光信息再生装置
阅读：1026发布：2020-07-26
专利汇可以提供光信息再生装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供一种光信息再生装置。在使用了零差 相位 分集检测的光信息再生装置中，由于在对差动 信号 进行数字化的A/D变换器中产生的量子化噪音的影响，再生信号的S/N恶化。做成对差动信号进行数字化的A/D变换器的垂直 分辨率 为9比特以上的光信息再生装置。，下面是光信息再生装置专利的具体信息内容。
1.一种使用零差相位分集检测的光信息再生装置，其特征在于，
具有：
对光信息记录介质照射光的光源；
检测来自所述光信息记录介质的信号光与从所述光源分支的参照光之间的相位关系互相不同的多个干涉光的多个检测器；
生成来自所述多个检测器的差动信号的差动电路；以及
对所述差动信号进行数字化，垂直分辨率为9比特以上的A/D变换器。
2.根据权利要求1所述的光信息再生装置，其特征在于，
基于最小调制度来决定所述垂直分辨率的比特数。
3.根据权利要求2所述的光信息再生装置，其特征在于，
设所述垂直分辨率的比特数为R，最小调制度为mmin，
所述垂直分辨率的比特数满足下式：
4.根据权利要求1所述的光信息再生装置，其特征在于，
在所述差动电路和所述A/D变换器之间具备取得所述差动信号的绝对值的绝对值运算器。
5.根据权利要求4所述的光信息再生装置，其特征在于，
设所述垂直分辨率的比特数为R，最小调制度为mmin，
所述垂直分辨率的比特数满足下式：
6.根据权利要求1所述的光信息再生装置，其特征在于，
在所述差动电路和所述A/D变换器之间具备对所述差动信号施加增益调整和/或施加偏置的增益/偏置调整电路。
7.根据权利要求1所述的光信息再生装置，其特征在于，
在所述A/D变换器的后级具备施加增益调整和/或施加偏置的增益/偏置调整电路。
8.根据权利要求1所述的光信息再生装置，其特征在于，
还具有在设所述差动信号为Sig1、Sig2时，求出下式的系数的最优化电路，
9.根据权利要求1所述的光信息再生装置，其特征在于，
所述检测器具有第1、第2、第3、第4检测器，
在所述第1检测器上和所述第2检测器上，所述信号光和所述参照光之间的相位关系互相大致相差180度，在所述第3检测器上和所述第4检测器上互相大致相差180度，在所述第1检测器上和所述第3检测器上大致相差90度，
所述A/D变换器具有将所述第1检测器与所述第2检测器的差动信号变换为数字信号的第1A/D变换器、将所述第3检测器与所述第4检测器的差动信号变换为数字信号的第
2A/D变换器，所述第1A/D变换器以及所述第2A/D变换器的垂直分辨率为9比特以上。
10.根据权利要求1所述的光信息再生装置，其特征在于，
所述检测器具有第1、第2、第3检测器，
信号光和参照光的相位差在各检测器上分别为大致0度、大致120度、大致240度。
11.根据权利要求1所述的光信息再生装置，其特征在于，
2
具有如下式那样计算所述差动信号Sig1、Sig2的平方运算器和加法器，S=(Sig1)+(S
2 2 2
ig2)=|Esig||Eref|。
12.根据权利要求1所述的光信息再生装置，其特征在于，
具有如下式那样计算所述差动信号Sig1、Sig2的运算电路，
S=α·Sig1+β·Sig2
13.根据权利要求1所述的光信息再生装置，其特征在于，
所述光源为分布反馈式半导体激光器。
14.一种使用零差相位分集检测的光信息再生装置，其特征在于，
具有：
对光信息记录介质照射光的光源；
检测来自所述光信息记录介质的信号光与从所述光源分支的参照光之间的相位关系互相不同的多个干涉光的多个检测器；
生成来自所述多个检测器的差动信号的差动电路；
取得所述差动信号的绝对值的绝对值运算器；以及
设置在所述绝对值运算器的后级的A/D变换器。
光信息再生装置
技术领域
背景技术
[0002] 经历紧凑光盘（CD）、数字多用途光盘（DVD）直到Blu-ray DiscTM（BD），通过光源的短波化和物镜的高数值孔径化使光斑微小化，由此使光盘的记录容量得到提高，但是光斑的尺寸在使用蓝色光源和高数值孔径物镜的BD中几乎达到了极限，因此，对于记录容量的进一步提高，增加记录信息的记录层的数量的多层化为有力的手段之一。当将记录层多层化时，越增加记录层的数量，返回光拾取器的反射光的强度越降低，因此，放大器噪声等检测系统噪声的影响增大，再生信号的信噪比（S/N）降低。另外，伴随着记录容量的提高，还要求数据传输速度的高速化。当将数据传输速度高速化时，由于与再生信号的宽带化相伴的检测系统噪声的增大，再生信号的S/N降低。这样，多层化或高速化伴随着再生信号的S/N的降低，因此，通过现有的再生方式显然难以确保数据的可靠性，因此，对今后的光盘的高性能化来说，再生信号的高S/N化技术逐渐变得重要。
[0003] 作为光盘中的再生信号的高S/N化技术，例如在专利文献1中记载了使用零差相位分集检测的光信息检测方法。具体来说，使得从光盘反射的信号光和从同一光源分支后不照射光盘而导入检测器的参照光在检测器上干涉，由此得到放大后的再生信号。此时，同时得到参照光和信号光的相位关系各偏移90度的4种干涉状态的检测器输出来进行运算，由此得到与盘抖动引起的光路长度变化无关的稳定的再生信号。该方法不增大放大器噪声地放大再生信号的振幅，因此S/N提高。另外，在专利文献2中记载了在信号处理电路内设置对零差相位分集检测中的运算过程、运算输出或者其二者进行监视，为使输出变得稳定而进行运算调整的运算调整机构，由此，避免装置构成部件的波动或特性随时间变化等的影响，稳定地获得放大效果的光信息再生方法。
[0004] 在此，对未使用零差相位分集检测的现有检测方式（以后称为通常检测方式）进行说明。从作为光源的半导体激光器出射的光通过物镜进行会聚，照射到光盘。来自光盘的反射光（以后称为信号光）通过检测器进行检测，生成再生信号。通过模拟/数字变换器（A/D变换器）采样再生信号进行数字化，以后的处理通过数字运算来进行。对数字化后的再生信号进行均衡处理、解调处理、解码处理，恢复用户数据。
[0005] 在A/D变换器中存在若干变换方式，作为一例，在图14中表示并列比较方式的结n构。在该方式中，比较输入电压和通过（2-1）个电压比较器对基准电压进行电阻分割而得的电压值，其结果通过编码器进行二进制编码，得到n比特的数字值。数字值的比特数n表n
示A/D变换器的垂直分辨率。当垂直分辨率为n比特时，数字化后的信号电平的数量为2。
示A/D变换器的垂直分辨率。当垂直分辨率为n比特时，数字化后的信号电平的数量为2。
