作为红外线信号处理电路，通常有基于IrDA(Infrared Data Association) 标准进行数据通信的家电产品的遥控器或个人计算机的外围设备。例如，红 外线遥控接收机接收以30kHz～60kHz左右的规定的载波所调制的ASK (Amplitude Shift Keying)信号、即遥控发送信号。
这里，家庭用逆变式荧光灯也存在30kHZ～60kHz的载波分量。所以，会 产生这样的问题，即在周围存在逆变式荧光灯的环境中使用红外线遥控接收 机的情况下，红外线遥控接收机检测到逆变式荧光灯噪声而进行误动作，或 者最恶劣时不能正确地接收遥控发送信号。
为解决上述问题，在专利文献1(日本国公表专利公报：特表2001-502147 号公报(公表日：2001年2月13日))的数据传输系统中，设置某一时间范 围Tcheck，并在该时间范围Tcheck中，根据是否产生了休止期间Td来判别 是红外线信号还是噪声，在为噪声的情况下，进行放大器的控制。但是，会 产生这样的问题，即在该数据传输系统中，因厂家不同而使用的红外线信号 不一样(例如，NEC码、sony码、RCMM码等十几种)，所以有时会因红外 线信号而不适合于休止期间Td，不能接收这样的红外线信号。
此外，在专利文献2(日本国公表专利公报：特表2004-506375号公报 (公表日：2004年2月26日))的接收机电路中，将带通滤波器的输出信号 解调，并将该解调后的信号作为触发来进行放大电路以及带通滤波器的控制。 但是，产生了这样的问题，即在该接收机电路中，在逆变式荧光灯以高发光 强度入射时，带通滤波器的输出信号因噪声而饱和，并且因所解调后的信号 始终为L(低)电平而不能作为触发来利用，不能进行放大电路以及带通滤 波器的控制。

本发明鉴于上述问题而完成，其目的在于可实现降低由红外线信号处理 电路中的干扰光噪声引起的误动作而不产生在上述的专利文献1以及专利文 献2产生的问题的载波检测电路、该载波检测电路的控制方法、以及包括了 该载波检测电路的红外线信号处理电路。
为了实现上述的目的，本发明的载波检测电路，包括在红外线信号处理 电路中，进行载波的检测，所述红外线信号处理电路包括：光接收元件，将 光接收的红外线信号变换成电信号；放大电路，放大所述电信号；带通滤波 器，从所放大的电信号中取出载波频率分量；以及积分电路，进行从上述载 波频率分量所检测出的载波的积分，该载波检测电路包括：第1比较器，比 较上述带通滤波器的输出信号和作为噪声检测电平的第1阈值电压；第2比 较器，比较上述带通滤波器的输出信号和作为第1载波检测电平的、电平比 上述第1阈值电压大的第2阈值电压；以及逻辑电路，基于上述第1比较器 的输出信号，控制上述放大电路的增益，以使上述第1比较器的输出信号不 被输出，同时将上述第2比较器的输出信号作为上述载波输出。
而且，为了实现上述目的，本发明中的载波检测电路的控制方法，该载 波检测电路包括在红外线信号处理电路，进行载波的检测，所述红外线信号 处理电路包括：光接收元件，将光接收到的红外线信号变换成电信号；放大 电路，放大所述电信号；带通滤波器，从所放大的电信号中取出载波频率分 量；以及积分电路，通过从上述载波频率分量所检测出的载波的积分，该方 法包括如下步骤：由第1比较器比较上述带通滤波器的输出信号和作为噪声 检测电平的第1阈值电压的步骤；由第2比较器比较上述带通滤波器的输出 信号和作为第1载波检测电平的、电平比上述第1阈值电压大的第2阈值电 压的步骤；由逻辑电路基于上述第1比较器的输出信号，控制上述放大电路 的增益，以使上述第1比较器的输出信号不被输出的步骤；以及由逻辑电路 将上述第2比较器的输出信号作为上述载波输出的步骤。
根据上述的结构以及控制方法，本发明的载波检测电路由第1比较器比 较带通滤波器的输出信号和作为噪声检测电平的第1阈值电压，并且基于该 输出信号来控制放大电路的增益，以使第1比较器的输出信号不被输出。根 据这样的结构以及控制方法，由于入射的干扰光噪声被可靠地降低至比载波 检测电平更小的噪声检测电平以下，因此能够降低由干扰光噪声引发的误动 作。
另外，在上述载波检测电路中，与专利文献1不同，不是用于检测红外 线信号的模式的结构，所以能够应对所有的红外线信号。进而，在上述载波 检测电路中，为是通过比较了上述带通滤波器的输出信号的上述比较器的输 出信号进行控制的结构，在只有上述带通滤波器振动才在需要控制的情况下， 上述比较器的输出信号不会消失，因此不会陷入专利文献2那样的不能控制 的状况。
由上，能够具有这样的效果，即实现减少红外线信号处理电路中的干扰 光噪声引发的误动作的载波检测电路、以及该载波检测电路的控制方法，而 不会产生专利文献1以及专利文献2中产生的问题。
为实现上述目的，本发明中的红外线信号处理电路包括上述载波检测电 路。
根据上述的结构，上述红外线信号处理电路具有上述载波检测电路，因 此具有能够降低由干扰光噪声引发的误动作这样的效果。另外，作为上述红 外线信号处理电路，可以举出红外线遥控接收机、IrDA收发机、以及IrDA Control。
本发明的其它的目的、特征、以及优点通过以下所示的记述会十分清楚。 另外，本发明的好处通过参照附图的下面的说明也会很明显。

图1是表示本发明的一实施方式中的红外线遥控接收机的结构例的图。
图2是表示上述红外线遥控接收机中所包括的逻辑电路的结构例的方框 图。
图3是表示上述红外线遥控接收机中所包括的电路的动作波形的图。
图4(a)是表示上述红外线遥控机中所包括的比较器的具体的结构例的 电路图。
图4(b)是表示上述比较器的动作的图。
图4(c)是表示上述比较器的动作的图。
图5(a)是表示上述红外线遥控接收机中所具有的振荡电路的具体的结 构例的电路图。
图5(b)是表示上述振荡电路的动作波形的图。
图6是表示上述逻辑电路所包括的计数器的具体的结构例的图。
图7是表示上述逻辑电路所包括的增减计数器的具体的结构例的图。
图8(a)是表示上述计数器以及上述增减计数器具有的D触发器 (flip-flop)的具体的结构例的图。
图8(b)是表示上述D触发器的动作的图。
图8(c)是表示上述D触发器的动作的图。
图9是表示本发明的其它实施方式的红外线遥控接收机的结构例的图。
图10是表示上述其它实施方式的红外线遥控接收机中包括的逻辑电路 的结构例的方框图。
图11是表示上述其它实施方式中的红外线遥控接收机包括的电路的动 作波形。
图12是表示本发明的其它实施方式中的IrDA Control的结构例的图。
图13(a)是说明带通滤波器(BPF)的稳定性的图。
图13(b)是说明带通滤波器的输出信号的波形失真的图。

[实施方式1]
关于本发明的一实施方式，基于图1～图8说明如下。本发明中的对红外 线信号进行接收、调制而后输出的红外线信号处理电路是适合用作红外线遥 控接收机(传输速率为1kbps以下、空间传输距离10m以上)、IrDA收发机 (传输速率为2.4kbps～115.2kbps，1.152Mbps，4Mbps，空间传输距离约1m)， 以及IrDA Control(传输速率为75kbps、副载波1.5MHz、空间传输距离1m 以上)使用的电路。在本实施方式中，以红外线遥控接收机为例进行说明。
