制好，更比kahn制好。接收机比MOtOrOLa制简单，更比kahn制简单。所以此方案也为性能好，接收机比较简单的一种方案。

五、相关调相调幅B式方案。此方案的优点是：具有兼容性;频谱特性好，接收机简单;分离度不受场强影响。与现有技术相比，克服了kahn制分离度受场强影响的缺点，接收机比MOtOrOLa制简单，更 比kahn制简单，由于降低了相关调相和信号的调幅度，使差信号的k系数与载波调幅度都可增大，这是此方案比相关调相调幅A式方案的优越性所在，但比A式方案增加了校正电路。所以此方案为一种性能好，接收机比较简单的一种方案。

六、上下边带相关调相调幅B式方案，此方案的优点是：具有兼容性;上下边带特性;接收机比较简单;分离度不受场强影响;频谱特性好，与现有技术相比，比国外MOtOrOLa制增加了上下边带特性，接收机与MOrOLa制的简单程度相同，但比kahn制的简单。与本发明的方案A相比，具有最大调幅度和k压缩系数都可增大的特点。所以此方案也为性能好，接收机简单程度一般的一种方案。

七、反正弦调相调幅方案。此方案的优点是：具有兼容性;频谱特性较好;分离度不受场强影响;分离度稳定;接收机简单。与现有技术相比接收机比MOtOrOLa制简单。此方案的最大特点是ψ（t）中无直流分量。克服了MOtOrOLa制ψ（t）中有变化着的直流分量的缺点，因此分离度比MOtOrOLa制稳定，频谱特性比MOtOrOLa制稍好。所以此方案也为一种性能较好。接收机比较简单的方案。

八、上下边带反正弦调相调幅式方案。此方案的优点是：具有兼容性;上下边带特性;分离度不受场强影响;分离度稳定;接收机较简单;频谱特性较好。与现有技术相比，比MOtOrOLa制增加了上下边带特性，克服了MOtOrOLa制ψ（t）中有变化着的直流分量的缺点，分离度比MOtOrOLa制稳定。克服了kahn制分离度受场强影响的缺点及kahn制兼容信号有相位结构失真的缺点，所以此方案也为一种性能好，接收机简单程度一般的方案。

九、反正切调相调幅式方案。此方案的优点是：具有兼容性，频谱特性好，分离度不受场强影响;分离度稳定;接收机较简单;另一特点是，差信号压缩系数k可大于1，与现有技术相比，接收机比MOtOrOLa制简单。此方案最大的特点是ψ（t）中无变化着的直流分量。因此克服了MOtOrOLa制ψ（t）中有变化着的直流分量的缺点，使分离度比MOtOrOLa制稳定。频谱特性比MOtOrOLa制稍好，所以此方案也为一种性能较好，接收机较简单，可借用MOtOrOLa制解调器进行改装的一种方案。

十、上下边带反正切相调幅方案。

此方案的优点是：具有兼容性;频谱具有上下边带特性;频谱特性好，分离度稳定;分离度不受场强影响;接收机简单程度一般。与现有技术相比，接收机比MOtOrOLa制稍复杂，但比kahn制简单。此方案的特点也是k可大于1和ψ（t）中无变化着的直流分量，因此克服了MOtOrOLa制ψ（t）中有变化着的直流分量的缺点，使分离度比MOtOrOLa制稳定，而又比MOtOrOLa制增加了上下边带特性，克服了kahn制分离度受场强影响的缺点。所以此方案为一种性能好，接收机又不太复杂，且电路易集成化的方案。

根据以上综合对比分析，性能最好的是第六种和第八种方案;接收机最简单的是第三种方案;其余几种是兼顾电性能和接收机简单程度两个方面性能的方案。根据不同的目的和要求，可选择试用满足要求的最佳方案。