环形谐振腔滤波器为了减少辐射损耗，通常采用1波长环形谐振腔等，损耗 虽小，但存在形状大的问题。为了解决此问题，提出在一个谐振腔激励2个正交 模的双模滤波器。下文说明以往的双模滤波器。
图6为以往双模滤波器的组成图。图6中，1为1波长环形谐振腔，2-5为 装在电长度相互偏90°的位置上的耦合电容，6、7为输入、输出端子，8为移相 电路。9、10为移相电路8的连接端子，连在该移相电路8上。
对组成如上所述的双模滤波器的性能进行说明。
首先，端子6上一输入激励信号，就由电耦合将该信号耦合到谐振腔1。环 形谐振腔1上A点传播的信号波在位于电长度偏离180°处的B点电场最大，并通 过耦合电容4传播到端子9。在从环形谐振器1上A点电长度偏离90°处的C点、 D点，电场为0，不传播到端子7、10上。同样，激励端子10时，有行波传至端 子10。因此，证明1波长环形谐振腔滤波器1中存在不相互耦合的2个谐振模。 这里，激励端子6，通过适当的移相电路8将传到端子9的信号波加在端子10上， 则该行波仅传至端子7。据此，可组成从端子6输入的信号，通过端子9、10输 出到端子7的单向信号传播电路。也就是说，端子6作输入端子时，端子7成为 输出端子，可用一个1波长环形谐振腔实现2级滤波器。
然而，上述结构中存在的问题是：滤波器的通常特性只能与1波长环形谐振 腔电长度所决定的固定频率相对应，其频率特性调整困难。存在的问题还有组成 滤波器的各级谐振腔电长度为1个波长，加上级间耦合采用集中参数元件或传输 线，因而滤波器难以小型化、平面化。
环形谐振腔滤波器为了减少辐射损耗。通常采用1波长环形谐振腔等，损耗 虽小，但存在形状大的问题。为了解决此问题，提出在一个谐振腔激励2个正交 模的双模滤波器。
下文说明以往的双模滤波器。
图15为以往双模滤波器的组成图。图15中，101、102为1波长环形谐振腔， 103～107为耦合电容，108、109为输入、输出端子。
对组成如上的双模滤波器的性能进行说明。
首先，输入端子108上一输入激励信号，就由电场耦合将该信号耦合到1波 长环形谐振腔101。此谐振腔101上A点传播的信号波在电长度偏离A点180°的 B点电场最大，并通过耦合电容5传至C点。上述谐振腔101上位于从A点电长 度偏离90°处的C、D点，电场为0，无传播。因此，证明1波长环形谐振腔101 存在不相互耦合的2个谐振模。
又，经耦合电容106传至1波长环形谐振腔102的A点的信号波先传至B点， 再经耦合电容107依次传到C点和D点，最后通过电容104输出到输出端子109。 此时，1波长环形谐振腔101、102的谐振频率取决于谐振腔的电长度。
据此，可组成从端子108输入的信号输出到端子109的信号单向传播电路。 也就是说，端子108作为输入端子时，端子109成为输出端子，可用2个1波长 环形谐振腔做成4级滤波器。
然而，上述组成中存在的问题是构成滤波器的各级谐振腔的电长度为1个波 长，改善衰减特性需要增多滤波器级数，不能实现小形化。此外，还存在级间耦 合采用集中参数元件或传输线，滤波器难以小形化、平面化的问题。
高频段振荡器、滤波器用的谐振腔中，就带状谐振腔或微带线谐振腔而言， 1/4波长谐振腔体积小，所以广泛应用，但存在因高频接地的处理方法而造成谐 振频率、空载Q值等特性不稳定等缺点。因此，提出采用双模谐振腔进行小形化 的意图，该双模谐振腔利用在高频不接地的环形谐振腔中激励的2种独立模，在 一个谐振腔形成频率不同的2个谐振频率或起2级谐振的作用。
这种双模谐振腔，熟知的例子有日本电子信息通信学会微波研究会技术资料 MW92-115等记载的结构。
下文参照图27说明以往的双模谐振腔。
图27为以往双模谐振腔的斜视图，图27中201为由微带线形成的环状单线， 202为集中参数电容，203为介质基片，204为接地导体。
该图中，单线虽为矩形，但其电特性和环形相同，这里仅说明矩形的。此外， 线路也可用带状线或微带线，这里说明典型的微带线，下面说明上述结构的双模 谐振腔的性能。