[0006] 在A/D变换器中，由于伴随从模拟值向数字值变换的误差，产生量子化噪音，但是该影响在垂直分辨率减小时变得无法忽视，再生信号的S/N恶化。但是，提高垂直分辨率会伴随有A/D变换器的电路规模的增大和动作速度的降低，因此，将垂直分辨率确定为可以忽视量子化噪声的影响的足够的大小。现有的通常检测方式的光盘再生装置中，一般将A/D变换器的垂直分辨率设为7到8比特。
[0007] 另一方面，专利文献1的使用零差相位分集检测的光盘再生装置的情况下，与信号光和参照光的相位关系各相差90度的4种干涉状态对应的4个光检测器PD1、PD2、PD3以及PD4的输出信号IPD1、IPD2、IPD3以及IPD4分别如下。
[0008] 【数学式1】
[0009]
[0010]
[0011]
[0012]
[0013] 在此，Esig是信号光的振幅，Eref是参照光的振幅， 是信号光的相位， 是参照光的相位。为了简化，假定Esig和Eref完全相干。通过IPD1和IPD2以及IPD3和IPD4分别取差动信号，2个差动信号Sig1以及Sig2分别如下。
[0014] 【数学式2】
[0015]
[0016]
[0018] Sig1以及Sig2分别通过A/D变换器被数字化后，如式（7）那样分别进行平方后相2
加，成为与相位差 无关，与信号光的强度|Esig| 成比例的再生信号S。此后，通过与通常检测方式相同的处理恢复记录数据。
加，成为与相位差 无关，与信号光的强度|Esig| 成比例的再生信号S。此后，通过与通常检测方式相同的处理恢复记录数据。
[0019] 【数学式3】
[0020]
[0021] 专利文献1：USP7,750,276
[0022] 专利文献2：日本特开2010-170616号公报
发明内容
[0023] 以下，说明使用了零差相位分集检测的光盘再生装置的实用化时的课题。
[0024] 图1是使用衍射光学仿真器计算通常检测中的再生信号的波形并绘制而得的图表。横轴是时间（单位为通道比特周期T），纵轴是信号强度（任意单位）。作为计算条件，将光源的波长设为405nm，将物镜的数值孔径（NA）设为0.85。记录数据设为随机模式，通道比特长度设为74.5nm。此外，在信号中完全不添加介质噪声、放大器噪声等噪声。图中的IH以及IL分别是再生信号的上部包络等级以及下部包络等级。再生信号的调制度m被定义为将再生信号的全振幅除以上部包络等级而得的值，即m=(IH－IL)/IH，图的波形中m=0.4。
[0025] 图3（a）是针对图1的再生信号计算A/D变换器的垂直分辨率和抖动的关系并绘制而得的图表。通过将图1的再生信号的波形以各种垂直分辨率进行数字化并实施均衡处理等后测量Data-to-Clock（时钟数据）抖动而得到该图表。根据图3（a），垂直分辨率越小，抖动越增大，这表示由于垂直分辨率的不足导致量子化噪声的影响增大。图3（b）是根据图3（a）的结果求出垂直分辨率和量子化噪声引起的抖动增量的关系绘制而得的图表。在此，将各个垂直分辨率下的抖动值设为σ，使垂直分辨率足够大时（在此为8比特时）的抖动值设为σ0，通过 来计算量子化噪声引起的抖动增量Δσ。作为抖动
增量的大小的基准，根据经验当Δσ超过3％左右时变得无法忽视量子化噪声的影响。因此，根据图3（b），在现有的通常检测方式的情况下，当垂直分辨率为5比特以下时，受到量子化噪声的影响，再生信号的S/N恶化。在实际的再生装置中，考虑到向A/D变换器的输入信号的振幅余量等，一般将垂直分辨率设为7到8比特。
增量的大小的基准，根据经验当Δσ超过3％左右时变得无法忽视量子化噪声的影响。因此，根据图3（b），在现有的通常检测方式的情况下，当垂直分辨率为5比特以下时，受到量子化噪声的影响，再生信号的S/N恶化。在实际的再生装置中，考虑到向A/D变换器的输入信号的振幅余量等，一般将垂直分辨率设为7到8比特。
[0026] 接着，图2表示在通常检测中的再生信号的波形变为图1那样的条件下，进行零差相位分集检测时的差动信号Sig1以及Sig2的波形。这些波形是将通常检测的再生信号设2 2
为|Esig|，使用式（5）以及（6）计算出的波形。将参照光的强度|Eref| 设为信号光的强度
2
|Esig| 的100倍。计算时，通过使信号光和参照光的相位差 在从0到2π的范围内以一定的变化率（周期约14000T）变化，模拟地造成盘抖动。根据图2，Sig1以及Sig2伴随相位差 的变化，波形的包络变化。变化的波形的外侧包络以及内侧包络分别对应于检测中的再生信号的上部包络以及下部包络。即，差动信号中的再生信号成分的振幅与表示差动信号波形的曲线的粗细对应。
为|Esig|，使用式（5）以及（6）计算出的波形。将参照光的强度|Eref| 设为信号光的强度
2
|Esig| 的100倍。计算时，通过使信号光和参照光的相位差 在从0到2π的范围内以一定的变化率（周期约14000T）变化，模拟地造成盘抖动。根据图2，Sig1以及Sig2伴随相位差 的变化，波形的包络变化。变化的波形的外侧包络以及内侧包络分别对应于检测中的再生信号的上部包络以及下部包络。即，差动信号中的再生信号成分的振幅与表示差动信号波形的曲线的粗细对应。
[0027] 图17（a）是表示对图2的2个差动信号进行了零差相位分集检测时的、A/D变换器的垂直分辨率和抖动的关系的图表。通过对图2的2个差动信号分别以各种垂直分辨率进行数字化，通过数字化的2个差动信号的平方相加运算生成再生信号，在实施均衡处理等后计算Data-to-Clock抖动而得到该图表。根据图17（a），在零差相位分集检测的情况下，垂直分辨率越减小，抖动越增大的倾向与图3（a）所示的通常检测方式的情况相同，但是，从比通常检测的情况高的垂直分辨率起抖动开始增大。图17（b）是根据图17（a）的结果求出垂直分辨率和量子化噪声引起的抖动增量的关系并绘制而得的图表。根据图17（b）的结果，关于抖动增量的大小，应用与所述的通常检测方式的情况相同的基准时，在零差相位分集检测的情况下，当垂直分辨率为8比特以下时，受到量子化噪声的影响，再生信号的S/N恶化。这样，在零差相位分集检测方式中，开始受到量子化噪声的影响的垂直分辨率比通常检测方式的情况高。说明该理由。
[0028] 在专利文献1以及专利文献2中记载的零差相位分集检测中，用A/D变换器对2个差动信号进行数字化，以后的平方运算以及相加运算通过数字信号处理来进行。当通过A/D变换器对信号进行数字化时，通常事先将输入信号的振幅调整为接近A/D变换器的满标输入范围，使得有效地充分使用垂直分辨率。例如在图1所示的通常检测方式中的再生信号的情况下，使全振幅（IH-IL）接近A/D变换器的满标输入范围。
[0029] 另一方面，在零差相位分集检测的情况下，将图2所示的差动信号Sig1以及Sig2的全振幅Adif接近A/D变换器的满标输入范围后进行输入。但是，如图2所示，差动信号Sig1以及Sig2中的再生信号成分的振幅aRF相对于全振幅Adif相当小，因此，针对再生信号成分的有效的垂直分辨率，与通常检测的情况相比变得相当小。因此，当A/D变换器的垂直分辨率不是足够高时，受到量子化噪声的影响，数字化后的差动信号的S/N恶化，从差动信号生成的再生信号的S/N也恶化。这是在零差相位分集检测方式中开始受到量子化噪声的影响的垂直分辨率比通常检测方式的情况高的理由。
