相位校正装置及方法、测距装置、相位变动检测装置 |
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| 申请号 | CN202010816823.7 | 申请日 | 2020-08-14 | 公开(公告)号 | CN113364456B | 公开(公告)日 | 2024-04-26 |
| 申请人 | 株式会社东芝; 东芝电子元件及存储装置株式会社; | 发明人 | 西川正树; 大高章二; | ||||
| 摘要 | 实施方式提供能够对本地 振荡器 中的 相位 变动进行检测的相位校正装置、测距装置、相位变动检测装置以及相位校正方法。实施方式的相位校正装置具备：本地振荡器，具有基于参考时钟而生成本地振荡 信号 的PLL，对检测所输入的信号的相位的装置给予所述本地振荡信号；第一相位检测器，包含于所述PLL，检测并输出所述本地振荡信号的相位；基准相位器，基于所述参考时钟，生成并输出与所述本地振荡器的初始设定时的所述本地振荡信号的基准相位对应的准基准相位；第二相位检测器，基于由所述第一相位检测器检测到的相位和所述准基准相位，检测所述本地振荡器的相位的变动量；以及校正 电路 ，使用第二相位检测器的检测结果对所述输入的信号的相位进行校正。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种相位校正装置，其中，具备：本地振荡器，具有基于参考时钟而生成本地振荡信号的锁相环PLL，对检测所输入的信号的相位的装置给予所述本地振荡信号；第一相位检测器，包含于所述锁相环PLL，检测并输出所述本地振荡信号的相位；基准相位器，基于所述参考时钟，生成并输出与所述本地振荡器的初始设定时的所述本地振荡信号的基准相位对应的准基准相位；第二相位检测器，基于由所述第一相位检测器检测到的相位和所述准基准相位，检测所述本地振荡器的相位的变动量；以及校正电路，使用所述第二相位检测器的检测结果对所述输入的信号的相位进行校正。 |
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| 说明书全文 | 相位校正装置及方法、测距装置、相位变动检测装置[0001] 相关申请的引用： 技术领域[0003] 本发明的实施方式涉及相位校正装置、测距装置、相位变动检测装置以及相位校正方法。 背景技术[0004] 近年，使得车的上锁/开锁更容易的无钥匙进入系统被用于大量汽车。根据该技术，汽车的用户能够利用汽车的钥匙和汽车间的通信对门进行上锁/开锁。进而，近年，用户能够不触摸钥匙就对门进行上锁/开锁或使引擎发动的智能钥匙系统也广泛普及。 [0005] 但是，进行所谓中继攻击(relay attack)的攻击者侵入至钥匙和汽车间的通信而盗取车或者车内物品的事件多发。因此，作为上述的攻击(所谓中继攻击)的防御策略，研究 了对钥匙和汽车间的距离进行测量、在判断为距离为规定的距离以上时禁止基于通信的车 的控制的策略。 [0006] 对于测距方式，有时间检测方式、频率差检测方式、相位检测方式等，但从安装的简易性来看，关注采用了通过各装置间的通信而求取各装置间的距离的通信型相位检测方 式的测距系统。但是，由于各装置间的基准信号独立动作，因此初始相位相互不同，所以一 般来说在通信型相位检测方式中测距精度较大地劣化。因此，提出了通过将在一方的装置 中检测到的相位信息传递给另一方的装置从而能够进行测距的技术。根据该提案，使用由 成对的两个测距装置的接收部检测到的信号的相位信息实施规定的运算，从而能够算出精 度高的距离。 [0008] 另一方面，测距装置也被搭载于钥匙侧，所以要求延长钥匙的电池的寿命，寻求测距装置的低功耗化。测距装置的功耗的大半被无线部消耗，因此迫切希望无线部的低功耗 化。无线部的功耗较强地依赖于无线部的架构。在发送部中使用电压控制振荡器(VCO)直接 调制方式(以下，也称为VCO直接调制方式)并在接收部中使用超外差(SH)方式(以下，也称 为SH方式)或Low‑IF接收方式的结构作为低功耗的结构而被广泛知晓。因此，希望通过在发 送部中使用VCO直接调制方式并在接收部中使用SH方式的结构来实现测距装置。 [0009] 但是，在发送部中使用VCO直接调制方式并在接收部中使用SH方式进行测距的情况下，在测距装置内的本地振荡器中，初始相位变动。因此，在发送部中使用VCO直接调制方式并在接收部中使用SH方式的测距装置中，不能进行准确的测距。 [0010] 另外，本地振荡器中的初始相位的变动不限于测距装置，有时会对使用本地振荡器检测所输入的信号的相位的各种装置带来不良影响。 发明内容[0011] 实施方式提供能够对本地振荡器中的相位变动进行检测的相位校正装置、测距装置、相位变动检测装置以及相位校正方法。 [0012] 实施方式的相位校正装置具备：本地振荡器，具有基于参考时钟而生成本地振荡信号的PLL，对检测所输入的信号的相位的装置给予所述本地振荡信号；第一相位检测器， 包含于所述PLL，检测并输出所述本地振荡信号的相位；基准相位器，基于所述参考时钟，生成并输出与所述本地振荡器的初始设定时的所述本地振荡信号的基准相位对应的准基准 相位；第二相位检测器，基于由所述第一相位检测器检测到的相位和所述准基准相位，检测 所述本地振荡器的相位的变动量；以及校正电路，使用所述第二相位检测器的检测结果对 所述输入的信号的相位进行校正。 附图说明 [0013] 图1是表示实施方式所涉及的由包括相位变动检测装置以及相位校正装置的测距装置构成的测距系统的框图。 [0014] 图2是通过通信型相位检测方式在两个装置间进行测距的关联技术中的测距系统的无线电路的结构图。 [0015] 图3是表示采用了在发送部中使用VCO直接调制方式并在接收部中使用外差方式的测距装置的情况下的“8交替”测距顺序的说明图。 [0016] 图4是表示对横轴取时间、对纵轴取相位θ的、“8交替”测距顺序中的信号S2、S5的相位的变化的图表。 [0017] 图5是表示图3的时刻t1和时刻t2之间的装置1A和装置2A的设定的说明图。 [0018] 图6是用于说明图2的装置中的动作的图。 [0019] 图7是对与图4同样的图表附加了说明3种相位差的信息的箭头的图表。 [0020] 图8是对与图4同样的图表附加了说明3种相位差的信息的箭头的图表。 [0021] 图9是表示实施方式所涉及的包括相位变动检测装置以及相位校正装置的测距装置的框图。 [0022] 图10是表示mpl2的更具体结构的电路图。 [0023] 图11是与图7同样的记载方法的图表。 [0024] 图12是与图11同样的图表。 [0025] 图13是用于说明mpl20的相位 与从基准相位器mpl00的输出得到的准基准相位之间的差分的说明图。 [0026] 图14是对图13的相位差的波形、以1点划线追加表示应用了式(58)的相位差的波形而成的说明图。 [0027] 图15是与图13同样的说明图。 [0028] 图16是用于说明相位计算器phscalc2的动作的说明图。 [0029] 图17是表示频率乘法器mpl2的变形例的电路图。 [0030] 图18A是表示图17所示的电路的变形例的电路图。 [0031] 图18B是用于说明比较器CO1的作用的说明图。 [0032] 图19是表示图18A中的整数部计数器ICNT1、ICNT2的具体结构的一例的电路图。 [0033] 图20是表示生成F2的电路的一例的电路图。 [0034] 图21是表示变形例的框图。 [0035] 图22是表示变形例的框图。 具体实施方式[0036] 以下，参考附图，针对本发明的实施方式详细地进行说明。 [0037] (实施方式) [0038] 图1是表示实施方式所涉及的由包括相位变动检测装置以及相位校正装置的测距装置构成的测距系统的框图。在图1的装置1、2间进行单波信号的收发，从而能够进行求取 装置1和装置2之间的距离的测距。另外，单波信号是无调制载波等单一频率的信号。 [0040] 图2是通过通信型相位检测方式在两个装置间进行测距的关联技术中的测距系统的无线电路的结构图。在图1以及图2中对同一结构要素赋予同一标号，针对同一结构设为 省略重复的说明。 [0041] 首先，参考图2，说明在发送部中使用电压控制振荡器(VCO)直接调制方式并在接收部中使用超外差(SH)方式的结构的测距装置中，即使使用由成对的两个测距装置的接收 部检测到的信号的相位信息，也不能进行准确的测距的理由。此外，图3至图6是用于说明图 2的装置中的动作的图。 [0042] 测距系统100A包括装置1A和装置2A。装置1A和装置2A的至少一方能够自由移动。在测距系统100A中，基于载波相位检测，计算装置1A和装置2A间的距离。考虑装置1A和装置 2A的一方基于由装置1A以及装置2A取得的相位信息而算出距离的情况。 [0043] 装置1A发送第一测距信号(单波信号)，装置2A发送第二测距信号(单波信号)。第一以及第二测距信号分别经由装置1A和装置2A间的传播路径PDLY，到达装置2A以及装置 1A。装置1A以及装置2A具有在发送部中使用低功耗的VCO直接调制方式并在接收部中使用 低功耗的SH方式的无线电路。 [0044] 在图2中表示装置1A以及装置2A的简化后的无线部的结构。装置1A具有装置固有的振荡器(OSC1)、频率乘法器(mpl1A)、RF频率变换器(RFMIX1)、频率分频器(div1)、中间 (IF)频率变换器(IFMIX1)。装置2A也具有与装置1A同样的无线架构，具有装置固有的振荡 器(OSC2)、频率乘法器(mpl2A)、RF频率变换器(RFMIX2)、频率分频器(div2)、中间(IF)频率变换器(IFMIX2)。另外，在装置1A、2A中，mpl1A、mpl2A的输出也被用作本地信号(LO信号)。 即，mpl1A、mpl2A分别构成本地振荡器。 [0045] 以下，为了使问题明确，设为装置1A和装置2A首先最初设定发送频率。即，在初始设定中，例如，装置1A、2A的发送频率分别设为使OSC1、OSC2的振荡频率成为规定倍数kL倍 后而得的频率。 [0046] 将OSC1的振荡信号的初始相位设为θx1，能够以下述(1)式来表示装置1A的OSC1的输出信号(振荡信号)S1(＝lox1)。 [0047] lox1＝sin(2πfx1t+θx1) (1) [0048] mpl1A使OSC1的振荡频率成为kL倍。mpl1A的输出信号S2的相位 被表示为以下式。 [0049] [0050] 在此，θLx1为mpl1A的输出信号S2的初始相位。mpl1A的输出一般来说通过锁相环(PLL)技术和电压控制振荡器(VCO)技术而生成。另外，在PLL的相位同步部中使用小数(フ ラクショナル)PLL的mpl1A中，θLx1＝kLθx1一般来说不成立。因此，在上述(2)式中，将mpl1A的输出S2的初始相位定义为θLx1。 [0051] 针对装置2A也进行同样的发送频率设定。将OSC2的振荡信号的初始相位设为θx2，能够以下述(3)式来表示装置2A的OSC2的输出信号S4(＝lox2)。 [0052] lox2＝sin(2πfx2t+θx2) (3) [0053] 在mpl2A中，也是OSC2的振荡频率成为kL倍。mpl2A的输出信号S5的相位 被表示为以下式。 [0054] [0055] 在此，θLx2为mpl2A的输出的初始相位。针对mpl2A的输出，也与mpl1A的输出同样，θLx2＝kLθx2一般来说不成立。因此，在上述(4)式中，将mpl2A的输出的初始相位定义为θLx2。 [0056] 在日本专利公开公报2018‑155724号(以下，称为专利文献)中公开了如下情况：在不同时实施收发的TDD(时分双工(Time Division Duplex))的系统的情况下，在装置1A和 装置2A间进行单波信号的交换，从而能够进行正确的测距。另外，专利文献的装置中，无线 部的结构与图2不同。在专利文献中，示出了在装置1A、2A间，分别使用2波的单波信号，采用总共反复进行各4次的发送和接收的“8交替”的测距顺序，从而能够准确地测距。在装置1A、 2A中，通过对mpl1A、mpl2A的设定进行变更，从而能够进行在这样变更频率的同时的发送以 及接收。 [0057] 图3表示采用了在发送部中使用VCO直接调制方式并在接收部中使用外差方式的测距装置的情况下的“8交替”测距顺序的例子。针对图3的测距顺序，若关注于发送信号来 说明交替的顺序则如以下那样。装置1A在时刻t＝t1、t＝t3，发送频率kLfx1的信号，在时刻D+t1、D+t3，发送频率kHfx1的信号。另一方面，装置2A从时刻t2起，对频率kLfx2的信号发送2次，从时刻D+t2起，将频率kHfx2的信号发送2次。 [0058] 装置1A、装置2A在初始设定中，将发送信号的频率分别设定为kLfx1、频率kLfx2(以下，将它们也称为低频率)之后，进行发送。在仅考虑了装置1A、2A的发送的情况下，首先，频率kLfx1的单波信号从装置1A向装置2A发送，装置2A接收来自装置1A的频率kLfx1的单波信 号。在图3中，示出了在装置1A将频率kLfx1的单波信号发送至装置2A的设定中需要规定的时 间之后，在时刻t1进行发送。 [0059] 接着在装置2A中将频率kLfx2的单波信号发送至装置1A的设定中需要规定的时间之后，在时刻t2进行了2次该单波信号的发送。进而，再次，频率kLfx1的单波信号从装置1A被发送到装置2A，装置2A接收来自装置1A的频率kLfx1的单波信号。装置1为了该发送而需要规 定的时间，在时刻t3进行发送。这些信号的交换在时刻t4结束。 [0060] 图4是在横轴取时间、在纵轴取相位θ的、表示“8交替”测距顺序中的信号S2、S5的相位的变化的图表。另外，图4中的括号所示的数字对应于说明书中的式的序号。此外，在图4的纵轴所示的初始相位中，下标中包含的L表示单波信号为低频率，x1表示是信号S2的初 始相位，x2表示是信号S5的初始相位，m表示使频率成为(kL+m)倍的情况，图4的相位θ的下 标括号内的数字对应于从没有括号的初始设定的频率起的频率变化的顺序。另外，在说明 书中，使用以下同样的下标，表示信号S2、S5的初始相位的记号中的下标的H表示单波信号 为高频率。 [0061] 图4的虚线直线(2)表示在仅考虑了上述发送的情况下装置1A的mpl1A的输出信号S2的相位 虚线直线(4)表示装置2A的mpl2A的输出信号S5的相位 就相位 而言， 将初始相位设为θLx1，具备具有2πKLfx1的斜率的直线状的特性。此外，就相位 而言，将初始相位设为θLx2，具备具有2πKLfx2的斜率的直线状的特性。 [0062] 但是，在使用VCO直接调制方式以及外差方式的图2的测距装置中，在发送时和接收时，需要对mpl1A、mpl2A的发送信号的频率进行变更。 [0063] 图5是表示图3的时刻t1和时刻t2之间的装置1A和装置2A的设定的说明图。另外，在该期间中，不进行装置1A的接收动作，因此将动作中不需要的部分以点划线来表示。 [0064] 在外差方式中，将接收信号变换为IF频率。在图5的例中，装置2A的RFMIX2需要将接收信号变换为约‑mfx2的IF频率。由于该理由，在接收来自装置1A的频率kLfx1的单波信号的装置2A中，将给予RFMIX2的来自mpl2A的本地信号(LO信号)S5的频率不是设为kLfx2，而是 设为(kL+m)fx2。被变换为IF频率的接收信号通过IF频率变换器(IFMIX2)被频率变换，得到 基带的输出信号S9。div2将OSC2的输出信号S4分频为具有成为‑m倍的频率的信号S6，其被 用作IFMIX2用的LO信号。信号S6的相位 以下述(5)式来表示。 [0065] [0066] 在此，θBx2为来自div2的IFMIX2用LO信号的初始相位，频率‑mfx2为IF频率。 [0067] 为了在装置2A中接收来自装置1A的信号，将mpl2A的输出信号S5的相位 设定为对上述(4)式进行变形后的下述(6)式所示所示的相位。 [0068] [0069] 在此，θLmx2(1)为时刻t1和时刻t2间的mpl2A的输出信号S5的初始相位。另外，在装置1A中，不需要对mpl1A的频率进行变更，因此mpl1A的输出信号S2的相位 仍为(2)式。 [0070] 图6是表示图3的时刻t2和时刻t3之间的装置1A和装置2A的设定的说明图。另外，在该期间中，不进行装置2A的接收动作，因此将动作中不需要的部分以点划线来表示。 [0071] 在采用外差方式的装置1A中，在图6的例中，RFMIX1也需要将接收信号变换为约‑mfx1的IF频率。由于该理由，在接收来自装置2A的频率kLfx2的单波信号的装置1A中，将给予RFMIX1的来自mpl1A的本地信号(LO信号)S2的频率不是设为kLfx1，而是设为(kL+m)fx1。被变换为IF频率的接收信号通过IF频率变换器(IFMIX1)被频率变换，得到输出信号S12。div1将 OSC1的输出信号S1分频为具有‑m倍的频率的信号S3，其被用作IFMIX1用的LO信号。信号S3 的相位 以下述(7)式来表示。 [0072] [0073] 在此，θBx1是来自div1的IFMIX1用LO信号的初始相位，频率‑mfx1为IF频率。 [0074] 为了在装置1A中接收来自装置2A的信号，将mpl1A的输出信号S2的相位 设定为对上述(2)式进行变形后的下述(8)式所示的相位。 [0075] [0076] 在此，θLmx1(1)为时刻t2和时刻t3间的mpl1A的输出信号S2的初始相位。 [0077] 另一方面，装置2A在该期间中，将发送频率的设定从(kL+m)fx2返回至kLfx2。此时，mpl2A的输出信号S5的相位 以下述(9)式来表示。另外，θLx2(2)为在该情况下的信号S5的初始相位。 [0078] [0079] 在作为下一顺序的时刻t3和时刻t4之间，装置1A和装置2A的设定成为与图5相同。为了装置2A接收来自装置1A的频率kLfx1的单波信号，给予RFMIX2的LO信号(信号S5)的频率 从kLfx2被变更为(kL+m)fx2。另外，在该情况下，给予IFMIX2的IFMIX2用LO信号(信号S6)的相位 与上述(5)式相同。 [0080] 装置2A的mpl2A的输出信号S5的相位 由对上述(9)式进行变形后的下述(10)式来给定。 [0081] [0082] 在此，θLmx2(2)为时刻t3和时刻t4间的mpl2A的输出信号S5的初始相位。 [0083] 另一方面，装置1A将发送频率从(kL+m)fx1返回至kLfx1。此时，mpl1A的输出信号S2的相位 被设定为下述(11)式所示。 [0084] [0085] 在此，θLx1(2)为时刻t3和时刻t4之间的mpl1A的输出信号S2的初始相位。 [0086] 这样，在时刻t1和时刻t4之间，mpl1A的信号S2的相位 如图4的粗线特性C1所示那样发生变化，mpl2A的信号S5的相位 如图4的粗线特性C2所示那样发生变化。 [0087] 在图3的时刻D+t1至时刻D+t4中，频率为kHfx1的单波信号从装置1A发送，频率为kHfx2的单波信号从装置2A输出。以下，将这些频率设为高频率。在该情况下的顺序在图5以 及图6中，仅为将kL变更为kH的差异，因此省略说明。 [0088] 接着，参考图5，考虑mpl1A、mpl2A的相位的同时，求取在时刻t1和时刻t2之间在装置2A中检测的基带信号S9的相位 通过传播路径PDLY后的信号S7的相位 以下述(12)式来表示。 [0089] [0090] 在此，τR为传播路径长度R的延迟时间。信号S7使用信号S5(LO信号)被频率变换。根据(12)式和(6)式，RFMIX2的输出信号S8的相位 以下述(13)式来表示。 [0091] [0092] 另外，(13)式示出了仅提取了期望的信号的相位结果。该信号使用信号S6被频率变换。从而，根据式(13)和式(5)，在装置2A中检测的信号S9的相位 以下述 (14)式来表示。 [0093] [0094] 另外，(14)式示出了期望的正交解调后的结果。 [0095] 同样，参考图5，求取在时刻t3和时刻t4之间在装置2A中检测的信号S9的相位。根据式(11)，通过传播路径PDLY后的信号S7的相位以以下式来表示。 [0096] [0097] 信号S7通过信号S5(LO信号)被频率变换。根据式(15)和式(10)，RFMIX2的输出信号S8的相位 以下述(16)式来表示。 [0098] [0099] 另外，(16)式示出了仅提取了期望的信号的相位结果。该信号使用信号S6被频率变换。根据式(16)和式(5)，在装置2A中检测的信号S9的相位 成为以下式。 [0100] [0101] 另外，(17)式记载了期望的正交解调后的结果。 [0102] 接着，参考图6，求取在时刻t2和时刻t3之间在装置1A中检测的信号S12的相位。根据上述(9)式，通过传播路径PDLY后的信号S10的相位 以下述(18)式来给定。 [0103] [0104] 信号S10在RFMIX1中，使用信号S2(LO信号)被频率变换。根据(18)式以及(8)式，RFMIX1的输出信号S11的相位 以下述(19)式来表示。 [0105] [0106] 另外，(19)式示出了仅提取了期望的信号的相位结果。该信号S11使用信号S3被频率变换。其结果，在装置2A中检测的信号S9的相位 根据(19)式以及(7)式而 以下述(20)式来表示。 [0107] [0108] 另外，(20)式记载了期望的正交解调后的结果。 [0109] 在专利文献中，示出了通过由测距顺序得到的接收信号的相位的相加，能够求取距离。在图3的例中，若将在时刻t1至时刻t4中的低频率的单波信号的收发中得到的接收信 号的四个相位分别设为 四个相位的相加结果 以下述(21)式来表示。 [0110] [0111] 将时刻t2和时刻t1的间隔与时刻t4和时刻t3的间隔t0设为以下式， [0112] t0＝t2‑t1＝t4‑t3(22) [0113] 若将从装置1A发送第1次测距信号的时刻起至从装置2A发送第2次测距信号的时刻为止的时间间隔设为T，则(21)式的4相位相加结果如下述(23)式所示。 [0114] [0115] 对上述(23)式，代入上述(14)式、(17)式以及(20)式，得到下述(24)以及(25)式。 [0116] [0117] θLSUM＝(θLx1‑θLmx2(1))+2×(θLx2(2)‑θLmx1(1))+(θLx1(2)‑θLmx2(2)) (25)[0118] 若根据上述(24)式求取延迟τR，则与装置间距离相应的延迟τR通过下述(26)式来表示。 [0119] [0120] 上述(26)式的第三项为4相位的相加结果，通过计测而求取。但是，这以外的项目的检测困难。因此，在低频率的单波信号的4交替中不能进行正确的测距。 [0121] 在图3的测距顺序中，装置1A、2A在低频率下的发送之后，实施使用了高频率的单波信号的顺序。高频率的顺序与低频率的顺序相同，但差异为将频率设定参数kL变更为kH。 分析中重要的式子如以下所示。 [0122] 在时刻D+t1和时刻D+t2之间，装置2A接收来自装置1A的频率kHfx1的单波信号。装置2A所接收的信号S7的相位 以下述(27)式来表示。 [0123] [0124] 其中，θHx1为装置1A的频率kHfx1的信号S2的初始相位，θHmx2(1)为装置2A的频率(kH+m)fx2的信号S5的初始相位。 [0125] 在时刻D+t2和时刻D+t3之间，装置1A接收来自装置2A的频率kHfx2的单波信号。由装置1A接收的信号S10的相位 以下述(28)式来表示。 [0126] [0127] 其中，θHx2(2)为装置2A的频率kHfx2的信号S5的初始相位，θHmx1(1)为装置1A的频率(kH+m)fx1的信号S2的初始相位。 [0128] 在时刻D+t3和时刻D+t4之间，装置2A接收来自装置1A的频率kHfx1的单波信号。由装置2A接收的信号S7的相位 以下述(29)式来表示。 [0129] [0130] 其中，初始相位θHx1(2)为装置1A的频率kHfx1的信号S2的初始相位，θHmx2(2)为装置2A的频率(kH+m)fx2的信号S5的初始相位。 [0131] 在图3的例中，若将在时刻D+t1至时刻D+t4中的高频率的单波信号的收发中得到的接收信号的四个相位分别设为 则四个相位的相加结果 以下述(30)式来表示。 [0132] [0133] 若对上述(30)式，添加(22)式以及时刻T的信息，则得到下述(31)式。 [0134] [0135] 若使用(27)式、(28)式以及(29)式，对(31)式进行变形，则得到下述(32)式以及(33)式。 [0136] [0137] θHSUM＝(θHx1‑θHmx2(1))+2×(θHx2(2)‑θHmx1(1))+(θHx1(2)‑θHmx2(2)) (33)[0138] 若针对与装置间距离相应的延迟τR求解(33)式，则得到下述(34)式。 [0139] [0140] (34)式的第三项为4相位的相加结果，因此能够进行基于测量的检测。但是，这以外的项目的检测困难。因此，在基于高频率的单波信号的4交替的收发中不能进行正确的测 距。 [0141] 接着，考虑使用了低频率以及高频率这2波的测距。即，通过上述(23)式和(31)式的相减，求取延迟τR。通过(23)式和(31)式的相减，得到下述(35)式。 [0142] [0143] 根据(35)式，延迟τR通过下述(36)式来得到。 [0144] [0145] (36)式的第二项为通过所接收到的单波信号的相位的运算得到的值、即计测值。但是，(36)式的第一项示出了(25)式以及(33)式所表示的装置1A、2A的信号S2、S5的初始相 位的加减算法。信号S2、S6的初始相位在图3的测距顺序中如图4所示。在专利文献的提案 中，通过使用初始相位在测距顺序中不发生变化的条件来抵消初始相位的成份，从而能够 进行准确的测距。但是，在使用了VCO直接调制方式以及外差方式的情况下，由于如图4那样 在每次改变频率设定时初始相位发生变化，因此不能求取上述(36)式的第一项，不能准确 地计算传播延迟时间τR。由于通过对传播延迟时间乘以光速而能够算出距离，因此换言之，不能准确地算出距离。 [0146] 另外，上述说明示出了在测距装置中，由于作为本地振荡器的mpl1A、mpl2A的输出信号的初始相位的变动而不能准确地进行测距的问题。但是，不限于测距装置，认为在使用 本地振荡器对信号的相位进行检测的各种装置中，由于其输出信号的初始相位的变动而不 能达成期望的功能。本实施方式能够应用于使用这样的本地振荡器对信号的相位进行检测 的各种装置。 [0147] (变动的初始相位的校正方法) [0148] 在本实施方式中，采用用于求取与产生初始设定的频率时的初始相位即进行频率的再次设定之前的初始相位相比、对应于初始设定时的频率而变化的相位(以下，称为基准 相位)的基准相位器，求取基准相位和频率再次设定后的相位之差，从而求取基于初始相位 变化以及频率变化的相位的变动量，根据所求取的变动量校正相位，从而在使用本地振荡 器的装置中，能够实现与不使初始相位发生变化的情况同样的功能。 [0149] (测距装置) [0150] 图1中，作为测距装置的装置1、2，是在发送部中使用电压控制振荡器(VCO)直接调制方式并在接收部中使用超外差(SH)方式的结构。本实施方式的测距系统100包括装置1和 装置2，装置1和装置2的至少一方能够自由移动。装置1发送第一测距信号(单波信号)，装置 2发送第二测距信号(单波信号)。第一以及第二测距信号分别经由装置1和装置2间的传播 路径PDLY，到达装置2以及装置1。 [0151] 在图1中，装置1具有装置固有的振荡器(OSC1)、频率乘法器(mpl1)、RF频率变换器(RFMIX1)、频率分频器(div1)、中间(IF)频率变换器(IFMIX1)。此外，装置2为与装置1同一 结构，具有装置固有的振荡器(OSC2)、频率乘法器(mpl2)、RF频率变换器(RFMIX2)、频率分 频器(div2)、中间(IF)频率变换器(IFMIX2)。 [0152] 即，装置1、2与图2的装置1A、2A分别不同的主要点是，采用了mpl1、mpl2分别代替mpl1A、mpl2A。在mpl1、mpl2中各自的输出也被用作本地信号(LO信号)。即，mpl1、mpl2分别构成本地振荡器。 [0153] mpl1以及mpl2能够分别产生与mpl1A或者mpl2A同样的LO信号。因此，在本实施方式中，也能够实施图3所示的测距顺序，求取与装置间距离相应的延迟τR的上述(36)式成 立。本实施方式采用mpl1、mpl2，求取上述(36)式的第一项的值，从而能够进行准确的测距。 [0154] 首先，参考图7的图表，说明上述(36)式的第一项的计算所需的3种相位差。图7是对与图4同样的图表附加了说明3种相位差的信息的箭头的图。另外，在图7以及后述的图8 中示出，表示3种相位差的记号中的下标中包含的TT与频率被kL倍的信号的相位的变动相 关，RR与频率被(kL+m)倍的信号的相位的变动相关，TR与频率被kL倍的信号的相位和频率被 (kL+m)倍的信号的相位之间的变化相关。此外，表示这些相位差的记号中的下标中包含的L 表示单波信号为低频率，H表示单波信号为高频率，1表示与信号S2相关，2表示与信号S5相 关。 [0155] 如上述那样，装置1、2在图3的时刻t1之前，进行发送频率的初始设定。即，装置1、装置2通过mpl1、mpl2而将发送频率分别设定为kLfx1、kLfx2。若再次说明图3的低频率中的测距顺序，则装置1的mpl1的输出信号S2的初始相位按照时刻t2以前的初始相位θLx1、时刻t2至时刻t3中的初始相位θLmx1(1)、时刻t3至时刻t4的初始相位θLx1(2)进行变化。此外，关于装置2，mpl2的输出信号S5的初始相位，按照时刻t1以前的初始相位θLx2、时刻t1至时刻t2中的初始相位θLmx2(1)、时刻t2至时刻t3中的初始相位θLx2(2)、时刻t3至时刻t4中的初始相位θLmx2(2)进行变化。 [0156] 图7的相位差ΔθLTT1、ΔθLTR1是与装置1相关的相位差。相位差ΔθLTT1是信号S2的时刻t3至时刻t4的初始相位θLx1(2)与时刻t2以前的初始相位θLx1之间的差分。此外，相位差ΔθLTR1是信号S2的时刻t2至时刻t3的初始相位θLmx1(1)与时刻t2以前的初始相位θLx1之间的差分。这些关系能够分别以(37)式以及(38)式来表示。 [0157] θLx1(2)＝θLx1+ΔθLTT1 (37) [0158] θLmx1(1)＝θLx1+ΔθLTR1 (38) [0159] 此外，相位差ΔθLTT2、ΔθLRR2、ΔθLTR2是与装置2相关的相位差。相位差ΔθLTT2是信号S5的时刻t2至时刻t3的初始相位θLx2(2)与时刻t1以前的初始相位θLx2之间的差分。相位差ΔθLRR2是信号S5的时刻t3至时刻t4的初始相位θLmx2(2)与时刻t1至时刻t2的初始相位θLmx2(1)之间的差分。相位差ΔθLTR2是信号S5的时刻t1至时刻t2的初始相位θLmx2(1)与时刻t1以前的初始相位θLx2之间的差分。这些关系能够分别以下述(39)式至(41)式来表示。 [0160] θLx2(2)＝θLx2+ΔθLTT2 (39) [0161] θLmx2(1)＝θLx2+ΔθLTR2 (40) [0162] θLmx2(2)＝θLmx2(1)+ΔθLRR2＝θLx2+ΔθLTR2+ΔθLRR2 (41) [0163] 如后述那样，针对这些相位差之中的ΔθLTT1、ΔθLTT2、ΔθLRR2，能够通过mpl1、mpl2直接计测。另一方面，(38)式的ΔθLTR1以及(40)式的ΔθLTR2不能直接计测。因此，在本实施方式中，如后述那样，mpl1、mpl2通过计测与ΔθLTR1以及ΔθLTR2关联的相位差，来求取ΔθLTR1以及ΔθLTR2。 [0164] 在此，为了示出初始相位计测方法的思考方法，说明能够计测ΔθLTR1以及ΔθLTR2的方法。 [0165] 若对上述(25)式的θLSUM代入上述(37)式～(41)式，则上述(36)式中的θLSUM由下述(42)式来给定。 [0166] θLSUM＝‑2(ΔθLTR1+ΔθLTR2)+2×ΔθLTT2+ΔθLTT1‑ΔθLRR2 (42) [0167] 接着，求取(33)式所示的高频率下的θHSUM。 [0168] 图8的图表表示高频率的测距顺序中的信号S2、S5的初始相位的转变，与图7同样，针对上述(36)式的第一项的计算所需的3种相位差进行说明。图8是对与图4同样的图表附 加了说明3种相位差的信息的箭头的图。另外，为了简化说明，图8的图表示出了具有与图7 相同的形状的特性的例子，但并不必须具有与图7相同的形状的特性。 [0169] 关于来自装置1的mpl1的信号S2的初始相位，如粗线特性C3所示，按照时刻t2以前的初始相位θHx1、时刻t2至时刻t3的初始相位θHmx1(1)、时刻t3至时刻t4的初始相位θHx1(2)进行变化。关于来自装置2的mpl2的信号S5的初始相位，按照时刻t1以前的初始相位θHx2、时刻t1至时刻t2的初始相位θHmx2(1)、时刻t2至时刻t3的初始相位θHx2(2)、时刻t3至时刻t4的初始相位θHmx2(2)进行变化。 [0170] 相位差ΔθHTT1和ΔθHTR1是与装置1相关的相位差。相位差ΔθHTT1是信号S2的时刻t3至时刻t4的初始相位θHx1(2)与时刻t2以前的初始相位θHx1之间的差分。相位差ΔθHTR1是信号S2的时刻t2至时刻t3的初始相位θHmx1(1)与时刻t2以前的初始相位θHx1之间的差分。这些关系分别以下述(43)式以及(44)式来表示。 [0171] θHx1(2)＝θHx1+ΔθHTT1 (43) [0172] θHmx1(1)＝θHx1+ΔθHTR1 (44) [0173] 同样，相位差ΔθHTT2、ΔθHRR2、ΔθHTR2是与装置2相关的相位差。相位差ΔθHTT2是信号S5的时刻t2至时刻t3的初始相位θHx2(2)与时刻t1以前的初始相位θHx2之间的差分。相位差ΔθHRR2是信号S5的时刻t3至时刻t4的初始相位θHmx2(2)与时刻t1至时刻t2的初始相位θHmx2(1)之间的差分。相位差ΔθHTR2是信号S5的时刻t1至时刻t2的初始相位θHmx2(1)与时刻t1以前的初始相位θHx2之间的差分。这些关系能够分别以下述(45)式至(47)式来表示。 [0174] θHx2(2)＝θHx2+ΔθHTT2 (45) [0175] θHmx2(1)＝θHx2+ΔθHTR2 (46) [0176] θHmx2(2)＝θHmx2(1)+ΔθHRR2＝θHx2+ΔθHTR2+ΔθHRR2 (47) [0177] 与低频率的情况同样，针对这些相位差之中的ΔθHTT1、ΔθHTT2、ΔθHRR2，能够通过mpl1、mpl2直接计测。另一方面，(44)式的ΔθHTR1以及(46)式的ΔθHTR2不能直接计测。因此，在本实施方式中，如后述那样，mpl1、mpl2通过计测与ΔθHTR1以及ΔθHTR2关联的相位差，从而求取ΔθHTR1以及ΔθHTR2。 [0178] 在此，为了示出初始相位计测方法的思考方法，说明能够计测ΔθHTR1以及ΔθHTR2的方法。 [0179] 若对上述(25)式的θHSUM代入上述(43)式～(47)式，则上述(36)式中的θHSUM由下述(48)式来给定。 [0180] θHSUM＝‑2(ΔθHTR1+ΔθHTR2)+2×ΔθHTT2+ΔθHTT1‑ΔθHRR2 (48) [0181] 如以上那样，通过上述(42)式以及(48)式，能够求取上述(36)式的第一项。 [0182] 在图7以及图8的粗线特性C1～C4中，斜率较小的区间为发送区间，斜率较大的区间为接收区间。另外，在装置1、2的一方为发送区间的情况下，另一方为接收区间。在上述 (42)式以及(48)式中，相位差ΔθLTT1、ΔθLTT2、ΔθHTT1、ΔθHTT2在装置1、2的各个中，表示夹着接收区间的两个发送区间的各RF信号彼此的相位差。相位差ΔθLRR2、ΔθHRR2表示夹着发送区间的两个接收区间的各RF信号彼此的相位差。并且，相位差ΔθLTR1、ΔθLTR2、ΔθHTR1、ΔθHTR2表示连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差。前者两个为同一频率的初始相 位差，后者为不同的频率下的初始相位差。只要能够求取上述“两个发送区间的各RF信号彼 此的相位差”(以下，也称为第一相位差)、“两个接收区间的各RF信号彼此的相位差”(以下，也称为第二相位差)、“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”(以下，也称 为第三相位差)，就能够通过上述(36)式进行准确的测距。 [0183] 在本实施方式中，通过mpl1、mpl2求取这些3种相位差。mpl1、mpl2将所求取的这些相位差的信息分别输出至运算装置CA1、CA2。运算装置CA1、CA2也可以由使用了CPU、FPGA等的处理器构成，也可以是按照未图示的存储器中存储的程序进行动作并控制各部的产品， 也可以是由硬件的电子电路实现功能的一部分或者全部的产品。 [0184] 运算装置CA1、CA2分别从IFMIX1、IFMIX2被给予信号S12、S9，检测这些信号S12、S9的相位。运算装置CA1使用从信号S12得到的相位信息和来自mpl1的相位差的信息，进行上述(36)式的运算而求取延迟τR，进而求取距离R。另外，在装置2中，运算装置CA2也能够使用从信号S9得到的相位信息和来自mpl2的相位差的信息，进行上述(36)式的运算而求取延迟 τR，进而求取距离R。另外，运算装置CA1、CA2能够分别进行与装置1、2中的测距相关的各种控制、例如测距顺序中的频率设定、定时控制等。 [0185] (具体结构) [0186] 图9是表示实施方式所涉及的包括相位变动检测装置以及相位校正装置的测距装置的框图，示出了在装置2中算出上述3种相位差的mpl2的具体结构。此外，装置1的mpl1的 结构也与图9同样，省略图示以及说明。另外，在图9中，相位变动检测装置包括OSC2以及 mpl2，相位校正装置包括OSC2、mpl2、相位计算器phscalc2以及距离算出器dcalc2。如上述 那样，相位变动检测装置以及相位校正装置不限于利用于测距装置，还能够利用于对被输 入的信号的相位进行检测的各种装置，在该情况下，相位校正装置采用使用mpl2的输出而 根据初始相位的变动量对输入信号的相位进行校正的其他电路，代替相位计算器phscalc2 以及距离算出器dcalc2。 [0187] mpl2包括频率乘法器mpl20、基准相位器mpl00以及相位检测器phsdet。频率乘法器mpl20具有与图2的mpl2A同一功能。即，频率乘法器mpl20构成本地振荡器，被给予作为 OSC2的振荡输出的信号S4，使信号S4的频率成为规定倍，生成并输出作为本地振荡信号的 信号S5。信号S5在测距的接收区间作为LO信号而被给予RFMIX2，并且在测距的发送区间作 为单波信号而被发送。进而，频率乘法器mpl20还能够将信号S5的相位的信息输出至相位检 测器phsdet。 [0188] 对基准相位器mpl00给予来自OSC2的信号S4。如上述那样，在测距顺序中，来自频率乘法器mpl20的信号S5的频率发生变化，在频率的变化定时，信号S5的初始相位也发生变 化。基准相位器mpl00能够基于信号S4，输出对应来自频率乘法器mpl20的信号S5的频率被 变更之前的初始相位以及初始频率而进行变化的相位，即、用于求取基准相位的相位(以 下，也称为准基准相位)的信息。基准相位器mpl00将所求取的准基准相位输出至相位检测 器phsdet。 [0189] 运算装置CA2内的相位检测器phsdet基于所输入的信息，求取上述3种相位差，并将该信息S15输出至运算装置CA2。 [0190] 运算装置CA2包括相位计算器phscalc2、距离算出器dcalc2以及控制装置CN2。控制装置CN2对构成校正电路的相位计算器phscalc2以及距离算出器dcalc2的运算进行控 制，并且对mpl2以及div2进行控制。控制装置CN2能够在装置2中进行与测距相关的频率控 制、定时控制等，例如，针对后述的I0、I2、F0、F2等信息也进行设定。 [0191] 相位计算器phscalc2使用相位检测器phsdet的输出，求取上述(36)式的θLSUM、θHSUM并输出至距离算出器dcalc2。对运算装置CA2也给予来自IFMIX2的信号S9，距离算出器dcalc2根据相位计算器phscalc2的输出和信号S9，通过上述(36)式的运算求取延迟τR，进 而，算出距离R。 [0192] 图10是表示mpl2的更具体结构的电路图。另外，装置1的mpl1的结构也与图10同样，省略图示以及说明。 [0193] 频率乘法器mpl20包括具有PLL的、一般的结构的频率乘法器的电路部分，该PLL包含电压控制振荡器(VCO)。即，频率乘法器mpl20具有PLL，该PLL包括进行相位的比较的相位 比较器PD、低通滤波器LPF、电压控制振荡器VCO以及1/N分频器NDIV。此外，频率乘法器 mpl20具有对分频数进行设定的分频数设定器Δ Σ2。在本实施方式中，采用能够将分频数N 设定为有理数的小数PLL。 [0194] 电压控制振荡器VCO的输出被供应至分频器NDIV而被分频为1/N。分频器NDIV的输出被给予相位比较器PD，相位比较器PD进行分频器NDIV的分频输出与作为OSC2的振荡输出 的信号S4之间的相位比较，将比较结果经由低通滤波器LPF而给予电压控制振荡器VCO。