输入、输出耦合电路省略不叙述，从连接集中参数电容202的点上电场耦合 输入的信号(频率f1)，在偏离环形单线长度1/4处电压最小，无传播，但连接集 中参数电容202的另一端电压最大，因而从该端输出。从集中参数电容202的连 接点偏离1/4环形单线长度的点上输入的信号(频率f2)，在连接集中参数电容202 的点上电压最小，无传播，但从信号输入点偏离1/2环形单线长度的点上电压最 大，有输出。本例中，只用一个集中参数电容，所以频率f1和f2不同，但增加 同一电容值的电容或去除集中参数电容2，这相互独立的两个谐振模以同一频率 谐振，一个谐振腔起2级的作用。
这样由环形单线201和集中参数电容202组成的谐振腔作为可用一个谐振腔 激励2个独立模的双模谐振腔进行工作。该谐振腔高频不接地，环形结构辐射损 耗小、不损害1波长环形双模谐振腔所具有的特点，谋求小型化。
然而，上述以往的结构中虽然可不损害1波长环形双模谐振腔具有的特点， 谋求小型化，但存在的问题是要达到谐振频率再现性良好，就必须集中参数电容 精度高，因而难以实现或者增加频率调整功能，以抵消制造精度的偏差，而且元 件数量多，造成性能差，成本高。

本发明解决上述以往存在的技术问题，其第一目的在于提供一种小形且可平 面化的滤波器，这种滤波器等效缩短1波长环形谐振腔的线路长度，而且可方便 地进行频率调整。
本发明解决上述以往存在的技术问题，其第二目的在于提供一种滤波器，其 中等效缩短1波长环形谐振腔的线路长度；同时改善通带附近的衰减特性，从而 可实现小型且平面化。
本发明解决上述以往的技术问题，其第三目的在于提供一种抑制谐振频率偏 差，谋求改善谐振频率的再现性和精度，而且频率容易调整，小型高Q且价廉的 双模谐振腔。
(第一发明)
为了达到上述目的，本发明做成将组成滤波器的1波长环形谐振腔电长度四 等分，在其线路上的第1位置和与上述第1位置电长度偏离180°的第2位置上连 接具有相同特性且前端开路的第1传输线，又在与上述第1位置电长度偏离90° 的第3位置和与上述第3位置电长度偏离180°的第4位置上连接具有相同特性且 前端开路的第2传输线，再将接成上述方式的1波长环形谐振腔按同一方向配置， 谐振腔之间的耦合采用平行耦合线。
(第二发明)
为了达到上述目的，本发明做成将构成滤波器的1波长环形谐振腔电长度四 等分，在该线路上的第1点、与上述第1点电长度偏离90°的第2点，与上述第1 点电长度偏离180°的第3点和与上述第1点偏离270°的第4点上连接具有相同特 性且前端开路的传输线，而且接成上述方式的1波长环形谐振腔的级间耦合为平 行耦合线，其耦合电长度小于90°，同时将构成初级的上述1波长环形谐振腔的 一点作为输入，将构成末级的上述1波长环形谐振腔的一点作为输出，或者将构 成末级的1波长环形谐振腔的一点作为输入，将与上述输入点电长度偏离90°的 一点作为输出。
(第三发明)
为了达到上述目的，本发明做成用前端开路耦合线或前端开路单线替换双模 谐振腔小型化中不可少的电容，并将该耦合线或单线做在环形单线的内侧。
又，用将耦合线或单线的开路端或其一部分切除，重叠的方法处理谐振频率 的调整。
本发明在环形谐振腔上位于长度相互偏离180°处的两点之间生成正负反相电 压，并连接前端开路的传输线，因而谐振频率可任意设定成比单个1波长环形谐 振腔的谐振频率低，同时能利用修整等方法调节前端开路传输线的电长度，频率 容易调整。又，滤波器的级间耦合用平行耦合线来实现，因而环形谐振腔可邻近 配置，整个滤波器能小型化、平面化。
本发明在环形谐振腔上位于电长度相互偏离180°处的两点之间生成正负反相 电压，并连接前端开路的传输线，通过调节该传输线长度可调整谐振频率，而且 用平行耦合线实现级间耦合，环形谐振腔可邻近配置，可实现滤波器的小形、平 面化。又，级间平行耦合线在偏离传播途径中心的位置进行耦合，因而可在通带 附近形成下陷，能以不多的级数做成衰减特性良好的滤波器。