[0030] 在零差相位分集检测方式的情况下，针对差动信号中的再生信号成分aRF的有效的垂直分辨率减小到通常检测方式的情况的（aRF/Adif）倍。由于伴随相位差的变化的aRF的变化，（aRF/Adif）在式（8）所示的范围内变化。
[0031] 【数学式4】
[0032]
[0033]
[0034] 在此，m是通常检测的情况的再生信号的调制度。
[0035] 在Sig1以及Sig2的各信号中，（aRF/Adif）根据相位差 而变化，因此，有效的垂直分辨率变化，量子化噪声的影响的大小也根据相位差而变化，但是，关于通过Sig1以及Sig2的平方相加运算而生成的再生信号S，当Sig1中的再生信号成分的振幅和Sig2中的再生信号成分的振幅相等时，量子化噪声的影响变得最大。这是当将n设为整数，相位差成为（2n+1）π/4时，此时（aRF/Adif）变为式（10）。
[0036] 【数学式5】
[0037]
[0038] 因此，针对差动信号中的再生信号成分的振幅aRF的有效垂直分辨率，相对于通常检测的再生信号，最差为
[0039] 【数学式22】
[0040]
[0041] 倍。即，垂直分辨率的损失ΔR（比特）最差为式（11）那样。
[0042] 【数学式6】
[0043]
[0044] 例如，在调制度m的值为在BD规格中设为下限的0.4的情况下，垂直分辨率的损失ΔR约为3.6比特。因此，即使使用垂直分辨率为8比特的A/D变换器也仅能够有效地得到约4.4比特的垂直分辨率。因此，受到量子化噪声的影响，再生信号的S/N恶化，无法最大限度地获得零差检测的信号振幅的放大效果。
[0045] 本发明的目的在于，在使用零差相位分集检测方式的光盘再生装置中，提供一种不使再生信号的S/N恶化地再生信息的手段。
[0046] 以下，说明用于达成上述目的的代表性的手段。
[0047] （1）在使用零差相位分集检测的光盘再生装置中，采用对差动信号进行数字化的A/D变换器的垂直分辨率为9比特以上的光信息再生装置。这意味着对差动信号进行数字化的A/D变换器的垂直分辨率，比通常检测的情况下必要的足够的垂直分辨率（即，对通常检测的情况的再生信号，可以忽视量子化噪声的影响的范围内的最小的垂直分辨率）增大预定的比特数。
[0048] 本结构是在零差相位分集检测方式中，将A/D变换器的垂直分辨率，限定在可以忽视在差动信号的数字化时产生的量子化噪声的影响的范围内。在零差相位分集检测的情况下，垂直分辨率和量子化噪声引起的抖动增量的关系成为图17（b）那样。如上所述，当量子化噪声引起的抖动增量超过约3%时，无法忽视量子化噪声的影响，但是，通过将垂直分辨率设为9比特以上，可以将抖动增量抑制在1.5%以内。根据本结构，可以不受量子化噪声的影响地将差动信号数字化，因此，可以最大限度地接受零差检测的信号振幅的放大效果。
[0049] 但是，光盘再生信号那样的高速信号的数字化中使用并列比较方式的A/D变换器，但是，在该方式的情况下，每将垂直分辨率增加1比特，电路规模增大约2倍，因此，认为通过现实的电路能够实现的垂直分辨率的极限为20比特左右。因此，作为上限，20比特左右是现实的。
[0050] （2）而且，基于最小调制度来决定所述A/D变换器的垂直分辨率。
[0051] 在此，所谓调制度，是用上部包络的等级将通常检测时的再生信号的全振幅标准化所得的值。所谓最小调制度，是在介质的使用状态下能够取得的调制度的下限。
[0052] 本结构是将所述（1）进一步具体化的结构。如式（11）所示，差动信号的包络变动引起的垂直分辨率的损失依存于调制度，因此，基于调制度来决定垂直分辨率的比特数的增量是适当的。另外，调制度变得越小，垂直分辨率的损失变得越大，因此，通过对于在介质的使用状态下能够取得的最小的调制度的情况预先得到必要的垂直分辨率，在介质的使用状态下始终能够得到必要的垂直分辨率。
[0053] （3）而且，将最小调制度设为mmin，所述A/D变换器的垂直分辨率的比特数R（比特）成为式（12）那样。
[0054] 【数学式7】
[0055]
[0056] 本结构是将所述（2）中的A/D变换器的垂直分辨率的比特数进一步具体化的结构。根据式（11），差动信号的包络变动引起的有效垂直分辨率的损失，当调制度为m时，为[0057] 【数学式23】
[0058]
[0059] （比特），因此，式（12）的右边第二项，表示调制度为最小调制度时的垂直分辨率的损失量。如上所述，现有的通常检测方式的光盘再生装置中，A/D变换器的垂直分辨率为7至8比特，因此，本结构，以7比特作为基准，通过预先补偿调制度为最小调制度时的垂直分辨率的损失量，可以在介质的使用状态下始终对再生信号成分确保必要的足够的垂直分辨率。由此，可以将A/D变换器的垂直分辨率决定为必要的足够的大小，因此，可以不使装置的成本过度增大地确保必要的再生信号品质。
[0060] （4）而且，在将差动信号进行数字化的A/D变换器之前，具备取得差动信号的绝对值的绝对值运算器。
[0061] 在零差相位分集检测中产生的垂直分辨率的损失的原因之一，是差动信号的包络以正负的极性振动，因此，针对再生信号成分的有效的垂直分辨率降低到1/2。在此，在零差相位分集检测中，通过数字化后的两个差动信号的平方相加运算来生成再生信号，因此，预先取两个差动信号的绝对值，然后进行数字化，进行平方相加运算，生成相同的再生信号。本结构在将差动信号进行数字化的A/D变换器之前具备绝对值运算器，再生信号成分的振幅，通过直接使差动信号的全振幅成为1/2，将针对再生信号成分的有效的垂直分辨率改善为2倍。由此，与不存在绝对值运算器的结构相比，即使减小A/D变换器的垂直分辨率，也可以确保同等的再生信号S/N。
[0062] （5）在所述（4）的结构中，将最小调制度设为mmin，所述A/D变换器的垂直分辨率的比特数R（比特）成为式（13）那样。
[0063] 【数学式8】
[0064]
[0065] 在此，mmin是最小调制度，即在介质的使用状态下能够取得的调制度的下限。
[0066] 本结构与不使用绝对值运算器的情况相比，将垂直分辨率的比特数的增量ΔR减小了1比特。这是由于通过针对差动信号的绝对值运算，差动信号的包络变动引起的垂直分辨率的损失减小到1/2，即减小1比特，因此，通过将ΔR减小1比特，针对再生信号成分的有效的垂直分辨率与不使用绝对值运算器的情况等同。
[0067] 通过本结构，与所述（3）的结构相同，可以将A/D变换器的垂直分辨率决定为必要的足够的大小，因此，可以不使装置的成本过度增大地确保必要的再生信号品质。