图1表示红外线遥控接收机20a的结构例。
红外线遥控接收机20a包括：光电二极管芯片1(光接收元件)和接收 集成电路芯片16，该接收集成电路芯片16具有电流-电压变换电路2、电容 器3、放大器(放大电路)4、带通滤波器(BPF)5、载波检测电路12a、积 分电路13、以及迟滞比较器14。图中的输入端子IN为接收集成电路芯片16 的输入端子，输出端子OUT为接收集成电路芯片16的输出端子，输出信号 Vo为红外线遥控接收机20a的输出信号。
红外线遥控接收机20a用光电二极管芯片1将从未图示的红外线遥控发 送器所发送的红外线信号(遥控发送信号)变换成电流信号Iin，并且用电流 -电压变换电路2将该电流信号Iin变换成电压信号。接着，将该电压信号由 放大器4放大，并由带通滤波器5从该被放大后的电压信号取出载波频率分 量。接着，由载波检测电路12a从所取出的载波频率分量中检测载波，并且 由积分电路13对载波存在的时间进行积分，再由迟滞比较器电路14将积分 电路13的输出与阈值电压进行比较，从而判别有无载波，然后进行数字输出。 该数字输出Vo被传送到用于控制电子设备的微机等。
·载波检测电路12a具有比较器6a(第1比较器)、6b(第2比较器)、6c (第3比较器)、振荡电路7、以及对比较器6a～6c的各输出进行逻辑运算的 逻辑电路8，除了上述载波的检测之外，还进行放大器4的增益控制、带通 滤波器5的增益控制以及Q值控制。
比较器6a～6c的一个输入端子分别被输入带通滤波器5的输出信号bpf。 比较器6a的另一个输入端子被输入作为噪声检测电平的阈值电压Vth1(第1 阈值电压)，比较器6b的另一个输入端子被输入作为用于判定带通滤波器5 的输出信号bpf的电平的峰值检测电平的阈值电压Vth2(第3阈值电压)，比 较器6c的另一个输入端子被输入作为第1载波检测电平的阈值电压Vth3(第 2阈值电压)。阈值电压Vth1～Vth3具有这样的关系，即Vth1＜Vth3＜Vth2。
比较器6a比较带通滤波器5的输出信号bpf和阈值电压Vth1，在带通滤 波器5的输出信号bpf电平超过阈值电压Vth1电平的情况下，将输出信号 D1输出。同样，比较器6b比较带通滤波器5的输出信号bpf和阈值电压Vth2， 在带通滤波器5的输出信号bpf电平超过阈值电压Vth2电平的情况下，将输 出信号D2输出，比较器6c比较带通滤波器5的输出信号bpf和阈值电压Vth3， 在带通滤波器5的输出信号bpf电平超过阈值电压Vth3电平的情况下，将输 出信号D3输出。比较器6c的输出信号D3作为检测到的载波被输入到积分 电路13。
振荡电路7例如以与带通滤波器5的中心频率相同的频率进行振荡。
图2表示逻辑电路8的结构例。
逻辑电路8具有计数器9a(第1计数器)、9b(第2计数器)以及增减 计数器10a(第1增减计数器)、10b(第2增减计数器)。
计数器9a在振荡电路7的输出信号(时钟信号)osc被输入到时钟端子 CLK时进行计数动作。计数了规定脉冲数时(例如，进行15位、215＝32768 的脉冲计数)，将放大器控制信号ct1(第1放大电路控制信号)(用于增加增 益)输出到增减计数器10a。另外，计数器9a在振荡电路7的输出信号osc 被输入到时钟端子CLK时，进行计数动作，计数了规定脉冲数时(例如，进 行10位，210＝1024的脉冲计数)，将带通滤波器控制信号ctB1(用于增加增 益以及增加Q值)输出到增减计数器10b。复位端子RST被输入比较器6c 的输出D3。
放大器控制信号ct1的时间常数设定放大器控制的时间常数为300msec 以上。另外，带通滤波器控制信号ctB1的时间常数设定带通滤波器控制的时 间常数为300msec以下。
计数器9b在比较器6a的输出信号D1被输入时钟端子CLK时，进行计 数动作。计数了规定脉冲数时(例如，进行14位，214＝16384的脉冲计数)， 将放大器控制信号ct2(第2放大电路控制信号)(用于减少增益)输出到增 减计数器10a。放大器控制信号ct2的时间常数设定放大器控制的时间常数为 300msec以上。另外，放大器控制信号ct的各输出数具有这样的关系，即放 大器控制信号ct2的输出数＞放大器控制信号ct1的输出数。
增减计数器10a通过从计数器9a输出的放大器控制信号ct1进行计数动 作，并将放大器控制信号ct11(第1控制信号)输出到放大器4，使放大器4 的增益增加。另外，增减计数器10a根据从计数器9b输出的放大器控制信号 ct2进行计数动作，并将放大器控制信号ct12(第2控制信号)输出到放大器 4，使放大器4的增益减少。
增减计数器10b通过从计数器9a输出的带通滤波器控制信号ctB1进行 计数动作，并将带通滤波器控制信号ctB11(第3控制信号)输出到带通滤波 器5，使带通滤波器5的增益以及Q值增加。另外，增减计数器10b被输入 比较器6b的输出信号D2，并根据该比较器6b的输出信号D2进行计数动作， 将带通滤波器控制信号ctB12(第4控制信号)输出到带通滤波器5，使带通 滤波器5的增益以及Q值减少。
如上，由于载波检测电路12a能够由数字电路实现，所以能够缩小集成 电路芯片的尺寸，与此同时使成本降低。
接着，使用图3说明红外线遥控接收机20a的动作。图3表示红外线遥 控接收机20a的各电路的动作波形。另外，这里以被入射有逆变式荧光灯噪 声、之后被入射遥控发送信号的情况为例进行说明。
首先，在红外线遥控接收机20a被入射逆变式荧光灯噪声时，由电流- 电压变换电路2、放大器4以及带通滤波器5实施适当的处理后，带通滤波 器5的输出信号bpf(图中的信号bpf1)被分别输入到载波检测电路12a的比 较器6a～6c。带通滤波器5的输出信号bpf1和阈值电压Vth1～Vth3为图示那 样的关系，因此，如图所示，信号D1以及D3分别从比较器6a以及6c输出。
计数器9a通过比较器6c的输出信号D3而被复位，所以计数器9a的计 数动作停止。比较器6a的输出信号D1被输入到计数器9b，由此放大器控制 信号ct2被输出，并被输入到增减计数器10a。在增减计数器10a，通过放大 器控制信号ct2将放大器控制信号ct12输出到放大器4，并进行放大器4的控 制，以使放大器4的增益减少。
接着，通过上述的放大器4的增益控制，逆变式荧光灯噪声被衰减，在 比较器6c的输出信号D3不被输出时，计数器9a的计数动作开始，带通滤波 器控制信号ctB1被输出到增减计数器10b。由此，在增减计数器10b，将带 通滤波器控制信号ctB11输出到带通滤波器5，进行带通滤波器5的控制，以 使带通滤波器5的增益以及Q值增加。
