一种多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法 |
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申请号 | CN202410040321.8 | 申请日 | 2024-01-10 | 公开(公告)号 | CN118054447A | 公开(公告)日 | 2024-05-17 |
申请人 | 华中科技大学; | 发明人 | 段善旭; 贾舒然; 陈昌松; | ||||
摘要 | 本 发明 公开了一种多单元模 块 式双向无线 电能 传输系统的控制方法,属于无线电能传输领域,该方法根据第零全桥变换器激励 电压 的脉冲宽度 角 确定第零全桥变换器各个 开关 器件导通和关断的时刻;根据其它全桥变换器的交流侧以及直流侧参数确定其它全桥变换器的激励电压脉冲宽度角与电能传输方向;通过调整其它全桥变换器的交流侧激励电压 相位 将实际交流侧激励电压与 电流 基波 相位差 维持在给定值;根据其它全桥变换器激励电压的相位以及脉冲宽度角确定其它全桥变换器各个开关器件导通和关断的时刻。本发明可以实现所有全桥变换器开关器件的零电压开通,同时满足各个全桥变换器的功率需求,以及实现较高的功率传输效率。 | ||||||
权利要求 | 1.一种多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法,所述系统包括一个公共单元及n个子单元,将公共单元的全桥变换器称为第零全桥变换器Q0,将第x个子单元的全桥变换器称为第x全桥变换器Qx,n≥1,x为整数且1≤x≤n;Q0及Qx均采用LCC型谐振补偿网络,其特征在于,所述方法包括: |
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说明书全文 | 一种多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法技术领域[0001] 本发明属于无线电能传输领域,更具体地,涉及一种多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法。 背景技术[0002] 无线电能传输系统,可省去传统有线供电或充电方式中的线缆及相关的连接接触机构,即可实现非接触式的供电或充电,可提高系统的安全性,提升便捷性。而双向无线电能传输系统使电能的反向传输成为可能。例如,利用双向无线电能传输技术,可实现电动汽车从电网取电以及向电网送电。对于电网而言,双向无线电能传输系统允许了电网电能与车载电池电能之间双向流动,因此若经过智能调控,可实现电动汽车有序充电、电网削峰填谷等优化运行功能。而对于用户而言,无线电能传输的方式省去了连接或断开充电线缆的步骤,不存在接口磨损、接触不良或漏电等问题,其操作极为便捷,因此用户更乐于参与将电动汽车挂载于电网上。由此,双向无线电能传输的技术发展,对提升未来能源互联网的稳定性和智能性起到重要作用。 [0003] 相较于传统的两模块单对单无线电能传输系统,多单元模块式无线电能传输系统允许多个子单元接收端同时接收公共发送单元提供的电能,若将双向无线电能传输技术引入多单元模块式无线电能传输系统中,则可实现多个子单元同时与公共单元交换电能。该多单元模块式双向无线电能传输系统的典型应用例如,可在停车场、交通路口等电动汽车较多的区域,在地面铺设面积较大的公共单元线圈,公共单元线圈通过谐振补偿网络连接至公共单元变换器,变换器连接至电网。子单元线圈位于各个电动汽车底部,通过子单元谐振补偿网络连接至子单元变换器,再连接至电动汽车的电池。则位于地面的公共单元与位于电动汽车上的子单元,构成多单元模块式双向无线电能传输系统,电能可在电网与电动汽车、电动汽车与电网、电动汽车与电动汽车之间双向流动,实现电网与所有电动汽车之间的“1+N”式的两两之间的电能交换。对于电网而言,可进一步实现有序充电、削峰填谷等优化运行功能。而对于用户而言,可利用电动汽车向其它电动汽车或电网卖电,从而获取一定的收益。 [0004] 在多单元模块式双向无线电能传输系统中,实现传输功率的调节,并且在宽传输功率范围内实现较高的效率是很有必要的。在多单元模块式双向无线电能传输系统中,公共单元通过公共单元线圈与多个子单元的子单元线圈相耦合。目前,在多单元模块式双向无线电能传输系统中,实现功率的调节主要有以下几种方法: [0005] 1、单外移相控制方法。该方法保持公共单元以及各个子单元的激励电压的脉冲宽度角均为180°,通过调节各个子单元激励电压与公共单元激励电压的基波分量之间的相位,实现传输功率的调节。该方法可实现公共单元和子单元的所有开关器件的零电压开通,但是该方法的无功环流较高,其造成的损耗较大,使系统在公共单元与子单元交换功率较小情况下的效率低下。 [0006] 2、内移相控制方法。该方法保持各个子单元的激励电压与公共单元激励电压之间的基波相位差为90°,公共单元激励电压脉冲宽度角为180°。通过改变各个子单元的脉冲宽度角(由各个子单元全桥变换器的内移相角决定),调整各个子单元的功率。该方法的无功环流较小,然而无法实现所有开关器件的零电压开通。此外,由于公共单元激励电压脉冲宽度角始终保持在180°,在公共单元与子单元交换功率较小的情况下,中间谐振补偿网络的公共单元侧、子单元侧的各侧损耗不均,总体损耗较大。综合以上原因,该方法在公共单元与子单元交换功率较小情况下的效率低下。 [0007] 因此,有必要研究一种新的控制方法,实现所有开关器件的零电压开通,又可实现较高效率的功率传输。 发明内容[0009] 为实现上述目的,按照本发明的第一方面,提供了一种多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法,所述系统包括一个公共单元及n个子单元,将公共单元的全桥变换器称为第零全桥变换器Q0,将第x个子单元的全桥变换器称为第x全桥变换器Qx,n≥1,x为整数且1≤x≤n;Q0及Qx均采用LCC型谐振补偿网络,所述方法包括: [0011] 其中,所述预设条件为:Q0零电压开通且Q1至Qn的功率需求均能得到满足;β0,next为下一时刻Q0的交流侧激励电压u0的脉冲宽度角。 [0012] 按照本发明的第二方面,提供了一种多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法,所述系统包括一个公共单元及n个子单元,将公共单元的全桥变换器称为第零全桥变换器Q0,将第x个子单元的全桥变换器称为第x全桥变换器Qx,n≥1,x为整数且1≤x≤n;Q0及Qx均采用LCC型谐振补偿网络,所述方法包括: [0013] 根据公式 确定Qx的交流侧端口电流ifx的基波分量与ux的基波分量之间的相位差 的参考值 其中,αx为实现Qx零电压开通所需的额外滞后角; [0014] 对ux的相位进行调节,以使 维持在 根据βx及ux的相位确定Qx的控制信号以对其进行控制。 [0015] 按照本发明的第三方面,提供了一种多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法,采用如第一方面所述的方法调控公共单元的全桥变换器,以及采用如第二方面所述的方法调控各子单元的全桥变换器。 [0016] 按照本发明的第三方面,提供了一种计算机可读存储介质,所述计算机可读存储介质存储有计算机指令,所述计算机指令用于使处理器执行如第一方面或第二方面所述的方法。 [0017] 总体而言,通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比,能够取得下列有益效果: [0018] 1、本发明提供的多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法,对于公共单元侧,通过上述的控制方法对公共单元的激励电压脉冲宽度角β0进行调节,可以将β0调整在同时满足各个子单元与公共单元之间的功率交换需求、公共单元的所有开关器件的零电压开通的最小值,从而降低中间谐振补偿网络的损耗。 [0019] 2、本发明提供的多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法,将脉冲宽度角β0调整至同时满足各个子单元与公共单元之间的功率交换需求、公共单元的所有开关器件的零电压开通的最小值的同时,β0值的稳态抖动较小,理论上不存在稳态抖动。 [0020] 3、本发明提供的多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法,对子单元侧,各个子单元同时调整子单元激励电压的脉冲宽度角,以及子单元激励电压与公共单元激励电压之间的基波相位差δx(通过对 的调整间接实现, ),从而可以以较低的环流为代价,实现子单元侧的所有开关器件的零电压开通。 [0021] 4、本发明提供的多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法,对于子单元侧,仅需根据子单元侧已知的量,以及在子单元本侧可以检测得到的量,即可得到为实现子单元零电压开通所需的额外滞后角αx,而无需通信以及试凑过程。附图说明 [0023] 图2是本发明实施例的多单元模块式双向无线电能传输系统的公共单元的控制框图; [0024] 图3是本发明实施例的多单元模块式双向无线电能传输系统的子单元的控制框图; [0025] 图4是本发明实施例的多单元模块式双向无线电能传输系统中公共单元对各子单元进行功率传输时,公共单元与各子单元的交流侧端口电压电流的稳态波形图; [0026] 图5是本发明实施例在的多单元模块式双向无线电能传输系统中各子单元对公共单元进行功率传输时,公共单元与各子单元的交流侧端口电压电流的稳态波形图。 [0027] 图6为本发明实施例的多单元模块式双向无线电能传输系统中公共单元对各子单元进行功率传输时,在不同的子单元总接收功率情况下系统的整体传输效率曲线图; [0028] 图7为本发明实施例在的多单元模块式双向无线电能传输系统中各子单元对公共单元进行功率传输时,在不同的公共单元接收功率情况下系统的整体传输效率曲线图。 具体实施方式[0029] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白,以下结合附图及实施例,对本发明进行进一步详细说明。应当理解,此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明,并不用于限定本发明。此外,下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。 [0030] 首先对现有的多单元模块式双向无线电能传输系统进行介绍,其主电路如图1所示,主电路包括一个公共单元以及n个子单元。公共单元包括彼此级联的公共单元直流侧电源(可双向功率流动)、公共单元全桥变换器、公共单元谐振补偿网络、公共单元线圈。子单元包括彼此级联的子单元直流侧电源(可双向功率流动)或负载、子单元全桥变换器、子单元谐振补偿网络、子单元线圈。各个子单元的线圈与公共单元的线圈通过磁场耦合,子单元线圈与另一子单元线圈之间的交叉耦合设计较小,可忽略不计。 [0031] 在图1所示的主电路中,各单元采用的谐振补偿网络为LCC型谐振补偿网络,各参数满足如下条件: 其中,ωr为谐振角频率,ωr=2πfr,fr为谐振频率,开关频率与谐振频率相等。x为单元的序号,其取值范围为0≤x≤n的整数。当x=0时,所指代的单元为公共单元。当1≤x≤n时,所指代的单元为子单元。对于每个单元,Lfx为谐振电感,Cfx为并联谐振电容,Csx为串联谐振电容,Lx为线圈的自感,M0x为公共单元与子单元x的线圈之间的互感系数,rfx为谐振电感的等效交流损耗电阻,rx为线圈的等效交流损耗电阻。 [0032] 也即,所述多单元模块式双向无线电能传输系统包括一个公共单元及n个子单元,将公共单元的全桥变换器称为第零全桥变换器Q0,将第x个子单元的全桥变换器称为第x全桥变换器Qx,n≥1,x为整数且1≤x≤n;Q0及Qx均采用LCC型谐振补偿网络;各个全桥变换器交流侧通过各自的谐振补偿网络连接至各自线圈。 [0033] 系统具有至少两个全桥变换器,包括:第零全桥变换器、第一全桥变换器。此外,系统中还可存在第二全桥变换器、第三全桥变换器,等以此类推的额外的多个全桥变换器。 [0034] 第零全桥变换器通过第零谐振补偿网络连接至第零线圈。第一全桥变换器,通过第一谐振补偿网络连接至第一线圈,以此类推。第x全桥变换器,通过第x谐振补偿网络连接至第x线圈。各个全桥变换器通过各自的谐振补偿网络连接至各自的线圈。所有全桥变换器采用有源全桥结构。除第一线圈之外的所有线圈,各自与第一线圈之间均存在一定的磁耦合。而除第一线圈之外的所有线圈两两之间的磁耦合较弱,可以忽略不计。各个全桥变换器的谐振补偿网络,均采用LCC型谐振补偿网络。 [0035] 本发明提供了一种多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法;图2所示为一种用于实现本发明所提供的控制方法的公共单元控制框图示意图,图3所示为一种用于实现本发明所提供的控制方法的子单元控制框图示意图,本发明提供的一种多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法,包括: [0036] 对Q0的控制:获取使系统符合预设条件的下一时刻的最小β0,next;根据β0,next确定Q0的控制信号以对其进行控制; [0037] 其中,所述预设条件为:Q0零电压开通且Q1至Qn的功率需求均能得到满足;β0,next为下一时刻Q0的交流侧激励电压u0的脉冲宽度角。 [0038] 作为本发明进一步的优选,如图2所示,所述获取使系统符合预设条件的下一时刻的最小β0,next,包括: [0039] 对Q1至Qn的交流侧激励电压的脉冲宽度角β1至βn中的最大值βmax减去阈值βthr后进行关于时间的积分运算得到β0a(β0a能够使得Q1至Qn的功率需求均能得到满足); [0040] 确定Q0分别在u0跳变为正电平时刻t01、u0由正电平跳变为零电平或负电平时刻t02对应的瞬时电流if0(t01)、if0(t02),获取Id0+if0(t01)和Id0‑if0(t02)中的较大值并对其进行关于时间的积分运算得到β0b;其中,Id0为Q0的零电压开通电流(β0b能够使得Q0零电压开通); [0041] 将β0a、β0b中的较大值作为最小β0,next。 [0042] 具体地,考虑除第零全桥变换器之外的其它全桥变换器的功率需求,以及第零全桥变换器的零电压开通的实现需求,确定第零全桥变换器产生的交流侧激励电压u0的脉冲宽度角β0;根据第零全桥变换器的交流侧电压的脉冲宽度角β0,计算第零全桥变换器的各个开关管的导通和关断时刻,产生对第零全桥变换器的开关器件的驱动信号,具体包括: [0043] (1)获取除第零全桥变换器之外的n个全桥变换器的激励电压的脉冲宽度角,分别记为β1,β2,…,βx,…,βn,求得其最大值βmax; [0044] (2)将βmax减去事先设定的脉冲宽度角阈值βthr,将得到的差乘上系数K01,所得乘积送入第一积分器进行关于时间的积分运算,第一积分器的结果限制在0至π弧度(即180°)的范围内(包括边界值),作为第一积分器输出β0a; [0045] (3)对第零全桥变换器交流端口电流if0进行检测,获取其基波分量的幅值If0,1,以及基波分量与该全桥变换器激励电压u0基波分量之间的相位差 获取该全桥变换器直流侧电压Vdc0、当前的脉冲宽度角β0,curr; [0046] (4)计算得到第零全桥变换器在激励电压u0由零电平(或负电平,对应β0=π)跳变为正电平时刻t01所对应的瞬时电流if0(t01),以及激励电压u0由正电平跳变为零电平(或负电平,对应β0=π)时刻t02所对应的瞬时电流if0(t02)。 [0047] 其中,可通过对if0(t)进行高速采样得到if0(t)的拟合曲线,从而得到if0(t01)和if0(t02),也可以在t01时刻直接对if0(t01)进行采样以及在t02时刻直接对if0(t02)进行采样,但考虑到采样误差及采样成本,本发明优选采用以下公式进行计算: [0048] [0049] [0050] 其中,ωr为谐振网络的谐振频率(公共单元和各子单元的全桥变换器的谐振网络的谐振频率均相同),Lf0为LCC型的第零谐振补偿网络的谐振电感的感值。π为圆周率。β0以弧度为单位。 [0051] (5)根据事先设定的ZVS电流(即零电压开通电流)给定值Id0,将if0(t01)与Id0相加得到ΔI01,将Id0减去if0(t02)得到ΔI02,求取ΔI01和ΔI02的最大值,将该最大值乘上系数K02,所得乘积送入第二积分器进行关于时间的积分运算,第二积分器的结果限制在0至π弧度(即180°)的范围内(包括边界值),作为第二积分器输出β0b; [0052] (6)求取第一积分器输出β0a与第二积分器输出β0b的最大值,作为下一时刻第零全桥变换器的激励电压u0的脉冲宽度角最小β0,next; [0053] (7)根据第零全桥变换器的交流侧电压的脉冲宽度角β0,计算第零全桥变换器的各个开关管的导通和关断时刻,产生对第零全桥变换器的开关器件的驱动信号,以产生符合以下要求的激励电压波形。其中,激励电压的波形,为对称三电平波形。对于第零全桥变换器,激励电压波形的正电平和负电平宽度均为β0,其余时间段的电平均为零电平。 [0054] 作为本发明进一步的优选,所述获取使系统符合预设条件的下一时刻的最小β0,next,包括: [0055] 当β0,curr使Q0在u0跳变为正电平时刻t01的瞬时电流if0(t01)小于或等于‑Id0、Q0在u0由正电平跳变为零电平或负电平时刻t02的瞬时电流if0(t02)大于或等于Id0,且Q1至Qn的交流侧激励电压的脉冲宽度角β1至βn中的最大值βmax小于或等于阈值βthr时,降低β0,curr,否则增加β0,curr,以得到最小β0,next; [0056] 其中,Id0为Q0的零电压开通电流,β0,curr为当前时刻Q0的交流侧激励电压u0的脉冲宽度角。 [0057] 在上述方法中,对于Qx的控制可采用现有技术,本方法中不做限定。 [0058] 本发明实施例提供一种多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法,包括: [0059] 对Qx的控制: [0060] 根据公式 确定Qx的交流侧端口电流ifx的基波分量与ux的基波分量之间的相位差 的参考值 其中,αx为实现Qx零电压开通所需的额外滞后角; [0061] 对ux的相位进行调节,以使 维持在 根据βx及ux的相位确定Qx的控制信号以对其进行控制。 [0062] 具体地,对于除第零全桥变换器之外的其它全桥变换器的各自的控制,对于某一个不为第零全桥变换器的第x全桥变换器,首先获取交流侧端口电流ifx的基波分量的幅值Ifx,1,以及基波分量与该全桥变换器激励电压ux基波分量之间的相位差 获取该全桥变换器直流侧电压Vdcx、直流侧输出电流Iox;对于第x全桥变换器,获取系统固有参数,包括所连接的补偿网络的固有参数,以及预先设定的运行参数;根据对Vdcx或Iox的控制要求,计算全桥变换器x产生的交流侧激励电压ux的脉冲宽度角βx,并确定电能传输方向;根据获取到的参数,以及βx和电能传输方向,确定为实现全桥变换器x的开关器件零电压开通所需的相位差 的给定值 对于第x全桥变换器,对其产生的激励电压ux的相位进行调节,将实际的相位差 维持在其给定值 根据其交流侧电压的脉冲宽度角βx以及激励电压ux的相位,计算第x全桥变换器的各个开关管的导通和关断时刻,产生对第x全桥变换器的开关器件的驱动信号,具体包括: [0063] (1)对于除第零全桥变换器之外的其它全桥变换器的各自的控制,对于某一个不为第零全桥变换器的第x全桥变换器,首先获取交流侧端口电流ifx的基波分量的幅值Ifx,1,以及基波分量与该全桥变换器激励电压ux基波分量之间的相位差 获取该全桥变换器直流侧电压Vdcx、直流侧输出电流Iox、谐振网络的谐振频率ωr、第x全桥变换器交流侧连接的LCC型的第零谐振补偿网络的谐振电感的感值Lfx、ZVS电流预设值Idx; [0064] (2)对于第x全桥变换器,根据对Vdcx或Iox的控制要求,计算全桥变换器x产生的交流侧激励电压ux的脉冲宽度角βx,并确定电能传输方向;其中,可采用PI控制调节方法或其它闭环控制调节方法进行计算;当采用PI控制器时,将PI控制器输出量的绝对值作为βx,根据输出量的符号确定电能传输方向,当其符号为正时,则传输方向为从全桥变换器的交流侧到直流侧;否则传输方向为从直流侧到交流侧。