本发明借助上述结构，利用制造精度良好的光刻技术等，将环形单线和形成 分布电路的前端开路耦合线或前端开路单线同时制作，谋求谐振腔低成本和改善 谐振频率的再现性及精度。又在环形单线的内侧形成一起缩短谐振腔长度作用的 前端开路耦合线或单线，进一步谋求谐振腔的小型化。
前端开路耦合线或单线的分布参数电容，与集中参数电容相比，能使集中电 场分散，损耗很小，因而可提高谐振腔的空载Q值。
将此环形单线所连接的前端开路耦合线或单线的开路端或一部分进行切除、 重叠，频率调整方便。
如上所述，用前端开路耦合线或单线替换双模谐振腔小型化中不可少的电 容，并将该耦合线或单线做在环形单线的内侧，因而可谋求抑制谐振频率偏差， 改善谐振频率再现性和精度，实现高Q且价廉的双模谐振腔。又，通过将前端开 路耦合线或单线的开路端或一部分进行切除、重叠，频率调整方便。
附图说明
图1为第一发明第1实施例中滤波器的平面图。
图2为第一发明第2实施例中滤波器的平面图。
图3为第一发明第3实施例中滤波器的平面图。
图4为第一发明第4实施例中滤波器的平面图。
图5为第一发明第5实施例中滤波器的平面图。
图6为以往滤波器平面图。
图7为第二发明第1实施例中滤波器的平面图。
图8为第二发明第1实施例中滤波器的特性图。
图9为第二发明第1实施例中其他滤波器的平面图。
图10为第二发明第1实施例中其他滤波器的平面图。
图11为第M发明第1实施例中其他滤波器的平面图。
图12为第二发明第1实施列中其他滤波器的平面图。
图13为第二发明第1实施例中其他滤波器的平面图。
图14为第二发明第2实施例中滤波器的平面图。
图15为以往滤波器的平面图。
图16为第三发明第1实施例中双模谐振腔的平面图。
图17为第三发明第2实施例中双模谐振腔的平面图。
图18为第三发明第3实施例中双模谐振腔的平面图。
图19为第三发明第4实施例中双模谐振腔的平面图。
图20为第三发明第5实施例中双模谐振腔的平面图。
图21(a)为第三发明第6实施例中双模谐振腔的A-A剖视图。
图21(b)为第三发明第6实施例中双模谐振腔的表面导体层电极线条平面 图。
图21(c)为第三发明第6实施例中双模谐振腔的内部导体层电极线条平面 图。
图21(d)为第三发明第6实施例中双模谐振腔表面导体层和内部导体层电极 线条重合状况的示意图。
图21(e)为第三发明第6实施列中双模谐振腔表面导休层和内部导体层电极 线条重合状况的示意图。
图21(f)为第三发明第6实施例中双模谐振腔表面导体层和内部导体层电极 线条重合状况的示意图。
图22为本第三发明第7实施例中双模谐振腔的平面图。
图23(a)为第三发明第8实施例中双模谐振腔的A-A’剖视图。
图22(b)为第三发明第8实施例中双模谐振腔的表面导体层电极线条的平面 图。
图23(c)为第三发明第8实施例中双模谐振腔的内部导体层电极线条的平面 图。
图24为第三发明第9实施例中双模谐振腔的平面图。
图25(a)为第三发明第10实施例中双模谐振腔的A-A’剖视图。
图25(b)为第三发明第10实施例中双模谐振腔的表面导体层电极线条的平面 图。
图25(c)为第三发明第10实施例中双模谐振腔的内部导体层电极线条的平面 图。
图26(a)为第三发明第11实施例中双模谐振腔的A-A’剖视图。
图26(b)为第三发明第11实施例中双模谐振腔的平面图。
图27为以往双模谐振腔的斜视图。

下面参照上述附图说明第一发明
实施例1
图1(a)为本发明第1实施例中滤波器的平面图。图1(a)中，11为谐振腔， 具体来说做成1波长环形谐振腔12。该环形谐振腔12在同线路的A点和从该A 点电长度偏离180°的B点设置具有相同特性的第1前端开路传输线13、14。另外， 在位于与A点电长度偏离90°的线路上的C点和从该C点电长度偏离180°的线路 上的D点，设置具有相同特性的第2前端开路传输线15、16、17为与谐振腔11 相同的谐振腔，两个谐振腔按同一方向配置，用平行耦合线18实现相互之间的级 间耦合，19、20和21、22为分别连接电长度上相互偏90°的E、G点和F、H点的 输入、输出耦合用传输线，23～26为输入、输出端子。