然后，放大器控制信号ct1被输出到增减计数器10a，由此，在增减计数 器10a，将放大器控制信号ct11输出到放大器4，进行放大器4的控制，以使 放大器4的增益增加。再有，此时，比较器6a的输出信号D1产生的放大器 4的增益控制仍在持续。通过以上的放大器4以及带通滤波器5的控制，逆 变式荧光灯噪声被衰减到比较器6a的阈值电压Vth1以下(图中的信号bpf2)。 这样，逆变式荧光灯噪声被可靠地降低，而且被降低到比用于检测载波的比 较器6c的阈值电压Vth3小的比较器6a的阈值电压Vth1以下，因此能够降 低逆变式荧光灯噪声产生的误动作。
接着，红外线遥控接收机20a被输入遥控发送信号时，由电流-电压变换 电路2、放大器4以及带通滤波器5实施适当的处理，然后带通滤波器5的 输出信号bpf(图中的信号bpf3)被分别输入到载波检测电路12a的比较器 6a～6c。带通滤波器5的输出信号bpf3和阈值电压Vth1～Vth3为图示那样的 关系，因此，如图所示，输出信号D1～D3分别从比较器6a～6c输出。根据比 较器6a的输出信号D1，进行上述放大器4的控制。
这里，在通过比较器6a的输出信号D1以及振荡电路7的输出信号osc 所进行的控制中，使放大器控制信号ct1以及放大器控制信号ct2的时间常数 为300msec以上来确保足够的时间常数，所以能够消除增益的急剧变动，在 遥控发送信号输入时，能够获得稳定的接收灵敏度。
另外，在比较器6c的输出信号D3被输出期间，计数器9a被复位，所 以不进行在振荡电路7的输出信号osc造成的、放大器4的增益增加控制、 带通滤波器5的增益以及Q值增加控制，而仅进行放大器4的增益减少控制， 因此能够减小增益的变动(偏差)，在遥控发送信号输入时，能够获得稳定的 接收灵敏度。进而，因为仅进行放大器4的增益减少控制，所以能够进一步 降低逆变式荧光灯噪声产生的误动作。
另外，与上述控制一起，通过比较器6b的输出信号D2进行带通滤波器 5的控制。在比较器6b的输出信号D2被输出的情况下，判断为产生带通滤 波器5的输出信号bpf电平不适合遥控发送信号、比较器6c的输出信号D3 的脉冲宽度变大等问题，进行带通滤波器5的增益以及Q值的控制。
具体来讲，比较器6b的输出信号D2被输入增减计数器10b时，增减计 数器10b将带通滤波器控制信号ctB12输出到带通滤波器5，并控制带通滤波 器5，以使带通滤波器5的增益以及Q值减少。由此，带通滤波器5的输出 信号bpf被衰减到比较器6b的阈值电压Vth2以下(图中的信号bpf4)，所以 能够使带通滤波器5的输出信号bpf电平成为最佳的电平，并能够输出适合 遥控发送信号的载波。此外，由于对增减计数器10b所设定的时间常数小， 所以能快速控制。
这里，在通过比较器6a的输出信号D1以及振荡电路7的输出信号osc 所进行的控制下，带通滤波器5的Q值增加。此时，会产生带通滤波器5的 稳定性降低、或由于带通滤波器5的输出信号bpf的波形失真变大而引发的 接收灵敏度降低这样的问题(更具体地，参照后述的比较例中的专利文献3 (日本公开专利公报：特开2004-56541号公报(公开日：2004年2月19日)))。 但是，因为根据上述的带通滤波器5的控制而进行带通滤波器5的Q值被减 少的控制，所以不会产生上述那样的问题。
接着，遥控发送信号的输入停止时，仅计数器9a进行动作，增益控制信 号ctB1被输出到增减计数器10b，根据带通滤波器控制信号ctB11控制带通 滤波器5，以使带通滤波器5的增益以及Q值增加。然后，增益控制信号ct1 被输出到增减计数器10a，根据增益控制信号ct11来控制放大器4，以使放大 器4的增益增加。
另外，这里，以在使逆变式荧光灯噪声衰减之后遥控发送信号被入射的 情况进行了说明，但是，也可考虑在使逆变式荧光灯噪声衰减之前遥控发送 信号被输入的情况。此时，能够由比较器6b的输出信号D2产生的快速的带 通滤波器5的增益以及Q值控制来应对，所以没有问题。
图4(a)表示比较器6a～6c(统称后记载为比较器6)的具体的结构例， 图4(b)以及图4(c)表示比较器6的动作。另外，以下，MOS晶体管QP 为P沟道型MOS晶体管，MOS晶体管QN为N沟道型MOS晶体管。另外， 后述的实施方式2中的比较器6d也为同样的结构。
比较器6是如图4(a)所示的迟滞比较器(hysteresis comparator)。首先， 说明元件的连接关系。MOS晶体管QP1以及MOS晶体管QP2的各自源极被 相互连接，并经由电流源I1被连接到电源端子Vdd。MOS晶体管QP1的栅 极为比较器6的一个输入端子，被输入带通滤波器5的输出信号bpf，MOS 晶体管QP2的栅极为比较器6的另一输入端子，被输入阈值电压Vth(阈值 电压Vth1～Vth4的总称)。
MOS晶体管QP1的漏极被连接到与MOS晶体管QN2构成电流镜电路 的MOS晶体管QN1的漏极，MOS晶体管QP2的漏极连接到与MOS晶体管 QN3构成电流镜电路的MOS晶体管QN4的漏极。此外，MOS晶体管QP1 的漏极被连接到MOS晶体管QN3的漏极，MOS晶体管QP2的漏极被连接 到MOS晶体管QN2的漏极。
MOS晶体管QN1的栅极被连接到MOS晶体管QN5的栅极，MOS晶体 管QN3的栅极被连接到MOS晶体管QN6的栅极。MOS晶体管QN5的漏极 被连接到与MOS晶体管QP4构成电流镜电路的MOS晶体管QP3的漏极， MOS晶体管QN6的漏极被连接到MOS晶体管QP4的漏极。
另外，MOS晶体管QP4的漏极和MOS晶体管QN6的漏极的连接点被 连接到由MOS晶体管QP5以及MOS晶体管QN7构成的CMOS反相器的输 入端子，该CMOS反相器的输出端子为比较器6的输出端子。MOS晶体管 QP3～MOS晶体管QP5的各自源极被连接到电源端子Vdd，MOS晶体管 QN1～MOS晶体管QN7的各自源极被连接到GND端子。
接着，使用图4(b)以及图4(c)说明比较器6的动作。图4(b)用 于说明带通滤波器5的输出信号bpf从较大的值向较小的值变化时的动作， 图4(c)用于说明带通滤波器5的输出信号bpf从较小的值向较大的值变化 时的动作。另外，图4(b)以及图4(c)中的虚线部分表示没有电流流过的 情况。
首先，说明4(b)的情况。图4(b)图示了带通滤波器5的输出信号 bpf的值较大、比较器6的输出信号为H(高)电平(被输出输出信号D1～D4) 的状态。
在带通滤波器5的输出信号bpf＞Vth-ΔV1时，若MOS晶体管QP1没有 电流流过，而MOS晶体管QP2为过驱动(overdrive)状态时，由于MOS晶 体管QN1漏极没有电流，所以MOS晶体管QN2也没有漏极电流。所以，需 要MOS晶体管QN4导通(ON)，MOS晶体管QN3也导通(ON)。但是MOS 晶体管QN3没有漏极电流，所以MOS晶体管QN3的漏极/源极间电压 Vds＝0V，MOS晶体管QN1/QN2的栅极电位成为GND，MOS晶体管QN1/QN2 截止。此时，MOS晶体管QN6导通，所以MOS晶体管QP5导通，比较器6 的输出信号成为H(高)电平。