[0068] （6）在使用零差相位分集检测的光信息再生装置中，在将差动信号进行数字化的A/D变换器之前，具备取得差动信号的绝对值的绝对值运算器。
[0069] 在本结构中导入绝对值运算器的目的与所述（4）至（5）的结构相同。本结构在使用零差相位分集的光信息再生装置中单独导入了绝对值运算器，但是，通过将针对差动信号中的再生信号成分的有效的垂直分辨率改善为2倍，同样得到减小量子化噪声的影响的效果。
[0070] 根据本发明，在使用零差相位分集检测的光信息再生装置中，减小将差动信号数字化的A/D变换器中的量子化噪声的影响，因此，可以更多地获得基于零差相位分集检测的信号放大作用的再生信号的S/N改善效果。附图说明
[0071] 图1是表示通常检测中的再生信号波形的一例的图。
[0072] 图2是表示零差相位分集检测中的两个差动信号波形的一例的图。
[0073] 图3（a）是表示通常检测中的A/D变换器的垂直分辨率和抖动的关系的图表，（b）是表示垂直分辨率和量子化噪声的影响引起的抖动增量的关系的图表。
[0074] 图4是表示应用了本发明的光盘再生装置的全体结构的图。
[0075] 图5是表示信号处理电路的电路模块的结构的图。
[0076] 图6是表示决定垂直分辨率的步骤的流程图。
[0077] 图7是表示信号处理电路的电路模块的别的结构的图。
[0078] 图8是表示信号处理电路的电路模块的别的结构的图。
[0079] 图9是表示信号处理电路的电路模块的别的结构的图。
[0080] 图10是表示进行绝对值运算后的差动信号的波形的图。
[0081] 图11是表示决定垂直分辨率的步骤的流程图。
[0082] 图12是表示用于求出在通常检测的情况下需要的足够的垂直分辨率的信号处理电路的图。
[0083] 图13是表示光头部的别的结构的图。
[0084] 图14是表示并列比较型A/D变换器的结构的框图。
[0085] 图15是表示信号处理电路的电路模块的别的结构的图。
[0086] 图16是表示信号处理电路的电路模块的别的结构的图。
[0087] 图17（a）是表示零差相位分集检测中的A/D变换器的垂直分辨率和抖动的关系的图表，（b）是表示垂直分辨率和量子化噪声的影响引起的抖动增量的关系的图表。
[0088] 符号说明
[0089] 2再生信号处理模块、3光头、4光盘、23地址检测电路、24解调电路、25信号处理电路、26解码电路、27微处理器、28激光驱动器、29存储器、76自动位置控制单元、77主轴电动机、79伺服电路、80放大器、81反馈电阻、99上位装置、101光盘装置机箱、102光盘、103主轴电动机、104光头、105半导体激光器、106λ/2板、107偏振分束器、108准直透镜、
109λ/4板、110物镜、111准直透镜、112λ/4板、114参照光束反射单元、115λ/2板、116偏振分束器、117第一光检测器、118第二光检测器、119第三光检测器、120第四光检测器、121聚焦致动器、122寻轨致动器、210、211、212A/D变换器、221、222、223、224平方运算器、230、
231加法器、240平方根运算器、251电压控制振荡器、252相位比较器、253滤波器、254二值化电路、261、262积分器、270系数计算运算控制模块、271、272系数保持电路、281、282乘法运算电路、291比较器、292选择器、293、294低通滤波器、301半导体激光器、311物镜、312准直透镜、313准直透镜、321λ/2板、322、323λ/4板、324λ/2板、325λ/4板、326λ/2板、
331参照光束反射单元、341偏振分束器、342半分束器、343、344偏振分束器、345伺服光用分束器、361第一光检测器、362第二光检测器、363第三光检测器、364第四光检测器、365伺服用检测器、371聚焦致动器、372光路长度可变单元、381差动电路、382差动电路、501、502信号调整器、503、504绝对值运算器、505、506A/D变换器、507、508信号调整器、509、510平方运算器、511加法器、512电压控制可变频率振荡器（VCO）、513相位比较器、514低通滤波器（LPF）、601、602平方电路、603最优化电路、604常数项生成电路、605存储器、606数据处理电路、607差动电路、701、702无偏振分束器、703、704、705起偏镜、706、707相位板、708、
709、710检测器、711运算电路、1201信号调整器、1205A/D变换器、1212VCO、1213相位比较器、1214LPF
109λ/4板、110物镜、111准直透镜、112λ/4板、114参照光束反射单元、115λ/2板、116偏振分束器、117第一光检测器、118第二光检测器、119第三光检测器、120第四光检测器、121聚焦致动器、122寻轨致动器、210、211、212A/D变换器、221、222、223、224平方运算器、230、
231加法器、240平方根运算器、251电压控制振荡器、252相位比较器、253滤波器、254二值化电路、261、262积分器、270系数计算运算控制模块、271、272系数保持电路、281、282乘法运算电路、291比较器、292选择器、293、294低通滤波器、301半导体激光器、311物镜、312准直透镜、313准直透镜、321λ/2板、322、323λ/4板、324λ/2板、325λ/4板、326λ/2板、
331参照光束反射单元、341偏振分束器、342半分束器、343、344偏振分束器、345伺服光用分束器、361第一光检测器、362第二光检测器、363第三光检测器、364第四光检测器、365伺服用检测器、371聚焦致动器、372光路长度可变单元、381差动电路、382差动电路、501、502信号调整器、503、504绝对值运算器、505、506A/D变换器、507、508信号调整器、509、510平方运算器、511加法器、512电压控制可变频率振荡器（VCO）、513相位比较器、514低通滤波器（LPF）、601、602平方电路、603最优化电路、604常数项生成电路、605存储器、606数据处理电路、607差动电路、701、702无偏振分束器、703、704、705起偏镜、706、707相位板、708、
709、710检测器、711运算电路、1201信号调整器、1205A/D变换器、1212VCO、1213相位比较器、1214LPF
具体实施方式
[0090] 以下，参照附图说明本发明的实施方式。
[0091] （实施例1）