说明组成如上所述的滤滤器的性能。
首先，输入端子23上一输入激励信号，就由耦合用传输线19耦合到谐振腔 11。谐振腔11以1波长环形谐振腔12的电长度和第1前端开路传输线13、14所 确定的谐振频率f1作谐振，该谐振腔11上激励出A点、B点电压最大，C点、D 点电流最大(即电压为零)的基本谐振模。然后，通过平行耦合线18依次传至谐振 腔17的E、F点，再通过传输线21最终输出至输出端子25。
另一方面，输入端子24上输入激励信号时激励的信号波经传输线20传至谐 振腔11的C、D点，再通过平行耦合线18依次传至谐振腔17的G、H点，最后经 传输线22输出到输出端子26。此时，谐振腔11的谐振频率f2取决于1波长环 形谐振腔12的电长度和第2前端开路传输线15、16的电长度。
上文所述那样传播的信号波分别在谐振腔11、17中激励正交模，位于从环 形谐振腔上的一点电长度偏离90°处的点，其电场为0，无传播。因此，证明本组 成的滤波器存在不相互耦合且频率不同的2个谐振模。据此，以频率f1激励输入 端子23，频率f2激励输入端子24，从而只在输出端子25传播频率为f1的行波， 只在输出端子26传播频率为f2的行波。
下面说明图1(b)的组成。图1(b)与图1(a)的不同点在于仅在谐振腔11上的 A点和位于从该A点电长度偏离180°处的B点，以及谐振腔17上的E点和位于从 该E点电长度偏离180°处的F点，分别连接具有相同特性的前端开路传输线13、 14。
说明上文所述那样组成的滤波器的性能。
基本性能与图1(a)的实施例相同，不同点是：输入端子24激励时，谐振腔 以1波长环形谐振腔12的电长度所确定的谐振频率B作谐振，在输出端子26上 传输行波；但输出端子23、25上不传播。
如上所述，通过采用图1所示的组成，谐振频率可任意设定成比单个1波长 环形谐振腔谐振频率低，而且能利用微调整等调节前端开路传输线的电长度，频 率容易调整。此外，滤波器的级间耦合用平行耦合线来实现，环形谐振腔能邻近 配置、整个滤波器可小型化，平面化。
又，第1、第2前端开路传输线13、14、15、16通常与1波长环形谐振腔12 同时用线条图案形成，但也可在环形谐振腔12形成后利用电气处理或化学处理等 进行后装配。
(实施例2)
下文参照附图说明第2实施例。
图2(a)为本发明第2实施例中滤波器的平面图。图2(a)中与图1(a)的不同 点在于采用做成与实施例1所说明1波长环形谐振腔17相反，其中第1传输线13、 14与第2传输线15、16互换的1波长环形谐振腔17B，1波长环形谐振腔11与17B 之间按同一方向配置，谐振腔的级间耦合用平行耦合线18实现。
说明上面所述那样组成的滤波器的性能。
首先，输入端子23上一输入激励信号，就由耦合用传输线19耦合到谐振腔 11。谐振腔11以1波长环形谐振腔12的电长度和第1前端开路传输线13、14所 确定的谐振频率f1做谐振，在谐振器11上激励出A点、B点电压最大，C点、D 点电流最大(即电压为零)的基本谐振模。然后，通过平行耦合线18依次传至谐振 腔17B的G、H点，再通过传输线22最终输出到输出端子26。
另一方面，输入端子24上输入激励信号时。激励的信号波，经传输线20传 至谐振腔11的C、D点，再经平行耦合线18依次传至谐振腔17B的E、F点，最 后通过传输线21输出到输出端子25。此时，谐振腔11的谐振频率f2取决于1波 长环形谐振腔12的电长度和第2前端开路传输线15、16的电长度。
如上所述那样传播的信号被分别在谐振腔11、17B激励正交模，位于从环形 谐振器上的一点电长度偏离90°处点，其电场为0，无传播。因此，证明本组成的 滤波器存在不相互耦合且频率不同的2个谐振模。据此，以频率f1激励输入端子 23，频率f2激励输入端子24，从而只在输出端子26传播频率为f1的行波，只 在输出端子25传播频率为f2的行波。