带通滤波器5的输出信号bpf减少，从而带通滤波器5的输出信号 bpf＝Vth-ΔV1，此时，MOS晶体管QP2的过驱动状态被解除，从而MOS晶 体管QP2的漏极电流可减少，MOS晶体管QP1以及MOS晶体管QP2的两 者流过漏极电流时，MOS晶体管QP1中流过的漏极电流流入到MOS晶体管 QN3，所以MOS晶体管QP1的漏极电流成为MOS晶体管QP2的漏极电流 的N倍。因此，MOS晶体管QP1的漏极电流M1＝{N/(N+1)}×I1，MOS晶 体管QP2的漏极电流M2＝{1/(N+1)}×I1，差动对平衡。
另外，此时的MOS晶体管QP1和MOS晶体管QP2的栅极/源极间电压 Vgs之差为ΔV。MOS晶体管QP1和MOS晶体管QP2其源极电位相等，所 以如果使漏极电流M1、M2的W/L比(W为栅极宽度，L为栅极长度)相等， 并使MOS晶体管QP1的栅极/源极间电压为Vgs1，使MOS晶体管QP1的栅 极/源极间电压为Vgs2，则根据
Vth+Vgs2＝Vth-ΔV1+Vgs1得到
ΔV1＝Vgs1-Vgs2
＝21/2×Vov×{(N/(N+1))1/2-(1/(N+1))1/2}    (1)
其中，
Vov＝(I1/(μ0×Cox×W/L))1/2，μ0为载波的迁移率，Cox为栅极绝缘膜 的电容，Vov为在没有滞后的情况下(N＝1)的、用于使漏极电流M1/M2流 过的MOS晶体管QP1以及MOS晶体管QP2的过驱动电压。
接着，带通滤波器5的输出信号bpf进一步减少，从而带通滤波器5的 输出信号bpf＜Vth-ΔV1时，MOS晶体管QP1的漏极电流需要增加，所以 MOS晶体管QN3的电流也增加。但是，MOS晶体管QP1的漏极电流增加时， MOS晶体管QP2的漏极电流一定减少，所以MOS晶体管QN3的电流不能 增加。因此，MOS晶体管QP1的漏极电流对MOS晶体管QN1的栅极快速 地充电，从而使MOS晶体管QN1导通(ON)。由此，MOS晶体管QN3的 漏极/栅极间电压Vds变大。而且，与此同时，MOS晶体管QN2也导通。
但是，由于MOS晶体管QN2要流过MOS晶体管QN1的N倍的电流， 所以要增加MOS晶体管QP2的电流，但是MOS晶体管QP2的电流一定减 少，所以MOS晶体管QN2要从MOS晶体管QN4的栅极抽取电流，并且 MOS晶体管QN3以及MOS晶体管QN4的栅极电位降低，从而MOS晶体管 QN3以及MOS晶体管QN4截止。该电流引出有限，所以如果到达了界限， MOS晶体管QN2其漏极没有电流流过，其漏极/源极间电压Vds变成0V， MOS晶体管QN3以及MOS晶体管QN4的栅极电位成为GND。其结果， MOS晶体管QP2其漏极没有电流流过。
这样，由于带通滤波器5的输出信号bpf＝Vth-ΔV1时的平衡不稳定， 在刚一成为带通滤波器5的输出信号bpf＜Vth-ΔV1时，电路的电流分布反 转。由此，比较器6的输出信号变成L(低)电平。
在图4(c)中，表示在从比较器6的输出信号如图4(b)那样变成L(低) 电平的状态起，相反地，带通滤波器5的输出信号bpf电平上升时的电路状 态，首先，图示比较器6的输出信号为L(低)电平的状态。
在图4(b)中，MOS晶体管QP1以及MOS晶体管QP2的源极电位， 与从带通滤波器5的输出信号bpf＝Vth-ΔV1的状态起、带通滤波器5的输 出信号bpf＜Vth-ΔV1的瞬间相比，带通滤波器5的输出信号bpf＜Vth-Δ V1后的一方变高。这是由于，该状态转移通过正反馈进行，甚至在带通滤波 器5的输出信号bpf＜Vth-ΔV1时，MOS晶体管QP1也成为过驱动状态。 因此，在图4(c)中，在比较器6的输出信号从L(低)电平的状态起带通 滤波器5的输出信号bpf电平上升时，在带通滤波器5的输出信号bpf未上升 到比Vth-ΔV1更大的Vth+ΔV2之前，MOS晶体管QP1的漏极电流减少， 从而不会变成在MOS晶体管QP2流过漏极电流。据此，在带通滤波器5的 输出信号bpf＜Vth+ΔV2时，成为MOS晶体管QP1上流过漏极电流、而MOS 晶体管管QP2没有漏极电流流过的状态，电流分布变得与带通滤波器5的输 出信号bpf＜Vth-ΔV1相同。因此，比较器6的输出信号变成L(低)电平。
带通滤波器5的输出信号bpf电平上升而变成Vth+ΔV2时，成为MOS 晶体管QP1以及MOS晶体管QP2两者流过漏极电流的状态。
此时，MOS晶体管QP1的漏极电流M1＝{1/(N+1)}×I1，MOS晶体 管QP2的漏极电流M2＝{N/(N+1)}×I1，差动对平衡。此时，根据
Vth+Vgs2＝Vth+ΔV2+Vgs1得出
ΔV2＝Vgs2-Vgs1
＝21/2×Vov×{(N/(N+1))1/2-(1/(N+1))1/2}    (2)
所以，根据式(1)以及式(2)，得出
ΔV1＝ΔV2＝ΔV
从而Vth-ΔV2和Vth+ΔV2相对于Vth，处于对称的位置。
接着，带通滤波器5的输出信号bpf电平进一步上升，带通滤波器5的 输出信号bpf＞Vth+ΔV2时，电流分布变得与带通滤波器5的输出信号bpf＞ Vth-ΔV1时的电流分布相等，比较器6的输出信号变成H(高)电平。此时， 通过正反馈的作用，MOS晶体管QP1没有流过漏极电流，MOS晶体管QP2 变成过驱动状态。从该状态起，带通滤波器5的输出信号bpf电平减少时， 产生由图4(b)说明过的变化。
通过将比较器6选择为以上那样的迟滞比较器，即使在带通滤波器5的 输出信号bpf是接近阈值电压Vth的情况下，输出D1～D3的脉冲宽度也会变 大，并能够可靠地触发计数器9a以及计数器9b。
图5(a)表示振荡电路7的具体的结构例，图5(b)表示其动作波形。 另外，图中的周期tosc为振荡电路的输出信号osc的周期。首先，说明振荡 电路7的元件的连接关系。
MOS晶体管QP11、MOS晶体管QP12以及MOS晶体管QP13的各自源 极被连接到电源端子Vdd，MOS晶体管QP11的漏极被连接到与MOS晶体 管QP13构成电流镜电路的MOS晶体管QP12的漏极，MOS晶体管QP11的 漏极和MOS晶体管QP12的漏极的连接点经由电流源I2连接到GND端子。 MOS晶体管QN11、MOS晶体管QN12、以及MOS晶体管QN13的各自源 极被连接到GND端子，MOS晶体管QN11的漏极被连接到与MOS晶体管 QN13构成电流镜电路的MOS晶体管QN12的漏极，MOS晶体管QN11的漏 极和MOS晶体管QN12的漏极的连接点经由电流源I3被连接到电源端子 Vdd。
MOS晶体管QP13的漏极以及MOS晶体管QN13的漏极被相互连接， 在该连接点和GND端子之间并联连接着MOS晶体管QN14以及电容器C1。 而且，在上述连接点分别连接着比较器30的反相输入端子以及比较器31的 同相输入端子。比较器30的同相输入端子被输入阈值电压Vth12，比较器31 的反相输入被输入阈值电压Vth11。阈值电压Vth11以及阈值电压Vth12具有 这样的关系，即阈值电压Vth11＜阈值电压Vth12。