上述βx的计算及电能传输方向的确定均为现有技术,此处不再赘述。 [0065] (3)对于第x全桥变换器,确定为实现零电压开通所需的额外滞后角αx。作为本发明进一步的优选,采用以下公式计算αx, [0066] [0067] 其中,min代表求取最小值,max代表求取最大值。H'为H限制在[‑1,1]的范围得到,H可由以下公式计算得到 [0068] [0069] 其中,ωr为谐振网络的谐振频率,Lfx为LCC型的第x谐振补偿网络的谐振电感的感值。π为圆周率。βx以弧度为单位。 [0070] 作为本发明进一步的优选,采用试凑法获取αx;具体地,当Qx在ux跳变为正电平时刻t01的瞬时电流ifx(tx1)小于或等于‑Idx,且Qx在ux由正电平跳变为零电平或负电平时刻t02的瞬时电流ifx(tx2)大于或等于Idx时,减小αx,否则增大。其中,αx的初值为0。 [0071] 类似地,可通过对ifx(t)进行高速采样得到ifx(t)的拟合曲线,从而得到ifx(tx1)和ifx(tx2),也可以在tx1时刻直接对ifx(tx1)进行采样以及在tx2时刻直接对ifx(tx2)进行采样,但考虑到采样误差及采样成本,本发明优选采用以下公式进行计算: [0072] [0073] [0074] 其中,ωr为谐振网络的谐振频率,Lfx为Qx的谐振补偿网络的谐振电感的感值,π为圆周率,Ifx,1为Qx的交流侧端口电流ifx的基波分量的幅值,Vdcx为Qx的直流侧电压,βx,curr为当前时刻Qx的交流侧激励电压ux的脉冲宽度角。 [0075] (4)根据电能传输方向和αx,确定 [0076] [0077] (5)对于第x全桥变换器,对其产生的激励电压ux的相位进行调节,将实际的相位差 维持在其给定值 [0078] (6)对于第x全桥变换器,根据其交流侧电压的脉冲宽度角βx以及激励电压ux的相位,计算第x全桥变换器的各个开关管的导通和关断时刻,产生对第x全桥变换器的开关器件的驱动信号,以产生符合以下要求的激励电压波形。其中,激励电压的波形,为对称三电平波形。对于第x全桥变换器,激励电压波形的正电平和负电平宽度均为βx,其余时间段的电平均为零电平。 [0079] 在上述方法中,对于Q0的控制可采用现有技术,本方法中不做限定。 [0080] 本发明实施例提供一种多单元模块式双向无线电能传输系统的控制方法,采用如上述任一实施例所述的方法调控公共单元的全桥变换器,以及采用如任一实施例所述的方法调控各子单元的全桥变换器。 [0081] 在图1所示的主电路中,设置各参数如下:n=2,fr=85kHz,Vdc0=200V,Vdc1=Vdc2=100V,Lf0=24.7μH,L0=249.5μH,Cf0=141.9nF,Cs0=15.7nF,Lf1=Lf2=12.4μH,L1=L2=28.9μH,Cf1=Cf2=283.1nF,Cs1=Cs2=212.3nF,M01=M02=16.5μH,Id0=Id1=Id2=1.5A,βthr=140°,rf0=0.124Ω,r0=0.258Ω,rf1=rf2=0.08Ω,r1=r2=0.05Ω。系统具有一个公共单元和2个子单元。开关频率等于谐振频率,为85kHz。 [0082] 实验所得本实施例在功率由公共单元传输至2个子单元、功率由2个子单元传输至公共单元两种功率传输模式下,当各个子单元交流端口功率均约为1kW时各单元交流端口稳态波形分别为图4、图5所示。由图4、图5可见,在不同的功率传输模式下,公共单元和各个子单元的开关器件均能实现零电压开通。在两种功率传输模式下,将本发明具体实施例中的β0可变用于提升效率的方法在不同功率值情况下的效率,与β0固定于180°的方法的效率进行对比,效率曲线分别为如图6、图7所示。可见,在绝大多数功率情况下,本发明实施例所能达到的效率高于β0固定于180°的方法所能达到的效率,尤其是在小功率情况下,本发明实施例的效率提升更为明显。 [0083] 本发明实施例提供一种计算机可读存储介质,所述计算机可读存储介质存储有计算机指令,所述计算机指令用于使处理器执行如上述任一实施例所述的方法。 |