[0092] 图4表示本发明的光盘装置的一个实施例的框图。从在光头3上搭载的波长405nm的蓝色半导体激光器301射出的光透过第一λ/2板321，由此使偏振方向旋转45度。偏振光旋转后的光通过第一偏振分束器341被分离为垂直的两个直线偏振光，一方的偏振光（再生光）被反射，通过第一准直透镜312被校准成平行光，在透过第一λ/4板322被变换为圆偏振光后，用NA0.85的物镜311会聚，照射到光盘4上。来自光盘4的反射光（以后称为信号光）通过物镜311再次恢复为平行光，通过第一λ/4板322恢复为直线偏振光，但是，由于光盘面的反射，圆偏振光的旋转方向反转，因此，直线偏振光的方向与原来的光垂直。因此，信号光透过第一偏振分束器341朝向半分束器342的方向。最初透过第一偏振分束器341的偏振方向的光（以后称为参照光）通过第二准直透镜313成为平行光后，透过第二λ/4板323被变换为圆偏振光，通过参照光束反射单元331被反射，与信号光同样地通过第二λ/4板323被变换为与原来的参照光垂直的直线偏振光。因此，此次通过第一偏振分束器341被反射，与信号光合成后朝向半分束器342的方向。此时，信号光与参照光以偏振方向互相垂直的状态合成。合成光的一部分通过伺服用分束器345被导向伺服检测器365，被导入生成聚焦或寻轨等的伺服信号的伺服电路79。
[0093] 透过伺服用分束器345的合成光的一方透过作为半反射镜的半分束器342，通过第二λ/2板324使偏振方向旋转45度后，通过偏振分束器343被分离为垂直的直线偏振光，被第一检测器361（PD1）和第二光检测器362（PD2）检测。此时得到的信号与实施例1相同，用式（1）、（2）表示的信号通过PD1、PD2检测。PD1、PD2的输出被输入到差动电路
381，生成差动信号Sig1。
381，生成差动信号Sig1。
[0094] 合成光的另一方通过作为半反射镜的分束器342反射，通过相对于信号光以及参照光的偏振方向旋转45度配置的第三λ/4板325被变换为圆偏振光。此时，信号光与参照光的原来的偏振方向相差90度，因此变化为相反的旋转方向的圆偏振光。该圆偏振光通过偏振分束器344被分离为垂直的直线偏振光，通过第三检测器363（PD3）和第四光检测器364（PD4）进行检测。PD3、PD4的输出被输入到差动电路382，生成差动信号Sig2。如此生成的差动信号Sig1和Sig2被输入再生模块2中的信号处理电路25。在此，信号处理电路25在输入的时刻对Sig1和Sig2采样来进行数字化，通过数字运算来进行以后的处理。即，通过数字运算来进行式（7）的处理。
[0095] 在上述信号处理电路25中生成的再生信号S，在适当的数字均衡处理后被输入到解调电路24和地址检测电路23，通过解码电路26作为用户数据被送至存储器29和微处理器27。微处理器根据来自上位装置99的指示控制任意的伺服电路79和自动位置控制单元76，将光斑37定位在任意的地址。微处理器27根据来自上位装置的指示是再生还是记录来控制激光驱动器28，以适当的功率/波形使激光器301发光。伺服电路79基于伺服信号来控制聚焦致动器371的同时控制光路差调整单元372，结合伴随物镜311的移动的信号光的光路长度的变化，通过光路差调整单元372控制参照光束反射单元331的位置，使得参照光和信号光的光路长度的差始终在20μm以下。该20μm的距离与本实施例中使用的蓝色半导体激光器301的可干涉距离（相干长度）70μm相比足够小，参照光和信号光始终保持几乎完全相干的状态。
[0096] 图5表示信号处理电路25的电路模块的结构的具体例。输入的两个差动信号Sig1和Sig2分别通过A/D变换器505以及506进行数字化。A/D变换器505以及506的垂直分辨率都为10比特。这样，两个A/D变换器的垂直分辨率为9比特以上成为特征。在此，所谓垂直分辨率，是与A/D变换器的输入电压范围对应的数字化后的离散等级的数量，用2进制的比特数（整数）来表现。本实施例中的A/D变换器的垂直分辨率如后所述，比在通常检测的情况下必要的足够的垂直分辨率（6比特）大4比特。数字化后的差动信号Sig1以及Sig2的比特宽度成为与A/D变换器505以及506的垂直分辨率相同的10比特。此后的数字信号处理以比特宽度24比特来进行。这是对于对用10比特的垂直分辨率数字化的差动信号进行数字信号处理来说足够的比特宽度。
[0097] 数字化后的差动信号Sig1以及Sig2分别通过平方运算器509、510进行平方运算后通过加法器511相加，生成再生信号S。即，使用差动信号Sig1以及Sig2通过式（7）所示的运算生成再生信号S。通过相位比较器513对加法器511的输出和电压控制可变频率振荡器（VCO）512的输出进行相位比较，通过低通滤波器（LPF）514将相位比较器的输出平均化，反馈到VCO的控制输入，由此生成A/D变换器505以及506的采样的定时。即，得到通过由相位比较器513、VCO512、LPF514构成的PLL（Phase-locked loop锁相环）电路进行相位控制后的时钟输出（CK），来控制A/D变换的定时。
[0098] （实施例2）
[0099] 图6是表示决定上述实施例1中的A/D变换器505以及506的垂直分辨率的步骤的流程图。作为大的流程，在步骤S601～S603中求出通常检测的情况下必要的足够的垂直分辨率RRF0，在步骤S604中决定垂直分辨率的增量ΔR，在步骤S605中基于RRF0和ΔR决定零差相位分集检测的情况下的垂直分辨率R。
[0100] （步骤S601）：图12是表示为了求出在通常检测的情况下必要的足够的垂直分辨率而使用的信号处理电路的图。Sig0是使用未采用零差相位分集检测的通常检测器而取得的再生信号。再生信号Sig0，例如使用记录层为1层的类型的盘介质来取得等，得到相对于检测系统的噪声来说足够的S/N，对于数字化后的再生信号的S/N，量子化噪声的影响占支配地位。在本实施例中，通过光学仿真来计算再生信号波形，通过用任意波形发生器输出来生成该再生信号波形。通过信号调整器1201对输入到信号处理电路的再生信号Sig0的振幅进行可变调整，通过A/D变换器1205进行数字化，生成数字再生信号S。基于A/D变换器1205的输出，根据通过由相位比较器1213、VCO1212、LPF1214构成的PLL（Phase-locked loop）电路进行了相位控制的时钟输出（CK），获得用于数字化的定时。在对生成的再生信号S实施了适当的数字信号处理后，测量反映再生信号的S/N的指标值（抖动、基于PRML的电平抖动、或者错误率等）。在使再生信号的振幅变化的同时多次重复该工序，取得再生信号的振幅和指标值的关系。
[0101] （步骤S602）：基于在步骤S601中取得的再生信号的振幅和抖动的关系，绘制与对于再生信号的全振幅的有效的垂直分辨率RRF和抖动的关系。在此，将再生信号的全振幅设为ARF，将A/D变换器1205的垂直分辨率设为RAD，将A/D变换器1205的输入电压范围设为AAD，通过式（14）求出RRF。