比较器30的输出端子被连接到置位复位触发器(以下仅记载为SR触发 器)32的置位端子S，比较器31的输出端子被连接到复位端子R。SR触发 器32的输出端子被连接到MOS晶体管QP11以及MOS晶体管QN11的各 栅极。MOS晶体管QN14的栅极被从外部输入用于复位振荡电路7的复位信 号。SR触发器32的输出端子Q为振荡电路7的输出端子。
接着，使用图5(b)说明振荡电路7的动作。
首先，假设从SR触发器32的输出端子Q输出L(低)电平的信号。由 此，电流源I2的输出电流通过由MOS晶体管QP12以及MOS晶体管QP13 构成的电流镜电路流入电容器C1，对电容器C1充电。而且，此时，电流源 I3的输出电流通过处于导通状态的MOS晶体管QN11流向GND，所以对电 容器C1的充电不起作用。
通过上述充电，电容器C1的电位Cosc缓慢上升，超过比较器30的阈 值电压Vth12时，比较器30的输出信号变成L(低)电平。此时，电容器 C1的电位Cosc应超过阈值电压Vth11，因此比较器31的输出信号为H(高) 电平，由此，从SR触发器32的输出端子Q输出H(高)电平的信号。
接着，由于从SR触发器32的输出端子Q输出H(高)电平的信号， MOS晶体管QN11截止，并且由于电流源I3的输出电流，MOS晶体管QN12 以及MOS晶体管QN13导通，将电容器C1的电位Cosc放电。其结果，电 容器C1的电位Cosc缓慢降低，低于比较器31的阈值电压Vth11时，比较器 30的输出信号变成L(低)电平。此时，电容器C1的电位Cosc应低于阈值 电压Vth12，因此，比较器31的输出信号为H(高)电平，由此，从SR触 发器32的输出端子Q输出L(低)电平的信号。通过反复进行这样的动作， 从而输出图1所示的输出信号osc。
振荡电路7的振荡频率fosc通过以下的算式(3)来求。另外，算式(3) 为使电流源I2的输出电流值和电流源I3的输出电流值相等的情况。从算式(3) 可知，通过控制电流源I2的输出电流值或者电流源I3的输出电流值、或两者 的输出电流值，能够控制振荡频率fosc。
fosc＝I/(2×C1×(Vth12-Vth11))    (3)
其中，I：电流源I2以及电流源I3的输出电流值。
这里，振荡频率fosc优选为与带通滤波器5的中心频率相同的频率。比 较器6比较带通滤波器5的输出信号，所以，其输出信号的频率为带通滤波 器5的中心频率。因此，通过使振荡电路7的振荡频率fosc为与带通滤波器 5的中心频率相同的频率，能够降低两者的输出信号时间偏差，并降低逻辑 电路8的误动作。另外，振荡频率fosc优选小于带通滤波器5的中心频率的 频率。通过使振荡频率fosc小于带通滤波器5的中心频率，不会使计数器的 bit数增大而能够使根据振荡电路7的输出信号osc进行计数动作的计数器9a 的时间常数变大。
图6表示计数器9a以及9b(总称计数器9)的具体的结构例。
计数器9具有多个4位同步式二进制计数器，该4位同步式二位计数器 设置4级计数器单元35，该计数器单元35包括“异或”电路(EXOR)、“与” 电路(AND)、以及D触发器(D触发器40)(DFF)。另外，以下将1个4 位同步式二进制计数器记载为1组。另外，输出Q0为D触发器0的输出， 输出Q1为D触发器1的输出。关于其它的D触发器也同样。
在1组中的第n(n＝1～4)级的计数器单元35中，“异或”电路的一个输 入端子连接第n-1级的计数器单元35具有的“与”电路的输出端子，其它的 输入端子连接第n级的计数器单元35具有的D触发器的输出端子Q。“异或” 电路的输出端子连接着第n级的计数器单元35具有的D触发器的输入端子 D。另外，仅1组中的初级计数器35具有的“异或”电路的一个输入端子被 输入来自低位(前组)的进位信号Cin。
1组中的n级计数器单元35具有的“与”电路被输入来自低位(前组) 的进位信号Cin、第n级的计数器单元35具有的D触发器的输出、以及所有 前级(n-1级、n-2级...初级)的D触发器的输出。例如，在将图中的计数 器单元35A作为第n级的计数器单元35的情况下，计数器单元35A具有的 “与”电路3被输入来自低位(前组)的进位信号Cin、作为第n级的计数器 单元35具有的D触发器的输出的D触发器3的输出Q3、以及作为所有前级 的D触发器的输出的D触发器0的输出Q0(初级)、D触发器1的输出Q1 (n-2级)、D触发器2的输出Q2(n-1级)。
1组具有上述的结构，对于时钟CLK的输入，从0000～1111为止对脉冲 进行计数。另外，最后级的计数器单元35具有的“与”电路(上述“与”电 路3)在1组中的D触发器的输出为“1111”时，输出进位信号Cin，并输入 到高位的(下一个的)组。由此，能构成多bit的计数器。在为红外线遥控接 收机20a的情况下，带通滤波器5的中心频率采用普通的规格，为40kHz， 脉冲周期为25μsec。所以，根据25μsec×214＝0.4096sec，将计数器9设置 为14bit以上的计数器，从而能够得到300msec以上的时间常数。
图7表示增减计数器10a以及10b(统称为增减计数器10)的具体的结 构例。
增减计数器10具有多个7位同步式二进制计数器，该7位同步式二进制 计数器由设置了7级的计数器单元36和输入了所有级的计数器单元36具有 的“异或”电路1的输出A0～A6的“与”电路5构成，其中，所述计数器单 元36由两个“异或”电路、“与”电路、以及D触发器构成。而且，以下将 1个7位同步式二进制计数器记载为1组。1组中的“与”电路5在所有级的 计数器单元36具有的“异或”电路1的输出为“1”时，输出进位信号Cina， 并输入到高位的(下一个)组。
在1组中的第n(n＝1～7)级的计数器单元36中，“异或”电路1的一个 输入端子被输入计数控制信号UD，另一个输入端子与第n级的计数器单元 36具有的“异或”电路2的另一个输入端子连接的同时，连接到第n级的计 数器单元36具有的DEF的输出端子Q。第n级的计数器单元36具有的“与” 电路被连接第n-1级的计数器单元36具有的“与”电路的输出端子和第n-1 级的计数器单元36具有的“异或”电路1的输出端子，其输出端子被输入到 第n级计数器单元36具有的“异或”电路2的一个输入端子，同时，与第n 级的计数器单元36具有的“异或”电路1的输出端子一起被连接到第n+1级 的计数器单元36具有的“与”电路。第n级的计数器单元36具有的“异或” 电路2的输出端子被连接到第n级的计数器单元36具有的DEF的输入端子 D。1组中的初级的计数器单元36具有的“与”电路被输入起动信号EN和 来自低位(前组)的进位信号Cina。
1组具有上述那样的构成，对于时钟CLK的输入，从0000000～1111111 为止对脉冲进行计数。另外，在计数控制信号UD被输入H(高)电平的信 号的情况下，进行递增计数，在被输入L(低)电平的信号的情况下，进行 递减计数。
这里，计数器9以及增减计数器10分别具有扫描路径，能够进行移位寄 存器动作。并且，在作为规定时间的晶片测试时，通过以相同时钟CLK输入 使计数器9以及增减计数器10工作(正常工作时分别以不同的时钟CLK输 入来工作)，从而测试设计变得容易，并能够提高故障检测率。