通 过该PLL，取同步以使被输入至相位比较器PD的分频输出和信号S4的频率一致。在PLL同步 的状态下，来自电压控制振荡器VCO的输出信号S5的频率成为OSC2的振荡输出(信号S4)的 频率的N倍。 [0195] mpl20以作为OSC2的振荡输出的信号S4为基础而生成LO信号，因此在以下的说明中，将OSC2也称为参考振荡器OSC2，将其振荡输出也称为参考时钟，将参考时钟的频率也称 为参考频率。在小数PLL中，将参考时钟的参考频率设为有理数倍。分频器NDIV的分频数N为 整数值，将分频数N以规定间隔例如进行±1，从而能够平均地将参考频率设为有理数倍。若 将该有理数倍的分频数设为E[N]，将其整数值设为I2并将小数值设为F2，则成为E[N]＝ I2.F2。 [0196] 这样的分频器NDIV中设定的分频数由分频数设定器Δ Σ2控制。对分频数设定器ΔΣ2输入整数部输入I2和小数部输入(小数输入)F2。分频数设定器Δ Σ2包括将分频数N输 出至分频器NDIV的加法器A1、和在与小数部的大小相应的定时产生Carry(进位)而产生加 到分频数N的数值的Δ Σ部DE。加法器A1在没有从作为第一相位积分器的Δ Σ部DE产生 Carry的期间，将I2作为分频数N而原样输出，仅在从Δ Σ部DE产生了Carry时，对I2加上 Carry的数值而作为分频数N来输出。 [0197] Δ Σ部DE是反映小数设定的块，包括加法器A2和延迟器D1。对延迟器D1给予作为分频器NDIV的分频输出的时钟CK2。另外，时钟CK2的相位是对电压控制振荡器VCO的输出信 号进行整数分频而得到的，与电压控制振荡器VCO输出的相位对应。即，分频数设定器Δ Σ2作为对本地振荡信号的相位进行检测的第一相位检测器发挥作用。 [0198] 假设，在PLL产生使参考时钟成为整数N倍而得的频率的情况下，在PLL的同步状态下，参考时钟CK0和时钟CK2的相位一致。但是，在电压控制振荡器VCO的输出频率并非参考 时钟CK0的整数倍的情况下，在来自分频数为整数的分频器NDIV的时钟CK2的相位和参考时 钟的相位中产生偏差。该偏差量是平均地以有理数倍进行动作的电压控制振荡器VCO输出 的相位(时钟CK2的相位)和参考时钟之间的相位差，对应于小数部F2的大小。由加法器A2以 及延迟器D1按时钟CK2的每个定时对小数部F2进行积分，从而在使PLL平均地以有理数倍E [N]＝I2.F2动作所需的定时，产生来自ΔΣ部DE的Carry。 [0199] 即，延迟器D1的输出与电压控制振荡器VCO的当前的输出的相位对应，在电压控制振荡器VCO的输出的相位每次前进1周期量(2π)时产生来自加法器A2的Carry。 [0200] 另一方面，作为第二相位积分器的基准相位器mpl00求取以频率乘法器mpl20的输出频率不发生变化为前提的电压控制振荡器VCO输出的相位(基准相位)。因此，基准相位器 mpl00也可以设为与频率乘法器mpl20同一结构。在设为该结构的情况下，通过使用于使频 率发生变化的信息I2、F2与初始设定的有理数倍的初始值I0、F0相比不变化的情况下的Δ Σ部DE的输出，能够取得用于得到基准相位的准基准相位。 [0201] 在本实施方式中，作为基准相位器mpl00，仅采用频率乘法器mpl20之中用于求取基准相位所需的结构。在图10的例中，基准相位器mpl00仅具有与频率乘法器mpl20的Δ Σ 部DE同样的结构。即，基准相位器mpl00包括加法器A3以及延迟器D2。在基准相位器mpl00 中，使频率不发生变化，因此不需要与整数部相关的结构。 [0202] 若为了频率乘法器mpl20的初始设定，将用于将参考时钟的频率kL倍的固定值整数部I0以及固定值小数部F0给予Δ Σ部DE，则对基准相位器mpl00的加法器A3给予该小数部 F0。 [0203] 此外，给予延迟器D的时钟并非作为mpl20的分频器NDIV的振荡输出的时钟CK2，而使用来自参考振荡器OSC2的参考时钟CK0。基准相位器mpl00以参考时钟CK0的周期对小数 部F0进行积分。延迟器D2的输出成为与使用了初始设定时的初始值I0、F0的频率乘法器 mpl20的输出相位(基准相位)同样地发生变化的相位(准基准相位)。即，延迟器D2的输出相 位(准基准相位)相对于初始设定时的频率乘法器mpl20的输出相位(基准相位)，是以与基 准相位同样的变化率发生变化而仅初始相位不同的相位。 [0204] 频率乘法器mpl20的Δ Σ部DE的延迟器D1的输出以及来自加法器A2的Carry被给予作为第二相位检测器的相位检测器phsdet的加法器A4。此外，基准相位器mpl00的延迟器 D2的输出以及来自加法器A3的Carry被给予相位检测器phsdet的加法器A5。 [0205] 如上述那样，mpl20的延迟器D1的输出对应于电压控制振荡器VCO的输出相位。也就是说，延迟器D1的输出对应于图7以及图8的粗线所示的相位 此外，基准相位器mpl00 的延迟器D2的输出由将图7以及图8的θLx2或者θHx2设为初始相位的相位 的直线表示。另 外，在图7以及图8中示出这些相位单纯地增加，但实际上，延迟器D1、D2的输出不会超过2π。 也就是说，通过在每次产生相当于2π的Carry时，将相当于2π的值分别加到延迟器D1、D2的输出，从而能够求取图7以及图8的这些相位。 [0206] 相位检测器phsdet的加法器A4被给予mpl20的Δ Σ部DE的延迟器D1的输出和Carry，从而将它们相加。即，A4的相加结果为图7以及图8的粗线所示的频率乘法器mpl20的 当前的输出的相位。另一方面，加法器A5被给予基准相位器mpl00的延迟器D2的输出和 Carry，从而将它们相加。即，A5的相加结果在图7的情况下，表示与(4)式所表示的相位 对应的准基准相位。 [0207] 加法器A4、A5的相加结果被给予相位差算出部A6。若将加法器A4、A5的相加结果分别设为相位 则相位差算出部A6在相互独立的定时进行包括使用了所取得的相位 的差分运算的运算。另外，相位差算出部A6将在接收区间以及发送区间中频率乘法 器mpl20的输出频率稳定的时刻的相位 用于运算。 [0208] 接着，针对这样构成的实施方式的动作，参考图11的图表进行说明。图11是与图7同样的记载方法的图表，从图7的图表去除与装置1(装置1A)相关的特性，并且将对基准相 位器mpl00的输出进行相加的加法器A5的输出的准基准相位以 来表示。设为mpl2与装置 2A的mpl2A同样地进行动作。即，装置2的mpl2的输出的相位由表示与图7同样的特性的图11 (特性C2)来表示。 [0209] 基准相位器mpl00和mpl20在时刻t1之前的发送频率的初始设定时为相同的频率，并且为进行与上述的mpl2A同样的初始设定。因此，mpl20的输出的相位 与上述(4)式的 右边等价，以图11的粗线特性C2来表示。(4)式中的kL在mpl20中为有理数倍E[N]＝I2.F2。整数值I2在相位换算中对应于360°(2π)的倍数，在求取相位 的余数运算中被省略。因此，在 求取mpl20的输出的相位 时，不需要考虑整数值I2，仅求取基于小数值F2引起的相位的变 化即可。因此，如上述那样，在加法器A4中，进行延迟器D1的输出与来自加法器A2的Carry的相加，从而求取mpl20的输出的相位 另外，在以下的说明中，原样使用包括基于整数值I2 的相位部分的(4)式的右边，但没有特别的问题。 [0210] (第一相位差的算出) [0211] 加法器A4输出的相位 由与(4)式的右边同样的下述(49)式给定。 [0212] [0213] 另一方面，就基准相位器mpl00而言，初始设定中的频率设定与mpl20相同，但初始相位与mpl20不同。若将基准相位器mpl00的低频率时的初始相位设为θL0x2，则通过基准相 位器mpl00的输出而得到的加法器A5输出的准基准相位 由下述(50)式给定。 [0214] [0215] 整数部I0的处置与 同样，在加法器A5中不进行检测，但包含于(50)式。若在频率切换的时刻t1的紧前面，在相位差算出部A6中检测 则成为以下式， [0216] [0217] 得到初始设定中的频率乘法器mpl20的初始相位与基准相位器mpl00的初始相位之间的差分。 [0218] 如上述那样，在装置2中，时刻t1至时刻t2为接收区间，时刻t2以后再次成为发送区间，因此频率乘法器mpl20的输出频率发生变化，电压控制振荡器VCO输出的初始相位也发 生变化。时刻t2至时刻t3中的加法器A4输出的相位 由与上述(9)式的右边同样的下述 (52)式给定。 [0219] [0220] 另一方面，由于在基准相位器mpl00中没有被变更频率设定，因此基于基准相位器mpl00的输出的加法器A5的输出的准基准相位 按照上述(50)式。从而，若在时刻t2至时刻 t3的发送区间中的频率稳定的时刻，在相位检测器Phsdet中检测 则得到下述(53) 式。 [0221] [0222] 在时刻t1的紧前面检测到的 与在时刻t2至时刻t3的发送区间中的频率稳定的时刻检测到的 之间的差分表示基于频率乘法器mpl20的输出频率的变化的初始相 位的变化即相位差ΔθLTT2。即，将在时刻t1的紧前面的时刻tA检测到的频率乘法器mpl20与基准相位器mpl00的相位差分别设为 将在时刻t2与时刻t3间的时刻tB 检测到的频率乘法器mpl20和基准相位器mpl00的相位差分别设为 从 而相位差ΔθLTT2以下述(54)式来表示。 [0223] [0224] 相位差算出部A6求取在时刻tA检测到的频率乘法器mpl20与基准相位器mpl00的相位差 求取在时刻tB检测到的频率乘法器mpl20和基准相位器mpl00的 相位差 通过求取两者的差分，能够检测频率乘法器mpl20的初始相位 的变化，即作为第一相位差(“两个发送区间的各RF信号彼此的相位差”)即ΔθLTT2。 [0225] 另外，从未图示的装置1的相位差算出部A6，通过与上述同样的方法，得到ΔθLTT1。 [0226] (第二相位差的算出) [0227] 接着，参考图12、图13、图14，说明对作为第二相位差的“两个接收区间的各RF信号彼此的相位差”进行检测的方法。图12是与图11同样的图表。即，图12与图7的图表相比去除了与装置1(装置1A)相关的特性，并且示出了对基准相位器mpl00的输出进行相加后的加法器A5的输出的准基准相位 设为mpl2与装置2A的mpl2A同样地动作。即，装置2的mpl2的 输出的相位由图12的特性C2示出。 [0228] 时刻t3至时刻t4的装置2的接收区间的来自频率乘法器mpl20的LO信号的相位被加法器A4检测。在该情况下的加法器A4输出的相位 通过与上述(10)式 的右边同样的下述(55)式来表示。 [0229] [0230] 在此，θLmx2(2)是时刻t3至时刻t4的区间中的mpl20的输出信号S5的初始相位。此外，将时刻t1至时刻t2的区间中的mpl20的输出信号S5的初始相位设为θLmx2(1)，将装置2从接收转变为发送时的相位变化量设为ΔθJP2，将装置2从发送转变为接收时的相位变化量设为ΔθJP3。假设，在频率没有变化的情况下，相位变化量ΔθJP2和ΔθJP3的合计与θLmx2(2)和θLmx2(1)之间的差分相等，但若考虑频率变化，则θLmx2(2)和θLmx2(1)的关系以下述(56)式来表示。 [0231] θLmx2(2)‑θLmx2(1)＝‑mfx2×(t3‑t2)+ΔθJP2+ΔθJP3 (56) [0232] 在图12中， 也表示从基准相位器mpl00的输出得到的准基准相位。图13是用于说明mpl20的相位 与从基准相位器mpl00的输出得到的准基准相位 之间的差分的说明 图。 [0233] 图13表示对相位 和准基准相位 之间的相位差进行2π的求余计算后的值。另外，求余是为了简单地说明接收状态的相位差检测方法而实施的。此外，为了简单说 明，设为ΔθJP2＝ΔθJP3＝0[rad]。 [0234] 即，图13的波形表示以准基准相位 为基准的情况下的 的变化。若针对装置2的频率乘法器mpl20输出，将时刻t1以前的发送状态(初始设定状态)中的相位设为 将 时刻t1至时刻t2的接收区间中的相位设为 将时刻t2至时刻t3的发送区间的相位 设为 将时刻t3至时刻t4的接收区间中的相位设为 则图13的表示各 区间的相位差的波形能够分别通过下述(57)式～(60)式来表示。另外，装置2的IF频率fIF2 是发送时的LO信号与接收时的LO信号的频率差mfx2[Hz]，下述(61)式成立。 [0235] [0236] [0237] [0238] [0239] fIF2＝mfx2 (61) [0240] 如图13所示，mpl20输出的相位和准基准相位之间的相位差在发送区间中为一定，在接收区间中以IF角频率(2πmfx2)的变化率发生变化。在此，考虑在时刻t2接收状态不结 束，直至时刻t4为止持续接收的情况。在该情况下，上述(58)式还能够被应用于时刻t2至时 刻t4区间。 [0241] 图14是在图13的相位差的波形上、以1点划线追加表示应用了式(58)后的相位差的波形而成的说明图。相位从0[rad]至2π[rad]发生变化的时间(1周期)TIF2为IF频率分之 一，即，成为以下式。 [0242] TIF2＝1/fIF2 (62) [0243] 若将在时刻t1至时刻t2的接收区间中频率稳定的任意的时刻设为tIFA，则在以后也持续该频率fIF2的信号的接收的情况下，如图14的点划线所示，mpl20输出的相位在每TIF2时间成为同一值。即，从时刻tIFA起每TIF2时间，假设为频率不发生变化的mpl20输出的相位与准基准相位之间的相位差成为同一值。 [0244] 因此，在相位差算出部A6中，求取mpl20输出的相位 与准基准相位 之间的差分的情况下，在图14的时刻t3至时刻t4的区间中，时刻tIFB为从时刻tIFA起TIF2的整数倍后的时刻，若将在时刻tIFB检测到的mpl20输出相位与准基准相位之间的相位差设为Δθ(tIFB)V (虚线)，则相位差Δθ(tIFA)和相位差Δθ(tIFB)V(虚线)成为同一值。 [0245] 但是，实际上，在时刻t2至时刻t3的接收区间中频率发生变化，因此mpl20输出的相位按照(60)式而发生变化，时刻tIFB的相位差Δθ(tIFB)成为与相位差Δθ(tIFA)不同的值。 [0246] 在时刻t2至时刻t3区间中受到频率变化的情况和未受到频率变化的情况下的该相位差的差在两个接收区间的频率上没有变化，因此伴随时刻t2至时刻t3区间的频率变化而 初始相位发生变化。即，初始相位的变动量ΔθLRR2＝Δθ(tIFB)‑Δθ(tIFB)V成立。在该运算中，准基准相位被抵消，因此通过使用了时刻tIFB的来自加法器A4的 即 和时刻 tIFA的来自加法器A4的 即 的下述(63)式，求取初始相位的变动量ΔθLRR2。 [0247] [0248] 另外，上述(63)式是将相位变化ΔθJP2、ΔθJP3都设为0[rad]而求取的。但是，从图12明确可知，时刻tIFB的相位 反映了ΔθJP2+ΔθJP3，在相位变化ΔθJP2、ΔθJP3并 非0[rad]的情况下，也通过上述(63)式，求取初始相位变动量ΔθLRR2。 [0249] 即，在本实施方式中，通过相位差算出部A6进行将第1次接收区间中的时刻tIFA的加法器A4的输出与从时刻tIFA起TIF2的整数倍的时间后的第2次接收区间中的时刻tIFB的加 法器A4的输出之间的差分运算，或者通过相位差算出部A6求取时刻tIFA的 和时刻tIFB 的 之间的差分，从而能够检测初始相位的变动量ΔθLRR2。这样，能够检测作为第二相 位差的“两个接收区间的各RF信号彼此的相位差”。 [0250] 另外，从未图示的装置1的相位差算出部A6，通过与上述同样的方法得到ΔθLRR1。 [0251] (第三相位差的算出) [0252] 接着，参考图15，说明对作为第三相位差的“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”进行检测的方法。图15是与图13同样的说明图。另外，第三相位差是图7以及图8中的相位差ΔθLTR1、ΔθLTR2、ΔθHTR1、ΔθHTR2。以这些相位差之中的与从装置2的时刻t1以前的区间向时刻t1～时刻t2的接收区间的转变相关的相位差ΔθLTR2为例在以下进行说 明，但针对其他情况也能够同样地求取。 [0253] 图15是通过与图13同样的方法，对装置2中的准基准相位 和频率乘法器mpl20输出的相位 之间的相位差实施2π的求余而表示的图。在以下，将样本点设定为时刻t1前的 时刻tC以及时刻t1后的时刻tD来进行说明。 [0254] 在时刻tC检测的相位差如上述(57)式所示，为mod(θLx2‑θL0x2，2π)。在时刻tD检测的相位差根据(58)式，成为以下式。 [0255] [0256] 若简化式子而省略mod，将在时刻tC检测的相位设为 来取由(58)式以及(64)式给定的这些两个相位差的差分，则得到下述(65)式。 [0257] [0258] 根据上述(40)式和(65)式，得到下述(66)式。 [0259] [0260] 上述(66)式中的 以及 是通过加法器4的输出而得到的。从而，若规定了IF频率fIF2以及时刻tD，则能够根据上述(66)式而求取ΔθLTR2。 [0261] 另外，上述(66)式中将从时刻t1之前的区间转变为时刻t1～t2区间时的相位变化设为0[rad]进行求取。但是，从图12明确可知，时刻tD的相位 反映了相位变化， 即使在相位变化并非0[rad]的情况下，也通过上述(66)式求取初始相位变动量ΔθLTR2。 [0262] 即，在本实施方式中，规定了IF频率fIF2以及最初的接收区间中的时刻tD，并且通过相位差算出部A6进行包括基于初始设定的输出区间中的时刻tC的加法器A4的输出与时 刻tD的加法器A4的输出之间的差分运算在内的运算，或者通过相位差算出部A6进行包括时 刻tC的 与时刻tD的 之间的差分在内的运算，从而能够检测初始相位的变动量 ΔθLTR2。 [0263] 另外，从未图示的装置1的相位差算出部A6，通过与上述同样的方法得到ΔθLTR1。 [0264] 接着，求取ΔθHTR2。在图3的低频率的测距顺序和高频率的测距顺序中，仅频率以及顺序的开始时间不同，收发中的时间顺序相同。即，若忽略频率之差，则在高频率的测距 顺序中装置2的准基准相位与频率乘法器mpl20输出的相位之间的相位差能够以与图15同 样的波形来表示，相对于低频率的顺序开始时刻t＝0[s]，在高频率的顺序中使开始时刻偏 移t＝D[s]的量即可。 [0265] 从而，成立如下式子，该式子为，在上述(64)式～(66)式中，将表示低频率的含义的L变更为表示高频率的含义的H，并且将相位的检测时刻从时刻tD变更为时刻D+tD，从时刻 tC变更为时刻D+tC之后而得的式子。 [0266] 即，通过将时刻D+tD的频率乘法器mpl20的输出的相位设为 (D+tD)，将时刻D+tC的频率乘法器mpl20的输出的相位设为 从而对上述(66)式进行变形后的 下述(67)式，能够表示ΔθHTR2。 [0267] [0268] 另外，装置2的IF频率无论是高频率还是低频率都几乎不改变，因此(66)式和(67)式的最终项成为相同的值。 [0269] 上述(67)式中的 以及 是通过加法器4的输出而得到的。因此，若规定了IF频率fIF2以及时刻tD，则能够从上述(66)式求取ΔθHTR2。此外，该(67)式与从时刻t1之前的区间转变到时刻t1～t2区间时的相位变化的大小无关地成立。 [0270] 即，在本实施方式中，规定了IF频率fIF2以及最初的接收区间中的时刻tD，并且通过相位差算出部A6进行包括基于初始设定的输出区间中的时刻D+tC的加法器A4的输出与 时刻D+tD的加法器A4的输出之间的差分运算在内的运算、或者通过相位差算出部A6进行包 括时刻D+tC的 与时刻D+tD的 之间的差分在内的运算，从而能够检测初始相位的 变动量ΔθHTR2。 [0271] 另外，从未图示的装置1的相位差算出部A6，通过与上述同样的方法得到ΔθHTR1。 [0272] 这样，能够检测作为第三相位差的“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”。装置2的相位检测器phsdet将所求取的第一～第三相位差，即、初始相位的变动量输出至相位计算器phscalc2。 [0273] (测距计算) [0274] 相位计算器phscalc2也可以使用相位检测器phsdet的输出，求取θLSUM、θHSUM。 [0275] 如上述(42)式所示，能够使用第一～第三相位差来算出上述(36)式中的θLSUM。同样，如上述(48)式所示，也能够使用第一～第三相位差来算出上述(36)式中的θHSUM。相位计算器phscalc2将所算出的θLSUM、θHSUM输出至距离算出器dcalc2。