[0102] 【数9】
[0103]
[0104] RRF和抖动的关系例如成为图3（a）那样。
[0105] （步骤S603）：根据针对再生信号的全振幅的有效的垂直分辨率RRF和抖动的关系，求出量子化噪声引起的抖动增量为3%以下的范围内的最小的RRF，将其决定为通常检测的情况下必要的足够的垂直分辨的RRF0。
[0106] （步骤S604）：将最小调制度设为mmin，作为满足式（15）的最小的ΔR，计算出垂直分辨率的增量ΔR0。在此，所谓最小调制度是在介质的使用状态下能够取的调制度的下限，在光盘中多数情况下由光盘的物理规格决定。
[0107] 【数学式10】
[0108]
[0109] （步骤S605）：使用RRF0以及ΔR，基于式（16）决定A/D变换器505以及506的垂直分辨率R（比特）。
[0110] 【数学式11】
[0111] R＝RRF0+ΔR0...(16)
[0112] 说明基于上述步骤，在实施例1中将A/D变换器505以及506的垂直分辨率决定为10比特的依据。首先，在步骤S601～S603的步骤中，针对再生信号的全振幅的有效的垂直分辨率RRF和抖动的关系成为图3（a）那样。根据该结果，RRF和量子化噪声引起的抖动增量Δσ的关系成为图3（b）那样，抖动增量Δσ为3%以下的范围内的最小的RRF为6比特。由此求出通常检测的情况下必要的足够的垂直分辨率RRF0为6比特。接着，在步骤S604中将最小调制度设为0.4，ΔR根据式（15）成为ΔR≧3.6比特，因此，将垂直分辨率的增量ΔR0决定为4比特。最后，在步骤S605中，A/D变换器505以及506的垂直分辨率基于式（16）被决定为6+4=10比特。
[0113] 在此，实际上为了在本实施例的多层介质的全部层中进行稳定的记录再生，需要对应于覆盖层厚度的变化来控制球面像差，在本实施例的装置（头）中也内置该功能，但是，由于与本发明的本质的效果无关，因此在图4中未图示，并省略说明。
[0114] 此外，在实施例1、2中将A/D变换器505以及506的垂直分辨率设为10比特，按照RRF和抖动的关系或ΔR等当然也存在9比特以上有效果的再生装置。
[0115] （实施例3）
[0116] 图7是作为信号处理电路模块的别的实施方式，表示在A/D变换器的前级追加了对两个差动信号分别施加增益/偏置的增益/偏置调整电路的信号处理电路的结构的图。
[0117] 如专利文献1或专利文献2中所指出的那样，在两个差动信号之间存在振幅的不平衡时，或者各个差动信号中存在偏置时，即使进行式（7）的运算也得不到与信号光和参照光的相位差无关的稳定的再生信号。在本实施例中，通过在A/D变换器505以及506的前级追加的信号调整器501以及502进行调整，使得两个差动信号的振幅相等并且两个差动信号的偏置分别为零，由此，通过数字化后的平方相加运算，得到稳定的再生信号。
[0118] 两个差动信号的振幅的不平衡或偏置，由于光头中的光学元件的特性波动或配置误差、或者光电变换放大器的增益波动或输出偏置等而产生，因此，基本上若在光头的组装后进行一次上述调整，则从此以后维持稳定的状态。但是，有可能由于调整后的光头的随时间变化而产生偏移，在这种情况下，通过进行同样的调整再次得到稳定的再生信号。
[0119] （实施例4）
[0120] 图8是作为信息处理电路模块的别的实施方式，表示在A/D变换器505、506和平方运算器509、510之间追加了分别对数字化后的差动信号Sig1以及Sig2进行增益调整和偏置施加的信号调整器507以及508的信号处理电路的结构的图。信号处理电路模块的其他结构与实施例3中的图7的电路模块相同。本实施例的目的在于与实施例3同样地修正两个差动信号的振幅的不平衡或偏置。在实施例3中通过模拟信号部实施增益/偏置调整，与此相对，在本实施例中通过数字信号部实施。在这种情况下，也在平方运算部509以及510的前级修正两个差动信号的振幅的不平衡或偏置，因此得到与实施例3的情况相同的效果。而且，作为通过数字信号部实施增益/偏置调整电路的优点，列举出各个信号调整器中设定的增益值以及偏置值的更新容易，因此可以对应于生成的再生信号的状态适当地进行增益/偏置的调整。
[0121] （实施例5）
[0122] 在图9中，作为实施例1～3的信号处理电路25的电路模块的别的实施方式，在信号调整器501以及502和A/D变换器505以及506之间分别追加了绝对值运算器503以及504。其他电路结构与实施例3中的图8所示的电路相同。在此，信号调整器501以及502、绝对值运算器503以及504是模拟运算器。输入的模拟的差动信号Sig1以及Sig2分别通过信号调整器501以及502调整振幅和偏置，通过绝对值运算器503以及504进行绝对值运算。例如当Sig1以及Sig2的波形分别为图2所示那样时，绝对值运算后的差动信号|Sig1|以及|Sig2|的波形分别成为图10所示那样。即，通过绝对值运算，差动信号的全振幅变为1/2。
[0123] 进行了绝对值运算的差动信号|Sig1|以及|Sig2|分别通过信号调整器被调整振幅以及偏置，符合A/D变换器505以及506的输入电压范围。A/D变换器505以及506的垂直分辨率都为9比特。输入的两个差动信号Sig1以及Sig2分别通过A/D变换器505以及506被数字化。数字化后的两个差动信号都成为比特宽度为9比特的信号。这以后的信号处理与实施例3相同，因此省略。
[0124] （实施例6）
[0125] 图11是表示决定上述实施例5中的A/D变换器505以及506的垂直分辨率的步骤的流程图。作为大的流程，在步骤S1101～S1103中求出通常检测的情况下必要的足够的垂直分辨率RRF0，在步骤S1104中决定垂直分辨率的增量ΔR，在步骤S1105中，基于RRF0和ΔR决定零差相位分集检测的情况下的垂直分辨率R。
[0126] （步骤S1101）：与实施例2的步骤S601同样地取得再生信号的振幅和指标值的关系。
[0127] （步骤S1102）：与实施例2的步骤S602同样地绘制针对再生信号的全振幅的有效的垂直分辨率RRF和抖动的关系。
[0128] （步骤S1103）：与实施例2的步骤S603同样地决定为通常检测的情况下必要的足够的垂直分辨率RRF0。
[0129] （步骤S1104）：将最小调制度设为mmin，计算垂直分辨率的增量ΔR0，作为满足式（17）的最小的ΔR。
[0130] 【数学式12】
[0131]
[0132] （步骤S1105）：与实施例2的步骤S605同样地，基于式（16）决定A/D变换器505以及506的垂直分辨率R（比特）。