图8(a)表示计数器9以及增减计数器10所使用的D触发器40的具体 的结构例，图8(b)以及图8(c)表示D触发器40的动作。D触发器40 由时钟控制反相器(以下仅记载为反相器IN)、“与”电路、以及“或非”电 路(NOR)构成。首先说明元件的连接关系。
D触发器40的输入端子D被连接反相器IN 1，反相器IN 1的输出端子 被连接到“与”电路11的另一个输入端子。“与”电路11的一个输入端子被 连接着用于设定D触发器40的输出的H输出设定端子OS(初始值设定部件)。 “与”电路11的输出端子被连接到“或非”电路1的另一个输入端子，“或 非”电路1的一个输入端子连接着用于复位D触发器40的、作为L输出设 定端子的复位端子RST(初始值设定部件)。“或非”电路1的输出端子被连 接反相器IN2，反相器IN2的输出端子被连接到“与”电路11的另一个输入 端子。
另外，“或非”电路1的输出端子被连接反相器IN3，反相器IN3的输出 端子被连接到“与”电路12的另一个输入端子。“与”电路12的一个输入端 子被连接着H输出设定端子OS。“与”电路12的输出端子被连接到“或非” 电路2的另一个输入端子，“或非”电路2的一个输入端子被连接复位端子 RST。“或非”电路2的输出端子被连接反相器IN 4，反相器IN4的输出端子 被连接到反相器IN3的输出端子。“或非”电路2的输出端子为D触发器40 的输出端子Q，反相器IN4的输出端子为D触发器40的输出端子。
接着，使用图8(b)以及图8(c)说明D触发器40的动作。图8(b) 表示输入H(高)电平的信号作为时钟CLK的情况，图8(c)表示输入L (低)电平的信号作为时钟CLK的情况。D触发器40如上述那样具有H输 出设定端子OS以及复位端子RST，从而能够设定D触发器40的输出。具体 来讲，在对H输出设定端子OS输入L(低)电平的信号的情况下，能够使D 触发器40的输出(输出Q)为“H”，并且在对复位端子RST输入H(高) 电平的信号的情况下，能够使用于复位D触发器40的、即D触发器40的输 出(输出Q)为“L”。以下说明各个情况。
首先，如图8(b)所示，说明输入H(高)电平的信号作为时钟CLK、 并对复位端子RST输入H(高)电平的信号，从而使D触发器40的输出为 “L”的情况。
如图8(b)所示，输入H(高)电平的信号作为时钟CLK时，反相器 IN1以及反相器IN 4变成高阻抗状态。并且，通过对复位端子RST输入H(高) 电平的信号，从而“或非”电路1的一个输入端子被输入H(高)电平的信 号，其结果，无论“与”电路11的输出为何种电平，“或非”电路1的输出 都为L(低)电平，因此，能够将“与”电路11和“或非”电路1看成输出 为L(低)电平的一个反相器(图中的IN 11)。同样，能够将“与”电路12 和“或非”电路2看成输出为L(低)电平的一个反相器(图中的IN 12)。 由此，能够使D触发器40的输出为“L”。
接着，如图8(c)所示，说明输入L(低)电平的信号作为时钟CLK， 并对复位端子RST输入H(高)电平的信号，从而使D触发器40的输出为 “L”的情况。
此时，反相器IN 2以及反相器IN 3变成高阻抗状态。并且，能够将“与” 电路11和“或非”电路1看成输出为L(低)电平的IN 11，并能够将“与” 电路12和“或非”电路2看成输出为L(低)电平的反相器IN12。由此，能 够使D触发器40的输出为“L”。
接着，如图8(b)所示，说明作为时钟CLK输入H(高)电平的信号， 并对H输出设定端子OS输入L电平的信号，从而使D触发器40的输出为 “H”的情况。
如图8(b)所示，输入H(高)电平的信号作为时钟CLK时，反相器 IN1以及反相器IN 4变成高阻抗状态。并且，通过对H输入设定端子OS输 入L(低)电平的信号，从而对“与”电路11的一个输入端子输入L(低) 电平的信号，其结果，“与”电路11的输出一定为L(低)电平。“或非”电 路1的一个输入端子通过复位端子RST被输入L(低)电平的信号，因此“或 非”电路1的输出一定为H(高)电平，其结果，能够将“与”电路11和“或 非”电路1看成输出成为H(高)电平的一个反相器(图中的IN11a)。同样， 能够将“与”电路12和“或非”电路2看成输出为H(高)电平的一个反相 器(图中的IN12a)。由此，能够使D触发器40的输出为“H”。
接着，如图8(c)所示，说明输入L(低)电平的信号作为时钟CLK、 并对H输出设定端子OS输入L电平的信号，从而使D触发器40的输出为 “H”的情况。
此时，反相器IN 2以及反相器IN 3变成高阻抗状态。并且，能够将“与” 电路11和“或非”电路1看成输出为H(高)电平的IN11a，并能够将“与” 电路12和“或非”电路2看成输出为H(高)电平的反相器IN12a。由此， 能够使D触发器40的输出为“H”。
如上，通过对D触发器40的H输出设定端子OS输入L(低)电平的信 号，并且，对复位端子RST输入H电平的信号，能够设定D触发器40的输 出。由此，在电源接通时，能够设定放大器4的增益、带通滤波器5的增益 以及Q值。其结果，能够根据使用环境将放大器4的增益、带通滤波器5的 增益以及Q值适当地设定成最佳的值，因此能够实现适当地与使用环境对应 的红外线遥控接收机20a。
[实施方式2]
关于本发明的其它的实施方式，基于图9～图11说明如下。
图9表示红外线遥控接收机20b的结构例。另外，假设赋予了与图1所 示的红外线遥控接收机20a相同的符号的部件具有相同的功能，不特别说明 其动作等。
红外线遥控接收机20b对于红外线遥控接收机20a的结构来说，包括载 波检测电路12b取代载波检测电路12a的结构。
载波检测电路12b相对于载波检测电路12a的结构，包括比较器6d(第 4比较器)、取代逻辑电路8的逻辑电路8a以及选择器电路11。比较器6d的 一个输入端子被输入带通滤波器5的输出信号bpf，另一个输入端子被输入作 为第2载波检测电平的阈值电压Vth4(第4阈值电压)。阈值电压Vth1～Vth4 具有这样的关系，即Vth1＜Vth3＜Vth4＜Vth2。
图10表示逻辑电路8a的结构例。
逻辑电路8a为与逻辑电路8大致相同的结构，但是取代增减计数器10b 而具有增减计数器10bb。增减计数器10bb与增减计数器10b同样进行带通 滤波器5的控制，同时进行选择器电路11的控制。更具体地说，在被输入了 比较器6b的输出信号D2的情况下，对选择器电路11输出选择控制信号cts。
选择器电路11被输入比较器6b的输出信号D2和比较器6d的输出信号 D4，并从这两个输出信号中选择载波。载波的选择基于从上述的逻辑电路8a 中的增减计数器10bb输出的选择控制信号cts来选择。在被输入选择控制信 号cts的情况下，输出比较器6d的输出信号D4作为载波。