下文说明图2(b)的组成。
图2(b)中与图2(a)的不同点是：仅在谐振腔11上的A点和位于从该点电长 度偏离180°处的B点，以及谐振腔17上的G点和位于从该点电长度偏离180°处 的H点，分别连接具有相同特性且前端开路的传输线13、14。
说明如上所述组成的环形谐振腔的性能。
基本性能与图2(a)的实施例相同，不同点在于输入端子24上输入激励信号 就激励，谐振腔11的1波长环形谐振腔12的电长度所确定的谐振频率f3作谐振， 在输出端子25上传播行波，但输入端子23和输出端子26上不传播。
如上所述，通过采用图2所示的组成，谐振频率可任意设定成低于单个1波 长环形谐振腔的谐振频率，而且可利用修整等调节前端开路传输线的电长度，频 率容易调整。此外，以平行耦合线实现滤波器的级间耦合，因而环形谐振腔可邻 近配置，整个滤波器能小型化，平面化。
(实施例3)
下面参照附图说明本发明的第3实施例。
图3为本发明第3实施例中滤波器的平面图。图3中与图1(a)的不同点是： 按同一方向配置将第1前端开路传输线13、14与第2前端开路传输线15A、16A做 成特性(例如：形状)相同的1波长环形谐振腔，以平行耦合线实现谐振腔的级间 耦合。
说明如上所述组成的滤波器的性能。
首先，输入端子23上一输入激励信号，就由耦合用传输线19耦合到谐振腔 11。谐振腔11以1波长环形谐振腔12的电长度和前端开路传输线13、14所确定 的谐振频率作谐振，在谐振腔11上激励出A、B点电压最大；C、D点电流最大(即 电压为零)的基本谐振模，并通过平行耦合线依次传至谐振腔17的E、F点，最 后在输出端子25上输出。
另一方面，输入端子24激励的信号波经输入耦合用传输线20传至谐振腔11 的C、D点，再经平行耦合线18依次传至谐振腔17的G、H点，最后通过输出耦 合用传输线22传至输出端子26上进行输出。此时谐振腔11的谐振频率也同上文 所述，为f1。
上面那样传播的信号波分别在谐振腔11、17中激励正交模，位于从环形谐 振器上的一点电长度偏离90°处的点，其电场为0，无传播。因此，证明本组成的 滤波器存在不相互耦合的2个谐振模。据此，频率f1激励输入端子23所得的行 波在输出端于25上传播，频率f1激励输端子24所得的行波在输出端子26上传 播。
如上所述，通过采用图3所示的组成，谐振频率可任意设定成低于单个1波 长环形谐振腔的谐振频率，而且能利用微调等调节前端开路传输线的电长度，频 率容易调整。此外，以平行耦合线实现滤波器的级间耦合，因而环形谐振腔可邻 近配置，整个滤波可小型化、平面化。
(实施例4)
下文参照附图说明本发明的第4实施例。
图4为本发明第4实施例中滤波器的平面图。图4中与图1(a)的不同点在于 将平行耦合线18A的电长度做成小于90°的1波长环形谐振腔12电长度(椭圆形)。 又，本实施例中使用的谐振腔为实施例1中的谐振腔，但做成用实施例2或实施 例3所示的谐振腔也可。
在图1、第2和第3实施例中组成的滤波器的情形下，平行耦合线的电长度 为90°的1波长环形谐振腔电长度，所以滤波器级间耦合大。用这种结构设计窄 带宽滤波器时，谐振腔的间隔要大，难以减小无用耦合和电路面积。
反之，本实施例组成的滤波器缩短平行耦合线的耦合电长度，可使谐振腔的 间隔小，能减小无用耦合和电路面积。
如上所述组成的滤波器，其性能与实施例1相同，所以说明省略。
如上所述，能通过采用图4所示的组成，谐振频率可任意设定成低于单个1 波长环形谐振腔的谐振频率，而且能利用微调等调节前端开路传输线的电长度， 频率容易调整。此外，以耦合电长度短的平行耦合线实现滤波器的级间耦合，因 而环形谐振腔配置可极为邻近，整个滤波器能小型化，平面化。
(实施例5)
下文参照附图说明本发明第5实施例。