[0133] 上述步骤与实施例2大致相同，与实施例2的区别在于垂直分辨率的增量由式（17）规定。本实施例中的垂直分辨率的增量比实施例2的情况小1比特。这是由于通过针对差动信号的绝对值运算，差动信号的包络变动引起的垂直分辨率的损失降低到1/2，即减小1比特，因此可以将垂直分辨率的增量减小1比特。因此，相对于将实施例2中的A/D变换器505以及506的垂直分辨率设为10比特，在实施例5的情况下设为9比特。
[0134] （实施例7）
[0135] 在实际生产光头时，光学系统的各种参数，例如半分束器342的反射率、透射率、延迟量或者λ/2板324、λ/4板325的延迟量、设定角或者光检测器361、362、363、364的变换效率、偏置等与理想的值产生误差。由于这些误差，检测器的输出IPD1、IPD2、IPD3以及IPD4已经无法通过式（1）（2）（3）以及（4）那样的式子来描述。一般存在这种误差时的差动输出Sig1以及Sig2分别表示为式（18）以及（19）。a、r、b1、b2、δ为常数。
[0136] 【数学式13】
[0137]
[0138]
[0139] 当对它们输出与理想的情况相同的平方相加运算时，一般依存于干涉相位的项剩余。但是，当采用式（20）（21）以及（22）时，Sig1’以及Sig2’’为与理想的情况下的Sig以及Sig2相同的形式，它们的平方和成为式（23），成为不依存于相位的输出。
[0140] 【数学式14】
[0141]
[0142]
[0143]
[0144]
[0145]
[0146] 当使用Sig1以及Sig2表示式（23）时成为式（24），成为Sig1以及Sig2的2次多项式（其中，s=sinδ）。
[0147] 【数学式15】
[0148]
[0149]
[0150]
[0151]
[0152] 因此，通过将运算输出设为Sig1以及Sig2的2次多项式，将各项的系数设定为式（24）的值，可以与理想的状态相同地得到不依存于干涉相位的输出信号。但是，为了使输出信号的振幅与理想的情况相同，实际上如以下的式子，将式（24）除以1/cosδ的平方而得的结果设为各系数的目标值，Sig1的平方项的系数固定为1。
[0153] 【数学式16】
[0154]
[0155]
[0156]
[0157] 此外，在现实的δ的变动范围约±10度左右，1/cosδ的平方仅变化±3%左右，因此，上述的除法运算对输出信号的振幅几乎不产生影响。另外，式（25）的常数项c5与针对干涉相位的依存性无关系，但是如下这样根据其他项的系数c1、c2、c3以及c4来唯一地确定。
[0158] 【数学式17】
[0159]
[0160] 综上所述，用图16那样的框图表示最佳运算的调整。首先，输入信号Sig1以及Sig2分别通过A/D变换器505以及506进行数字化，使用数字化后的Sig1以及Sig2，通过平方电路601、602等生成Sig1的平方、Sig1以及Sig2的平方、Sig1和Sig2的积，与从最优化电路603提供的常数c1、c2、c3、c4以及c5一起生成信号输出S。在此，Sig1的平方项的系数固定为1，探索常数项以外的其他项的系数值c1、c2、c3、c4以及c5来作为参数。在常数项生成电路604中根据探索参数c1、c2、c3以及c4使用式（26）生成常数项c5。输出信号S在通过低通滤波器308去除再生信号成分后，在存储器605中保存一定期间，数据处理电路606生成它们的最大值、最小值，通过差动电路607输出它们的差。但是也可以省略低通滤波器。以下所述的全部低通滤波器也相同。该输出成为表示对于干涉相位的依存性的大小的参数，在最优化电路603中为使该值成为最小而调整c1、c2、c3以及c4的值。最优化后的参数被设定为式（25）所示的值，因此得到不依存于干涉相位的信号输出S。此外，探索的参数不限于上述系数值，例如可以将r、b1、b2、sinδ设为探索的参数，根据这些值按照式（25）计算2次式的系数。
[0161] 此外，作为运算输出对于干涉相位的依存性的指标，不限于上述那样的输出的最大值和最小值的差。例如也可以使用通过再生信号振幅的大小、或DC成分对该值进行标准化后的值来代替。
[0162] 在上述的运算调整完成后，可以通过固定的设定值取得稳定的再生信号。即，意味着调整完成后在取得再生信号时可以不进行调整。但是，由于装置的随时间的状态变化、环境温度的变化等，有可能理想的设定值移动，慢慢产生干涉相位依存性，在这种情况下需要在适当的定时再次进行调整。在本实施例中，始终监视表示所述干涉依存性的大小的参数，在超过一定值时开始所述运算调整。除此以外，也可以在该装置的起动时和从最新的调整起经过了预定的期间后定期进行调整。
[0163] （实施例8）
[0164] 用于取得本效果的检测器的数量或各检测器上的信号光和参照光的相位差不限于上述那样。在此，表示通过3个检测器，以各检测器上的信号光和参照光的相位差互不相同的方式进行检测的例子。图13中表示使用3个检测器，信号光和参照光的相位差在各检测器上分别为约0度、约120度、约240度的情况下的光头部的结构。通过了准直透镜312的光，通过无偏振分束器701、702被分割为3个光束，在分别通过使45度偏振光透过的起偏镜703、704、705后，被检测器706、707、708进行检测。这3个光束中，在一个光束中在信号光和参照光之间插入产生60度的相位差的相位板709，在另一个光束中，在信号光和参照光之间插入产生300度的相位差的相位板710。另外，为使各检测器上的光量相等，使用透射率和反射率之比为1比2的无偏振分束器701，使用透射率和反射率相等的无偏振分束器702。此时，在各检测器上入射的光的强度IPD1、IPD2、IPD3分别用下式表示。
[0165] 【数学式18】
[0166]
[0167]
[0168]
[0169] 但是，在此考虑到在无偏振分束器701、702中的反射时在信号光和参照光之间产生180度的相位差。接着，将这些输出信号输入运算电路711，生成以下的输出Sig1以及Sig2。
[0170] 【数学式19】
[0171]
[0172]
[0173] 于是，它们成为与上述的4个检测器的例子中的差动信号Sig1以及Sig2相同的形式。因此，通过下式那样的运算可以得到不依存于信号光和参照光之间的相位差的放大信号。
[0174] 【数学式20】
[0175]
[0176] 在光学系统不完整的情况下，Sig1以及Sig2与上述的4检测器的例子同样地成为式（18）以及（19）的形式，因此，对它们进行与上述的例子相同的运算、调整即可。
[0177] （实施例9）
[0178] 在以上的实施例中，根据3个或4个检测器的信号通过平方和运算得到信号，但是一般在平方和运算中，在原来的信号中存在变动的情况下该变动有被扩大的倾向。在光路长度差变动的情况下如图4所示，各检测器中的再生输出变动。这是由于式（1）～（4）的三角函数的系数，即信号光和参照光的干涉状态变化而引起的。但是，如实施例1等那样，通过参照光和信号光的相位差各相差90度的4个检测器检测信号时，在某个检测器中得到比较大的输出信号。因此，在本实施例中采用在式（5）和式（6）的差动运算信号（Sig1、Sig2）上乘以系数并相加得到信号输出的方式。即，通过式（33）得到再生信号。系数α以及β通过式（34）以及（35）的运算来求出。