这样，在比较器6b的输出信号D2被输出的情况下，即，在被判断为产 生带通滤波器5的输出信号bpf电平不适合遥控发送信号、且比较器6c的输 出信号D3的脉冲宽度变大等的问题的情况下，比较器6d的输出信号D4作 为载波被输出到后级的电路，从而能够输出适合于遥控发送信号的载波。而 且，由于将以比阈值电压Vth3大的电平的阈值电压Vth4比较后的比较器6d 的输出信号D4作为载波输出，所以能进一步降低逆变式荧光灯噪声引发的 误动作。
进而，在本实施方式2的结构中，也能够应对遥控发送信号输入时的逆 变式荧光灯噪声的突然产生(例如突然使逆变式荧光灯点亮而产生)。使用图 11来说明。图11表示逆变式荧光灯噪声突然发生时的红外线遥控接收机20b 的各电路的动作波形。
如图所示，即使突然产生逆变式荧光灯噪声(图中的信号带通滤波器5)， 在噪声产生以前，也会通过输出比较器6b的输出信号D2，从选择器电路11 输出阈值电压较高的比较器6d的输出信号D4作为载波。由此，能够防止突 然的逆变式荧光灯噪声产生的误动作。
[实施方式3]
以上，在实施方式1以及2中说明了将本发明应用于红外线遥控接收机 的情况。在本实施方式中，表示将本发明应用于IrDA Control的情况。另外， 增益控制等的动作由于和实施方式1以及2一样，所以这里省略。另外，这 里虽然只应用实施方式1中的结构，但是不言而喻，也能够应用实施方式2 的结构。
图12表示IrDA Control 70的结构例。另外，假设赋予与图1所示的红外 线遥控接收机20a相同的标号的部件具有相同的结构，并不特别说明其动作 等。
IrDA Control 70具有发送单元50以及接收单元60。发送单元50由LED 及其驱动电路构成。接收单元60为与红外线遥控接收机20a同样的结构，但 是，IrDA Control由于副载波为1.5MHz，所以包括中心频率为1.5MHz的作 为带通滤波器5的带通滤波器5a、以及振荡频率fosc为1.5MHz的作为振荡 电路7的振荡电路7a。
以上，由各实施方式所示的本发明的红外线信号处理电路不会产生以往 的结构产生的各种问题。以下说明该点。
首先，在专利文献1的数据传输系统中，设置某时间范围Tcheck，在该 时间范围Tcheck中根据是否产生了休止时间Td来判别是红外线遥控信号还 是噪声，在为噪声的情况下，进行放大器的控制。但是，在该数据传输系统 中，红外线信号因使用的厂商不同而不同(例如NEC码、sony码、RCMM 码等十几种)，有时根据红外线信号而不适合于休止期间Td，产生不能接收 那种红外线信号的问题。另外，如专利文献5(日本公开专利公报：特开 2006-60410号公报(公开日：2006年3月2日))中所指出的那样，产生增 益速度慢且不能应对突然产生噪声这样的问题。
但是，例如在红外线遥控接收机20a中，与专利文献1不同，由于不是 检测红外线遥控信号的参数的结构，所以能够应对所有的红外线信号。另外， 在红外线遥控接收机20b，通过选择器电路11也能够应对噪声的突然发生。
另外，专利文献2公开了一种将带通滤波器的输出信号解调并将该解调 后的信号作为触发来控制放大器以及带通滤波器的接收机电路。但是，产生 了这样的问题，即该接收机电路在逆变式荧光灯噪声以高发光强度入射的情 况下，带通滤波器的输出信号因噪声而饱和，解调后的信号始终为L(低) 电平，所以不能作为触发来利用，不能进行放大器以及带通滤波器的控制。
但是，例如在红外线遥控接收机20a，为通过比较带通滤波器5的输出信 号bpf的比较器6的输出信号进行控制的结构，在只有带通滤波器5振动才 需要控制的情况下，由于比较器6的输出信号不会消失，所以不会产生专利 文献2那样的不能控制的状况。
另外，专利文献3公开了一种通过检测带通滤波器的输出信号并使带通 滤波器的Q值增大，从而降低噪声的遥控光接收装置。但是，使带通滤波器 的Q值增加时，会产生带通滤波器的稳定性下降这样的问题或者由于带通滤 波器的输出信号的波形失真变大而引起的接收灵敏度下降这样的问题。对于 这种问题，使用图13来详细地说明。图13(a)表示带通滤波器的极点配置， 图13(b)表示输入了遥控发送信号的情况下的带通滤波器的输出信号波形。
首先，叙述带通滤波器的稳定性。算式(4)表示带通滤波器的传递函数， 算式(5)表示极p1、p2。
H(s)＝(H×ω0s/Q)/(s2+ω0s/Q+ω02)    (4)
p1＝(-ω0/2/Q，ω0(1-(1/2Q)2)1/2)
p2＝(-ω0/2/Q，-ω0(1-(1/2Q)2)1/2)    (5)
如图13(a)所示，通过使带通滤波器的Q值增加，极点(pole)配置靠 近右半平面。其结果，在负反馈电路中，极点配置存在于右半平面时，基于 系统不稳定这样的尼奎斯特(nyquist)的稳定判别法，带通滤波器为不稳定， 产生振荡这样的问题。
接着，叙述带通滤波器的输出信号的波形失真。关于带通滤波器的正弦 波响应，将正弦波的拉普拉斯变换作为算式(6)，能够通过H(s)F(s)的 拉普拉斯逆变换而得到(算式(7))。
F(s)＝L(sin(ω0t))＝ω0/(s2+ω02)    (6)
L-1(H(s)F(s))＝H(1-exp(-ω0t/2/Q))sin(ω0t)    (7)
可知，算式(7)中的(1-exp(-ω0t/2/Q))影响波形失真，所以通过使 Q值增加，从而波形失真变大。并且，如果带通滤波器的输出信号的波形失 真变大，则接收灵敏度下降。特别地，遥控发送信号的基频的脉冲宽度小时， 波形失真相对地变大。所以，带通滤波器的Q值通常被设定在10～15左右。
但是，例如，在红外线遥控接收机20a中，由于比较器6b的输出信号 D2被输出而判断为放大器4的增益、带通滤波器5的增益以及Q值较大，并 且快速进行带通滤波器5的控制，以使带通滤波器5的增益以及Q值减少。 因此不会产生上述那样的问题。
另外，专利文献4(日本公开专利公报：特开平11-331076号公报(公开 日：1999年11月30日))公开了一种根据检测到的噪声电平电压等生成用 于检测载波的基准电平电压的红外线信号处理电路。在该红外线信号处理电 路中，在红外线信号输入时，上述基准电压电平变动时接收灵敏度下降，因 此需要以时间常数较大的积分电路来使上述基准电压电平平滑。因此，会产 生这样的问题，上述红外线信号处理电路所内置的积分电路的电容变大，芯 片尺寸增大，与此同时成本增加。
但是，例如在红外线遥控接收机20a中，能够对逻辑电路设定较大的时 间常数，所以能够降低积分电路的电容。
而且，在专利文献5中公开了一种通过缩小增益调整电路的时间常数来 应对突然产生的逆变式荧光灯噪声的增益调整电路。但是，此时，由于上述 增益调整电路的时间常数小，所以会产生接收灵敏度降低这样的问题。
但是，在红外线遥控接收机20b中，通过由选择器电路11来适当改变载 波检测电平，从而不使接收灵敏度降低也能够减少突然的逆变式荧光灯噪声 引发的误动作。