图5为本发明第5实施例中滤波器的平面图。图5中与图4的组成的不同点 是用分别由平行耦合构件19A、20A、21A、22A组成的平行耦合线27～30实现输 入耦合和输出耦合。又，本实施例中所用的谐振腔为实施例1中图1(a)的组成， 但做成用实施例2或实施例3所示的谐振腔也可。
说明如上所述组成的滤波器的性能。首先，输入端子23上一输入激励信号， 就由平行耦合构件19A组成的平行耦合线27耦合到谐振腔11。谐振腔11以1波 长谐振腔的电长度和第1前端开路传输线13、14所确定的谐振频率f1作谐振， 谐振腔11上激励出A、B点电压最大，C、D点电流最大(即电压为零)的基本谐振 模。然后，通过平行耦合线18依次传到谐振腔17的E、F点，再经平行耦合构件 21A组成的平行耦合线29最终输出到输出端子25。
另一方面，输入端子24输入激励信号时激励的信号波经平行耦合构件20A组 成的平行耦合线28传至谐振腔11的C、D点，再经平行耦合线18传至谐振腔17 的G、H点，最后通过平行耦合构件22A组成的平行耦合线30输出到输出端子26。 此时，谐振腔11的谐振频率f2取决于1波长环形谐振腔12的电长度和第2前端 开路传输线15、16的电长度。
如上所述，通过采用图5所示的组成，谐振频率可任意设定成低于单个1波 长谐振腔的谐振频率，而且能利用微调等调节前端开路传输线的电长度，频率容 易调整。此外，以耦合电长度短的平行耦合线实现波滤器的级间耦合，因而环形 谐振腔配置可极为邻近，加上输入耦合、输出耦合也为平行耦合线，输入、输出 电路能实现小型、简洁化，所以整个滤波器可小形化、平面化。
再者，以上的说明中，实施例1～5一直将滤波器表示为采用2个环形谐振 腔的2级结构，但谐振腔个数不受限制，即滤波级数不受限制，能以任意的级数 来实现，这是理所当然的。
综上所述，本发明在1波长环形谐振腔上将前端开路传输线连接到位于电长 度相互偏离90°处的点，因而谐振频率可任意设定成低于单个1波长环形谐振腔 的谐振频率，而且可利用微调等调节前端开路传输线的电长度，频率容易调整。 此外，以平行耦合线实现滤波器的级间耦合，能邻近配置环形谐振腔，整个滤波 器可小型化、平面化。
下文参照附图说明第二发明。
(实施例1)
图7为本发明第1实施例中滤波器的平面图。图7中，111为谐振腔，由1波 长环形谐振腔112、连接在线路上电长度相互偏离90°的A、B、C、D等4点上且 具有相同特性的前端开路传输线113～116组成。117为与谐振腔111相同的谐振 腔，用平行耦合线118实现谐振腔之间的级间耦合。又，平行耦合线的中点E与 B点、D点之间，中点K与G点、I点之间，电长度均相等。119、120为接于A点 和F点的输入、输出耦合电路，121为级间耦合电路，122和123为输入、输出 端子。
说明如上所述组成的滤波器的性能。
首先，端子122上一输入激励信号，就由耦合电路119耦合到谐振腔111。 谐振腔111谐振于1波长环形谐振腔12的电长度和前端开路传输线113～116所 决定的谐振频率f1，在谐振腔111上激励出A、B点电压最大，C、D点电流最大(即 电压为0)的基本谐振模。然后，通过平行耦合线118依次传至谐振腔117上的1、 H点。上述耦合做成在偏离构成平行耦合线的交互传播途径AB、HI的中心D、G 的位置上进行耦合，因而可在通带附近形成下陷。传至H点的信号波经耦合电路 121传至谐振腔111上的C、D点后，再经平行耦合线118依次传至谐振腔117上 的G、F点。同样，这里的耦合也做成在偏离构成平行耦合线的交互传播途径CD、 GF的中心B、I的位置上进行耦合，因而可在通带附近形成下陷。又，传至F点 的信号波经耦合电路120最后在端子123上输出。图8画出频率特性的一个例子。
图9为本发明第1实施例中的其他滤波器例，该图中与图1的不同点在于从 谐振腔111的平行耦合线中点E至前端开路传输线连接点D的电长度和上述中点 E至前端开路传输线连接点B的电长度不同，而且将这种结构谐振腔左右对称配 置。
说明上述结构的滤波器的性能。