距离算出器dcalc2根据相位计算器phscalc2的输出和信号S9，通过上述(36)式的运算而求取延迟τR，进而，算出距离R。 [0276] 此外，说明在上述第三相位差的算出时，相位差算出部A6进行IF频率fIF2和时刻tD的运算的情况，但该运算能够如以下所示省略。根据(42)式以及(48)式，通过以下的(68)式 来表示上述(36)式的第一项中的θLSUM‑θHSUM。 [0277] θLSUM‑θHSUM＝‑2(ΔθLTR1‑ΔθHTR1)‑2(ΔθLTR2‑ΔθHTR2)+2(ΔθLTT2‑ΔθHTT2)+(ΔθLTT1‑ΔθHTT1)‑(ΔθLRR2‑ΔθHRR2) (68) [0278] (68)式的第一项以及第二项表示作为第三相位的“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”，第三项以及第四项表示作为第一相位的“两个发送区间的各RF信 号彼此的相位差”，第五项表示作为第二相位的“两个接收区间的各RF信号彼此的相位差”。 即，第二项是在装置2中使用了低频率的“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相 位差”与使用了高频率的“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此的相位差”的差分。 若为了求取其而取式(66)和式(67)的差分，则得到下述(69)式。 [0279] [0280] 在(69)式中，IF频率fIF2和时刻tD的运算的项抵消。即，示出了，若将以频率设定开始为基准的规定的时刻tD设定为一定值，则仅通过相位差算出部A6求取加法器A4、A5的输出相位之差，就能够求取作为第三相位差的“连续的发送区间和接收区间的各RF信号彼此 的相位差”的差分。 [0281] 在装置1中，也能够通过同样的方法，求取第一项的ΔθLTR1‑ΔθHTR1。 [0282] 从而，在该情况下，相位差算出部A6仅进行相位的差分运算即可，相位计算器phscalc2使用相位差算出部A6的运算结果来算出θLSUM‑θHSUM，将算出结果输出至距离算出器dcalc2即可。即，在该情况下，利用相位计算器phscalc2的功能而构成相位变动检测装置。 [0283] 另外，从图15明确可知，在时刻tD频率不稳定的情况下，在延迟了IF周期量的时刻tD+TIF2对相位进行取样即可。 [0284] 图16是用于说明该情况下的相位计算器phscalc2的动作的说明图。 [0285] 相位计算器phscalc2保有多个保持电路HO1、HO2、……，所述保持电路保持相位检测器phsdet的输出。另外，在图16中仅示出了两个保持电路HO1、HO2。保持电路HO1、HO2通过来自控制装置CN2的控制信号而相互独立地动作，例如，在参考时钟CK0的逆相的定时，保持 相位检测器phsdet的输出。另外，在参考时钟CK0的逆相的定时进行保持的理由是因为，是 分频数设定器Δ Σ2和基准相位器mpl00的输出稳定的定时。在图16的例中，示出了保持电 路HO1保持来自相位差算出部A6的差分相位结果Δθa、保持电路HO2保持差分相位结果Δθb 的例子。 [0286] 例如，将(54)式所示的 的值设为Δθa，将 的值设为Δθb。所保持的时刻tA以及tB是根据要检测的相位而被设定的。例如，在求取第一相位差的上述(54)式的情况下，时刻tA是时刻t1之前的时刻，时刻tB是时刻t2和时刻t3之间的 时刻。另外，这些时刻被设定为频率稳定的时刻。 [0287] 此外，在时刻t1以前的发送状态、时刻t1至时刻t2的接收区间、时刻t2至时刻t3的发送区间、时刻t3至时刻t4的接收区间的转变中，在时刻t1至时刻t2区间和时刻t3至时刻t4区间中观测相位的情况下，设定为tA＝tIFA、tB＝tIFB即可。即，作为采样点而设定按每个IF周期进行限制的时刻。 [0288] 对所算出的第一～第三相位差，实施2π的求余计算，被变换为与弧度对应的数据。使用该相位差的数据进行初始相位的校正等规定的运算。 [0289] 另外，在装置1中，也能够进行同样的与初始相位相比的偏差的算出以及初始相位的校正。 [0290] 这样在本实施方式中，采用用于求取基准相位的基准相位器，通过求取通过基准相位器的输出而得到的准基准相位与频率再次设定后的输出的相位之差，求取基于初始相 位变化以及频率变化的相位的变动量，根据所求取的变动量来校正相位，从而在使用本地 振荡器来检测信号的相位的装置中，能够实现与使初始相位不发生变化的情况同样的功 能。 [0291] 例如，在应用于在装置间进行单波信号的收发而根据接收相位进行测距的、在发送部中使用直接调制方式而在接收部中使用超外差方式的测距装置中的情况下，能够对伴 随测距顺序中的频率变化的初始相位的变动量进行检测并校正，因此能够根据相位信息进 行准确的测距。 [0292] (变形例1) [0293] 图17是表示频率乘法器mpl2的变形例的电路图。在图17中对与图10相同的结构要素赋予同一标号而省略说明。 [0294] 图17与图10的不同点在于，采用频率乘法器mpl20A、基准相位器mpl00A以及相位检测器phsdetA分别代替频率乘法器mpl20、基准相位器mpl00以及相位检测器phsdet。与频 率乘法器mpl20的不同点在于，附加了对频率乘法器mpl20A的电压控制振荡器VCO的输出进 行K分频的分频器KDIV，并且代替来自加法器A2的Carry而输出来自加法器A1的分频数N。前 者在相位检测器phsdetA中还追加了由加法器A4、A8、延迟器D3构成的积分器和由加法器 A5、A9、延迟器D4构成的积分器。 [0295] 此外，基准相位器mpl00A与基准相位器mpl00的不同点在于，附加了对加法器A3的Carry和整数值I0进行相加的加法器A7，并且代替来自加法器A3的Carry而输出加法器A7的 输出。 [0296] 一般而言，在无线机中，为了对应于载波频率不同的多个系统，有时根据系统的不同而对电压控制振荡器VCO输出进行分频。图17的mpl20A例如示出了对电压控制振荡器VCO 的输出进行K分频的情况下的结构。 [0297] 在对电压控制振荡器VCO输出进行K分频的系统中，针对用于测距的单波信号也使用K分频后的信号。相对于此，Δ Σ部DE的延迟器D1的输出表示K分频前的电压控制振荡器 VCO输出的相位，为了使K分频后的信号的相位一致，需要对延迟器D1的输出进行K分频。针 对基准相位器mpl00A的输出也同样，根据该理由，加法器A4的输出被给予分频器KDIV1，加 法器A5的输出被给予分频器KDIV2。分频器KDIV1、KDVI2分别对被输入的信号进行K分频。分 频器KDIV1的输出作为表示频率乘法器mpl20A的输出相位的 而被输出至相位差算出部 A6，分频器KDIV2的输出作为基准相位 而被输出至相位差算出部A6。 [0298] 在图10的例中，有理数倍中的整数值I2的信息在求取相位 的余数运算中被省略，因此使用与小数值F2相应的延迟器D1的输出和Carry求取 但是，若对Carry和延迟器 D1的输出的相加结果进行K分频，则仅能表现360×2[°]/K的相位，有可能在相位差分上产 生错误。 [0299] 因此，在图17的例中，为了使对 进行K分频后的信号的相位一致，需要有理数倍的信息，即、基于整数值I2和Carry的N的信息。因此，将频率乘法器mpl20A的加法器A1的输 出N给予由加法器A8以及延迟器D3构成的积分器。 [0300] 延迟器D3根据时钟CK2而获取加法器A8的输出以及输出至加法器A8。加法器A8对来自加法器A1的N和延迟器D3的输出进行相加，将相加结果输出至加法器A4。这样在加法器 A4中，得到与电压控制振荡器VCO的输出对应的相位。加法器A4的输出还考虑了整数值I2， 在分频器KDIV1中被K分频，从而得到表示分频器KDIV输出的相位的 [0301] 同样，在基准相位器mpl00A中，也将加法器A7的输出给予包括加法器A9以及延迟器D4的积分器。延迟器D4根据参考时钟CK0而获取加法器A9的输出以及输出至加法器A9。加 法器A9对加法器A7的输出和延迟器D4的输出进行相加，将相加结果输出至加法器A5。这样 在加法器A5中，得到与初始设定时的电压控制振荡器VCO的输出对应的准基准相位。加法器 A5的输出还考虑了整数值I0，在分频器KDIV2中被K分频，从而得到表示初始设定时的分频 器KDIV输出的相位的准基准相位 [0302] 这样根据本变形例，能够得到与K分频后的输出对应的相位 以及准基准相位 [0303] 从其他角度来看，图11是本来的结构，图10成为简化后的结构。此外，在图10中说明了对相位检测器设置整数值的两个积分器的例子，但也可以将这些积分器配置于频率乘 法器以及基准相位器。 [0304] 此外，也可以代替加法器A1的输出而使加法器A2的Carry和I2从频率乘法器mpl20A输出，在相位检测器phsdetA中将两者的相加结果给予加法器A8。同样，也可以代替 加法器A7的输出而使加法器A3的Carry和I0从基准相位器mpl00A输出，在相位检测器 phsdetA中将两者的相加结果给予加法器A9。 [0305] (变形例2) [0306] 图18A是表示图17所示的电路的变形例的电路图。图18A与图17的不同点在于，采用ΔΣ部DEB、基准相位器mpl00B以及相位检测器phsdetB分别代替频率乘法器mpl20A中的 ΔΣ部DE、基准相位器mpl00A以及相位检测器phsdetA。另外，在图18A中频率乘法器mpl20A 中的ΔΣ部DE以外的结构与图17同样，省略图示。 [0307] 图18A的例子中，作为分频数设定器Δ Σ2内的Δ Σ部，不仅采用基于加法器A2以及延迟器D1的积分器，还采用包括比较器CO1以及减法器A10的ΔΣ部DEB。加法器A2的输出 被给予减法器A10以及比较器CO1。比较器CO1通过加法器A2的输出与规定阈值的比较，输出 例如+1、0，‑1这3值作为SGN。比较器CO1的输出(SGN)被给予减法器A10以及加法器A1。 [0308] 图18B是用于说明比较器CO1的作用的说明图。在图18B的例子中，作为规定阈值而采用‑0.x和+0.x。另外，x例如为5。在该情况下，在加法器A2的输出比‑0.5大且比+0.5小的情况下，SGN成为0，在加法器A2的输出为‑0.5以下的情况下，SGN成为‑1，在加法器A2的输出为+0.5以上的情况下，SGN成为1。 [0309] 减法器A10从加法器A2的输出减去比较器CO1的输出(SGN)而输出至延迟器D1。延迟器D1在时钟CK2的定时将减法器A10的输出输出至加法器A2。在图17的例中，从加法器A2 输出0或者1这2值而在加法器A1中被加到I2。相对于此，在图18A中比较器CO1输出‑1、0、+1这3值的SGN，因此具有量化噪声的降低效果。另外，也可以采用二次以上的Δ Σ部，在该情况下能够使量化噪声的降低效果进一步提高。 [0310] 比较器CO1的输出相当于来自图17的加法器A2的Carry，成为被加到有理数倍的整数值中的值。延迟器D1的输出相当于电压控制振荡器VCO输出的相位，若从比较器CO1产生 相当于Carry的值的输出，则比较器CO1的输入输出的差分相位由减法器A10取出。即，延迟 器D1的输出表示电压控制振荡器VCO输出的1周期内的相位，与图17同样，被供应至加法器 A4。此外，来自比较器CO1的SGN被供应至与图17的基于加法器A8以及延迟器D3的积分器相 当的整数部计数器ICNT1。 [0311] 基准相位器mpl00B的结构也与Δ Σ部DEB同样。即，加法器A3的输出被给予减法器A11以及比较器CO2。比较器CO2通过加法器A3的输出与阈值的比较，将例如+1、0、‑1这3值作为SGN来输出。比较器CO2的输出(SGN)被给予减法器A11以及加法器A7(在图18A中图示省 略)。比较器CO2的动作与比较器CO1同样。减法器A11从加法器A3的输出减去比较器CO2的输 出(SGN)后输出至延迟器D2。延迟器D2在参考时钟CK0的定时将减法器A11的输出输出至加 法器A3。 [0312] 通过该结构，基准相位器mpl00B的延迟器D2将与初始设定中的电压控制振荡器VCO输出的相位对应的准基准相位与图17同样地供应至加法器A5。此外，来自比较器CO2的 SGN被供应至与图17的基于加法器A9以及延迟器D4的积分器相当的整数部计数器ICNT2。 [0313] 图19是表示图18A中的整数部计数器ICNT1、ICNT2的具体结构的一例的电路图。整数部计数器ICNT1、ICNT2相互为同一结构，延迟器D5相当于图17的延迟器D3或者延迟器D4， 加法器A12、A13相当于图17的加法器A1以及A8或者加法器A7以及A9。 [0314] 现在，设图19的电路为整数部计数器ICNT1来进行说明。加法器A12、A13进行I2和来自比较器CO1的SGN的相加。加法器A13的相加结果经由余数计算器MOD而被给予延迟器 D5。延迟器D5在时钟CK2的定时，将余数计算器MOD的输出给予加法器A12。这样，从延迟器 D5，得到与图17的加法器A8的输出同样的输出。 [0315] 另外，在整数部计数器ICNT2中也进行与整数部计数器ICNT1同样的动作，从延迟器D5，得到与图17的加法器A9的输出同样的输出。另外，在整数部计数器ICNT1中，延迟器D5以参考时钟CK0进行动作。 [0316] 余数计算器MOD对加法器A13的输出进行K的求余计算，将计算结果输出至延迟器D5。整数部计数器ICNT1的延迟器D5的输出被供应至加法器A4，整数部计数器ICNT2的延迟 器D5的输出被供应至加法器A5。 [0317] 加法器A4、A5的输出分别被供应至分频器KDIV1、KDIV2而被K分频。与来自分频器KDIV1、KDIV2的相位 的1周期(2π)相当的延迟器D5的输出最大为K。通过余数计算器 MOD对加法器A13的输出进行K的求余计算，对相位 进行2π的求余计算。由此，能够削 减在比余数计算器MOD更后级的电路中处理的数据量从而降低电路规模。 [0318] 这样，在该变形例中，能够使本地振荡器的振荡输出的精度提高，并且能够在后级的电路中削减所处理的数据量而降低电路规模。 [0319] (变形例3) [0320] 图20是表示生成F2的电路的一例的电路图。用于指定有理数倍的小数值F2的频率设定代码FC被供应至加法器14。另外，频率设定代码FC例如由对装置1、装置2间的通信进行 控制的未图示的通信控制部设定。另外，该通信控制部也可以包括于装置1、2的运算装置 CA1、CA2中。 [0321] 在该变形例中，不仅能够发送测距信号(单波信号)，还能够发送FSK(移频)调制信号。对FSK调制中的移频进行规定的频率偏差信号Dev被给予调制器M1。对调制器M1还给予 通过FSK调制而发送的数据Data，调制器M1按照频率偏差信号Dev而对数据Data实施FSK调 制并将被调制信号输出至加法器A14。加法器A14将对频率设定代码FC和被调制信号进行相 加后的结果作为小数值F2来输出。 [0322] 根据这样的结构，通过FSK调制，电压控制振荡器VCO输出的频率发生变化，并且相位也发生变化。在该情况下，也如上述那样，能够使用准基准相位进行相位的校正。其结果，即使在从FSK通信切换为用于测距的通信的情况下，也能够根据接收信号的相位进行准确 的测距。 [0323] (变形例4) [0324] 图21是表示变形例的框图。在图21中对与图9相同的结构要素赋予同一标号而省略说明。图21更具体地示出了图9的无线部。图21示出与装置2对应的结构，但装置1的具体 结构也与图21同样，针对装置1的具体结构，省略图示以及说明。 [0326] 另一方面，由天线接收到的无线信号经由未图示的RF(高频)滤波器被输入至低噪声放大器LNA。低噪声放大器LNA在对接收信号进行低噪声放大之后，输出至RFMIX2。对 RFMIX2，从移相器PHS给予频率变换用LO信号。移相器PHS对mpl2的输出进行π/2移相，将相 位相互偏差π/2的两个LO信号给予RFMIX2。RFMIX2使用来自移相器PHS的LO信号，将低噪声 放大器LNA的接收信号频率变换为IF信号，给予多相滤波器PPF。 [0327] 多相滤波器PPF抑制正负中某个的频率成份，取出期望的信号作为IF信号。多相滤波器PPF的输出信号被给予低通滤波器LPF而被进行频带限制之后，被给予构成数字处理电 路DIG的ΔΣ型AD变换器Δ ΣA。另外，数字处理电路DIG主要构成图9的IFMIX2以及运算装 置CA2。Δ Σ型AD变换器Δ ΣA将所输入的信号变换为数字信号后输出至抽取滤波器dmf。ΔΣ型AD变换器Δ ΣA为了得到高分辨率，对输入信号进行过采样来获取。另外，Δ Σ型AD变换器ΔΣA的时钟从OSC2的输出生成(省略图示)。 [0328] 抽取滤波器(decimation filter)dmf将Δ Σ型AD变换器ΔΣA的输出的频带限制为低频带而输出至解调器demod。解调器demod使用div2的输出对IF信号进行解调，将基带 的测距信号输出至信号处理部SP。此外，对信号处理部SP还给予mpl2的相位检测器phsdet 的输出。 [0329] 信号处理部SP构成图9的相位计算器phscalc2以及距离算出器dcalc2。信号处理部SP针对解调而得到的相位信息、振幅信息，校正伴随频率变化的初始相位的变动量，从而 进行测距运算。由此，能够进行准确的测距。 [0330] 这样在本变形例中，对在使用了具体的无线部的测距装置中产生的初始相位的变动进行校正，能够进行准确的测距。 [0331] (变形例5) [0332] 图22是表示变形例的框图，表示在图21的无线部中包括滤波器延迟校准功能的结构。在图22中对与图21同一结构赋予同一标号而省略说明。另外，针对装置1，也能够与图22同样地构成。 [0333] 在基于相位检测方式的测距中，通过检测与测距信号的传播距离相应的传播相位延迟，从而测量距离。此时，为了准确地求取2装置间距离，需要对各装置固有的延迟和2装 置间的传播延迟进行分离。无线部或装置本身固有的延迟之中，例如，基于在图21以及图22 中未图示的RF滤波器的延迟比较大，有时由于该影响而产生较大的测距误差。 [0334] 因此，在图22的装置中，对RF滤波器的延迟进行测量，将其延迟相位从接收信号的相位中扣除从而求取2装置间的传播距离。例如，在发送时以及接收时中，作为使测距信号 的频带通过的RF滤波器而采用共通的RF滤波器。在测距时，RF滤波器对功率放大器PA的输 出的频带进行限制后供应至天线，对来自天线的接收信号的频带进行限制后供应至低噪声 放大器LNA。在这样的结构中，在图22的装置中，设置有在校准时使来自功率放大器PA的发 送信号经由RF滤波器而给予低噪声放大器LNA的未图示的第一反馈环、和使来自功率放大 器PA的发送信号不经由RF滤波器而给予低噪声放大器LNA的未图示的第二反馈环。 [0335] 根据这样的结构，在信号处理部SP中求取经由第一反馈环接收到发送信号的情况下的接收信号的延迟量与经由第二反馈环接收到发送信号的情况下的接收信号的延迟量 之间的差分，从而能够测量基于RF滤波器的延迟。另外，RF滤波器的延迟量具有温度特性， 因此，在测距时进行测量滤波器延迟的校准。 [0336] 在第一以及第二反馈环中信号频率不发生变化，因此从功率放大器PA输出的发送信号和由低噪声放大器LNA接收的接收信号的频率相同。因此，在校准时，RFMIX2的输出成 为DC(直流)。因此，若将RFMIX2的输出直接给予多相滤波器PPF，则多相滤波器PPF中的信号 衰减量大，信号延迟的测量变得困难。 [0337] 因此，在本变形例中，设置与div2同样的结构的div2A以及校准用混合器CALMIX2。div2A以OSC2的振荡频率为基准，产生频率与IF频率相同的、相互相位偏差了π/2的两个LO 信号，将其给予校准用混合器CALMIX2。校准用混合器CALMIX2使用来自div2A的LO信号，将 RFMIX2的输出变换为IF频率之后，给予多相滤波器PPF。 [0338] 由此，在多相滤波器PPF中，能够输出足够水平的IF信号，在信号处理部SP中，能够可靠地检测滤波器的延迟。 [0339] 这样在本变形例中，在使用了包含滤波器延迟校准功能的具体的无线部的测距装置中，也能够校正初始相位的变动，能够进行准确的测距。 [0340] 说明了本发明的一些实施方式，但这些实施方式作为例子来提示，没有意图限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种方式来实施，能够在不脱离发明的主旨的 范围中，进行各种省略、置换、变更。这些实施方式或其变形包含于发明的范围或主旨，并且包含于权利要求书中记载的发明及其均等的范围中。 |
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