其中，在带通滤波器的Q值增加时，会产生这样的问题，即带通滤波器 的稳定性降低这样的问题或者由于带通滤波器的输出信号的波形失真变大而 引起的接收灵敏度降低这样的问题。这些问题在专利文献3所公开的、检测 带通滤波器的输出信号、使带通滤波器的Q值增大来进行噪声的降低的遥控 光接收装置也会产生。
因此，本实施方式中的载波检测电路还具有第3比较器，该第3比较器 比较上述带通滤波器的输出信号和作为用于判定上述带通滤波器的输出信号 的电平的峰值检测电平的、大于上述第2阈值电压的电平的第3阈值电压， 上述逻辑电路也可以基于上述第3比较器的输出信号来控制上述带通滤波器 的增益以及Q值，以便使上述第3比较器的输出信号不被输出。
根据上述的结构，上述载波检测电路具有第3比较器，在从上述第3比 较器输出输出信号的情况下，判断为上述带通滤波器的增益以及Q值较大， 并且控制上述带通滤波器的增益以及Q值。由此，能够抑制由于带通滤波器 的稳定性的提高以及波形失真所引起的接收灵敏度的下降。
本实施方式中的载波检测电路的上述逻辑电路优选包括多个计数器，这 些计数器进行用于通过对上述多个比较器的输出信号计数规定脉冲数，来控 制上述放大电路以及上述带通滤波器的脉冲输出。而且，本发明中的载波检 测电路除了上述的结构之外，上述载波检测电路还具有用于使时钟信号振荡 的振荡电路，上述逻辑电路也可以具有：第1计数器，通过对上述振荡电路 的时钟信号计数，输出用于增加上述放大电路的增益的第1放大电路控制信 号，同时，通过对上述振荡电路的时钟信号进行计数，输出使上述带通滤波 器的增益以及Q值增加的带通滤波器控制信号；第2计数器，通过对上述第 1比较器的输出信号计数，输出使上述放大电路的增益减少的第2放大电路 控制信号；第1增减计数器，通过对上述第1放大电路控制信号进行计数， 输出用于使上述放大电路的增益增加的第1控制信号，同时，通过对上述第 2放大电路控制信号进行计数，输出使上述放大电路的增益减少的第2控制 信号；以及第2增减计数器，通过对上述带通滤波器控制信号进行计数，输 出使上述带通滤波器的增益以及Q值增加的第3控制信号，同时，通过对上 述第3比较器的输出信号计数，输出用于使上述带通滤波器的增益以及Q值 减少的第4控制信号。
根据上述的结构，上述载波检测电路具有数字电路，所以能够使芯片尺 寸缩小，与此同时能够降低成本。
专利文献4公开了一种通过检测到的噪声电平电压等来生成用于检测载 波的基准电平电压的红外线信号处理电路。这里，在红外线信号输入时，在 上述基准电压电平变动时，接收灵敏度降低，所以需要由时间常数较大的积 分电路来使上述基准电压电平平滑。因此，上述红外线信号处理电路产生这 样的问题，即内置的积分电路的电容变大，由此引起的芯片尺寸增大，成本 增加。
但是，在上述载波检测电路中，能够通过上述计数器设定大的时间常数， 因此能够降低积分电路的容量。另外，作为对上述计数器设定大的时间常数 的方法，例如能够通过增大上述第1增减计数器中所输入的上述第1放大电 路控制信号的时间常数来实现。另外，由于能够设定上述大的时间常数，能 够消除增益的急剧的变动，并在红外线信号输入时，得到稳定的接收灵敏度。
本实施方式中的载波检测电路除了上述的结构之外，也可以在上述第1 计数器的复位端子上输入上述第2比较器的输出信号。
根据上述的结构，上述第1计数器的复位端子被输入上述第2比较器的 输出信号，因此在上述第2比较器的输出信号被输出期间，上述第1计数器 的动作停止。因此，不进行上述放大电路的增益增加控制、上述带通滤波器 的增益以及Q值增加控制，而仅进行上述放大电路的增益减少控制，从而能 够减小增益的变动(偏差)，在红外线信号输入时，能够得到稳定的接收灵敏 度。另外，因为仅进行上述放大电路的增益减少控制，所以能够进一步降低 干扰光噪声引发的误动作。
本实施方式中的载波检测电路，其中上述第1增减计数器也可以包括用 于设定上述放大电路的增益的初始值的第1初始值设定单元，上述第2增减 计数器也可以具有用于设定上述带通滤波器的增益以及Q值的各初始值的第 2初始值设定单元。
根据上述的结构，上述第1增减计数器包括用于设定上述放大电路的增 益的初始值的第1初始值设定功能。另外，上述第2增减计数器包括用于设 定上述带通滤波器的增益以及Q值的各初始值的第2初始值设定功能。由此， 根据使用环境能够将上述各初始值适当设定成最佳的值，所以能够实现适当 地应对使用环境的红外线信号处理电路。
本实施方式中的载波检测电路，其中上述多个计数器以及上述多个增减 计数器具有扫描路径，在规定时间，上述多个计数器以及上述多个增减计数 器也可以以同一时钟动作。
根据上述的结构，上述多个计数器以及上述多个增减计数器具有扫描路 径，因此能够进行移位寄存器动作。并且，在规定时间的晶片测试时，通过 使上述多个计数器以及上述多个增减计数器以同一时钟动作，测试设计变得 容易，并能够提高故障检测率。
本实施方式中的载波检测电路，其中上述比较器也可以是迟滞比较器。
根据上述的结构，上述比较器是迟滞比较器。据此，上述带通滤波器的 输出信号即使为接近上述各阈值电压的情况下，上述比较器的输出信号的脉 冲宽度也能够增大，并能够可靠地触发上述逻辑电路。
本实施方式中的载波检测电路，其中上述振荡电路的振荡频率可以是与 上述带通滤波器的中心频率相同的频率。另外，本实施方式中的载波检测电 路，其中上述振荡电路的振荡频率也可以是比上述带通滤波器的中心频率小 的频率。
上述多个比较器比较上述带通滤波器的输出信号，所以该输出信号的频 率为上述带通滤波器的中心频率。因此，使上述振荡电路的振荡频率为与上 述带通滤波器的中心频率相同的频率，从而能够降低两者的输出信号的时间 偏差，并能够降低上述逻辑电路的误动作。另外，通过使上述振荡电路的振 荡频率为比上述带通滤波器的中心频率小的频率，能够使通过上述振荡电路 的输出信号(时钟信号)来进行计数动作的计数器的时间常数增大而不增大 计数器的bit数。
本实施方式中的载波检测电路，上述载波检测电路还可以具有：第4比 较器，比较上述带通滤波器的输出信号和作为第2载波检测电平的、大于上 述第2阈值电压的电平的第4阈值电压；以及选择器电路，从上述第2比较 器的输出信号和上述第4比较器的输出信号中选择上述载波。
根据上述结构，载波检测电平被适当变更。例如，选择器电路在上述第 3比较器的输出信号被输出的情况下，即，在被判断为产生上述带通滤波器 的输出信号不适合于接收到的遥控发送信号、并且上述第2比较器的输出信 号的脉冲宽度变大等的问题的情况下，将以电平比上述第2阈值电压大的阈 值电压进行比较的第4比较器的输出信号选择为载波。由此，能够对于接收 到的遥控发送信号输出适当的载波。而且，能够进一步降低逆变式荧光灯噪 声引起的误动作。
进而，如上述那样，通过改变载波检测电平，也能够在红外线信号输入 时，应对突然发生的逆变式荧光灯噪声的入射的情况，也能够降低逆变式荧 光灯噪声突然引起的误动作。
发明的详细的说明项中完成的具体的实施方式或者实施例最终是用于 明确本发明的技术内容，不应该被狭义地解释成仅限定成那样的具体例子， 在本发明的精神和接下来记载的权利要求书的范围内，是能够进行各种变更 来实施的。