基本性能与图7的实施例相同。与图7的性能不同之处是可通过调节DE和BE 的电长度控制下陷的衰减量。又，不改变平行耦合线部分的耦合长度和缝隙宽度， 也能使级间耦合度变化。
图10为本发明第1实施例中滤波器的其他例，该图中与图7的不同点在于 谐振腔111的平行耦合线中点E至前端开路传输线连接点D的电长度与该中点E至 前端开路传输线连接点B的电长度不同，而且将这种结构的谐振腔按同一方向配 置。
下面说明上述结构的滤波器的性能。
基本性能与图7的实施例相同。与图7的性能不同之处是通过调节DE和BE的 电长度，不改变平行耦合线部分的耦合长度和缝隙宽度，也能使级间耦合度变化。
图11为本发明第1实施例中滤波器的其他例，该图中与图7的不同点在于 用平行耦合线124、125实现输入、输出耦合电路119、120。其基本性能与图7 相同，所以说明省略。
图12为本发明第1实施例中滤波器的其他例，该图中与图7的不同点在于 用平行耦合线126实现级间耦合电路121。其基本性能与图7相同，所以说明省 略。
图13为本发明第1实施例中滤波器的其他例，该图中与图7的不同点在于 用使谐振腔111和117的部分线路耦合的平行耦合线127实现级间耦合电路121。 其基本性能与图7相同，说明省略。
如上所述，通过采用图7-12所示的组成，谐振频率可任意设定成低于单个 1波长谐振腔的谐振频率，而且用平行耦合线实现滤波器的级间耦合电路和输入、 输出耦合电路，所以环形谐振腔可邻近配置，可实现滤波器的小型、平面化。此 外，如图8所示，做成通带附近下陷的特性，能以不多的级数实现衰减特性优良 的滤波器。
(实施例2)
下文参照附图说明本发明的第2实施例。
图14为本发明第2实施例中滤波器的平面图。图14中与图7的不同之处是 将输入、输出耦合电路119、120连接到谐振腔111上电长度相互偏离90°的A、C 两点。
说明上述结构的滤波器的性能。
首先，端子122上一输入激励信号，就由耦合电路119耦合到谐振腔111。 谐振腔111以1波长谐振腔112的电长度和前端开路传输线113-116所决定的谐 振频率f1作谐振，在谐振腔111上激励出A、B点电压最大，C、D点电流最大(即 电压为0)的基本谐振模。然后，经平行耦合线118依次传至谐振腔117上的I、 H点。上述耦合做成在偏离构成平行耦合线的交互传播途径AB、HI的中心D、G 的位置上进行耦合，因而能在通带附近形成下陷。传至H点的信号波经耦合电路 121传至谐振腔117的F、G点后，再经平行耦合线118依次传至谐振腔111上的 D、C点。同样，这里的耦合也做成在偏离构成平行耦合线的交互传播途径CD、GF 的中心B、I的位置上进行耦合，所以在通带附近形成下陷。又，传至C点的信号 波经耦合电路120，最后输出到输出端子123。本实施例为对应于图7的电路结构， 但用对应于图9-12的电路结构也可。
如上所述，通过采用图14所示的组成，谐振频率可任意设定成低于单个1波 长谐振腔的谐振频率，而且用平行耦合线实现滤波器的级间耦合电路和输入、输 出耦合电路，所以环形谐振腔可邻近配置，可实现滤波器的小型、平面化。此外， 又做成通带附近下陷的特性，用不多的级数就能实现衰减特性优良的滤波器。
又，实施例1、2中，一直将滤波器表示为采用2个1波长环形谐振腔的4级 结构，但谐振腔个数不受限制，也即滤波器级数不受限制，能以任意级数来实现， 这是不言而喻的。
综上所述，本发明在1波长环形谐振腔中，将前端开路传输线接至位于电长 度相互偏离90°处的点上，通过调节该传输线长度可调整谐振频率，而且用平行 耦合线实现滤波器的级间耦合电路和输入、输出耦合电路，所以环形谐振腔可邻 近配置，可实现滤波器小型、平面化。此外，可在通带附近形成下陷，级数不多 就能实现衰减特性优良的滤波器。
下文参照附图说明第三发明。
(实施例1)