[0179] 【数学式21】
[0180] S＝α·Sig1+β·Sig2…(33)
[0181]
[0182]
[0183] 在此，上线表示平均值。即，将图4的两个差动输出Sig1以及Sig2从数十纳秒至数百微秒期间进行平均化，使用该平均输出通过式（34）以及（35）求出系数，设定在乘法器中，通过式（33）的系数相加运算得到最终的信号输出。式（34）以及（35）的分母，由于以α2+β2=1的方式进行标准化，原理上，（若没有噪音），分母应该始终恒定，即使代替式（34）以及（35）简单地将Sig1的平均值设为α，将Sig2的平均值设为β，也得到几乎相同的效果。
[0184] 图15（a）表示实现本实施例的信号处理的信号处理部的框图。差动信号Sig1、Sig2通过AD变换器211、212被数字化，把数字输出输入到两个积分器261、262来进行平均化。系数计算模块270使用通过积分器平均化后的值按照式（34）以及（35）计算系数α以及β，分别设置在系数保持电路（寄存器）271以及272中。通过乘法电路281以及282进行了系数乘法运算的两个数字化信号通过加法器230相加，得到按照式（33）的数字信号输出S。用于数字化的定时与图5的例子同样，根据加法器230的输出，根据通过由相位比较器252、VCO251、LPF253构成的PLL（Phase-locked loop）电路进行相位控制后的时钟输出（CK）来得到。
[0185] 在此，积分器261、262中的平均的时间，相对于信号的取入频率（采样率）或者通道时钟频率设为数十倍以上的长度即可。例如在100倍的情况下，与直接的平方和运算的情况相比，信号变动引起的系数波动的影响被抑制到 即1/10。但是，需要使系数根据光路长度的变动而变化。从噪声抑制的观点出发，进行长时间平均的方法较好，但是，信号光和参照光的相位差，通过跟踪光信息记录介质的上下振动的聚焦等，随着会聚透镜（物镜）的移动而变化，需要与该变化对应地将α和β跟踪控制为最佳值。例如假定BD（Blu-ray光盘）2倍速的条件。光盘具有约0.2mmpp的面振动，最大加速度5m/s，在半径58mm的位置假定9.8m/秒的线速度（BD2x）时，最大面振动速度达到23mm/s。其作为最大相位变化速度，成为115000*2π/秒。由此，相位变化90度所需的最短时间为1/115000/4＝2μs。这相当于检测通道时钟周期的约250倍。因此，若对跨越比其更短的时间（通道时钟的100倍左右以上）的检测器输出进行平均来求出最佳的α或β，则可以跟踪光路长度的变化，检测噪声的影响也可以充分降低。
[0186] 在本实施例中使用信号的平均输出得到了可变的系数，但是如图15（b）所示，通过进行通过比较器291比较通过低通滤波器293、294得到的Sig1和Sig2的平均输出的大小，根据比较结果用选择器292选择较大一方的信号，用AD变换电路210进行数字化这样的结构的信号处理，也得到本发明的效果。在这种情况下，有时由于光路长度的变动，信号输出最大降低30％，尽管如此，由于与现有的再生方法相比得到足够大的信号增大效果，因此获得与之前的实施例相同的效果。
[0187] （实施例10）
[0188] 在上述实施例的光头3中，作为蓝色半导体激光器301使用了相干长度为70μm的半导体激光器，但是也可以使用分布反馈型（DFB）半导体激光器来代替。DFB激光器的特征为相干长度比FP激光器长。通过使用相干长度为1mm左右以上的DFB激光器，不必通过光路差调整单元372控制参照光束反射单元331的位置就可以使信号光和参照光的光路长度的差始终比相干长度足够小，因此，参照光和信号光始终保持几乎完全相干的状态。因此，在这种情况下，由于不需要光路差调整单元372，因此成为有利于光头的小型化、低价格化的结构。
[0189] 作为本发明的光信息记录介质的应用例，在上述实施例中列举出多层光盘介质，但是不限于此，只要是通过照射光来进行信息的记录、再生的介质，也可以应用于其它形式的介质。例如，即使在具有不具有引导槽的多个记录层、和具有引导槽的寻轨专用的引导层的无槽多层光盘介质、非旋转的卡型的光信息记录介质、或者带状的光信息记录介质等中应用本发明，也可以得到同样的效果。而且，针对在介质中不具有记录层，在离开介质表面的各种深度处面状地形成记录区域的所谓的体积记录型介质，也同样可以应用本发明，获得其效果。
[0190] 另外，所谓零差相位分集检测，是指通过在检测器上使从光盘反射的信号光和从同一光源分支后不照射光盘而导入检测器的参照光干涉，得到放大的再生信号，此时，同时得到参照光和信号光之间的相位关系互相偏离的多个种类的干涉状态的检测器输出来进行运算，由此得到与盘抖动引起的光路长度变动无关的稳定的再生信号的光信号检测方式。作为使用4个检测器的代表性结构，例如具有光头、控制部、信号处理部，所述光头包含：半导体激光器；将来自所述半导体激光器的光束分支为第一光束和第二光束的第一光学元件；将所述第一光束会聚在光信息记录介质的记录膜面上，并接受反射光的物镜；在所述第二光束的光路中设置的参照光束反射单元；第一光检测器；第二光检测器；第三光检测器；第四光检测器；将通过所述光信息记录介质反射的所述第一光束和通过所述参照光反射单元反射的所述第二光束合成后的光束分支，使其入射到所述第一光检测器和所述第二光检测器的第二光学元件；将通过所述光信息记录介质反射的所述第一光束和通过所述参照光束反射单元反射的所述第二光束在与所述第二光学元件进行的合波的相位关系大致相差90度的状态下进行合波，将该合波后的光束分支，使其入射到所述第三光检测器和所述第四光检测器的第三光学元件；保持所述半导体激光器、所述第一光学元件、所述物镜、所述参照光束反射单元、所述第一光检测器、所述第二光检测器、所述第三光检测器、所述第四光检测器、所述第二光学元件以及所述第三光学元件的机箱，所述控制部控制所述光头以及所述物镜的位置、和所述半导体激光器的发光状态，所述信号处理部根据来自所述第一至第四光检测器的输出信号生成再生信号，所述第一光束和所述第二光束之间的相位关系，在所述第一检测器上和所述第二检测器上互相大致相差180度，在所述第三检测器上和所述第四检测器上互相大致相差180度，在所述第一检测器上和所述第三检测器上大致相差90度，具有将所述第一检测器和所述第二检测器的差动信号变换为数字信号的第一A/D变换器、将所述第三检测器和所述第四检测器的差动信号变换为数字信号的第二A/D变换器。
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