图16为本发明第1实施例中双模谐振腔的平面图，图中省略介质基片和接 地导体。在图16中，210为做成环形且特性阻抗恒定的单线；211为前端开路耦 合线部分，由设1环形单线内侧的耦合线211a、211b组成；212、213为从单线210 至前端开路耦合线部分211的导入单线。
下面对上述结构的双模谐振腔说明其性能。
作为双模谐振腔的基本性能与以往的谐振腔相同，省略说明。然而，将图27以 往例中所示集中参数电容接成前端开路耦合线部分211所形成的分布电容，将该 耦合线部分211导入单线212、213，接到环形单线210长度的1/2外，做在环形 单线210的内侧，因而可有廉价且小型的双模谐振腔的性能。所需电容值小时， 耦合线的耦合间隔可设计得较宽，因而制作再现性良好，可减小谐振频率偏差。 和集中参数电容相比，还能使集中电场分散，因而耦合线部分211所产生的损耗 很小，可提高谐振腔的空载Q值。在谐振频率偏离所需频率时，也能通过切除做 在环形单线210内侧的耦合线部分211的前端开路部分，改变耦合线长度，方便 地调整频率。
如上所述，利用本实施例，则以耦合线部分211的分布电容实现环形谐振腔 小型化中不可少的电容，因而，促进谐振腔低成本化，改善制作再现性，减少谐 振频率偏差，谋求提高空载Q值。又在环形单线210的内侧形成上述耦合线部分 211，因而可进一步实现小型双模谐振腔。即使在谐振频偏离所需频率的情况下， 也可通过调整耦合线长度方便地调整频率。
(实施例2)
下文参照附图说明本发明的第2实施例。
图17为本发明第2实施例中双模谐振腔的平面图。图17中与图16的不同 点是：单线220切成有直角部分，而且使特性阻抗不变；将耦合线221a、221b所 组成的前端开路耦合线路部分221做成梳状。222、223为与图16相同的耦合线221 的导入单线。
下面对上述结构的双模谐振腔说明其性能。
单线220切成有直角部分，而且使特性阻抗不变，因而组成采用多个谐振腔 的滤波器等的情况下，与圆形单线相比，可做得无用空间较少。又将耦合线221a、 221b组成的前端开路部221做成梳状，因而若耦合线长度、耦合间隔相同，这可 取得较大的分布电容，能实现谐振腔的小型化。若分布电容相同(耦合线长度不变) 则耦合间隔大，因而制作再现性高，并进一步减小谐振频率偏差。
如上所述。利用本实施例，则与通常的平行耦合线相比，前端开路耦合线部 分221可取得较大的单位长度分布电容，因而可谋求缩短耦合长度，使谐振腔小 型化。若耦合长度相同，则因耦合间隔大，可改善制作再现性，减小谐振频率偏 差。
不言而喻，虽然本实施例中耦合线为梳状，但也可为波浪状耦合线。
(实施例3)
下文参照附图说明本发明的第3实施例。
图18为本发明第3实施例中双模谐振腔的平面图。图18中与图17的不同 点是耦合线231a、231b组成的前端开路传输线231的特性阻抗减小。与图16同 样，230为环形单线，232、233为耦合线的导入单线。
下面对上述结构的双模谐振腔说明其性能。
除耦合线231a、231b之间所形成的分布电容外，通过减小取决于耦合线 231a、231b奇偶模特性阻抗(Z0o、Z0e)积的平方根的特性阻抗，可加大耦合线231a、 231b的对地电容。因而谐振腔能更为小型化。
如上所述，利用本实施例通过减小耦合线231a、231b所形成前端开路耦合 线部分231的特性阻抗，除耦合线231a、231b之间的分布电容外，可利用线路对 地电容的效果；使谐振腔长度大为缩短。
(实施例4)
下文参照附图说明本发明的第4实施例。
图19为本发明第4实施例中双模谐振腔的平面图。图19中与图16的不同 点是：耦合线241a、241b所组成前端开路耦合线部分241的连接位置设于环状线 的角部；耦合线241a、241b的宽度不同，为非对称。与图16同样，240为环形 单线，242、243为耦合线241的导入单线。
下面对上述结构的双模谐振腔说明其性能。
通过将前端开路平行耦合线部分241的环形单线240的连接位置放在角部， 不仅可将耦合长度做得较长，可加大耦合线之间的分布电容，而且通过将耦合线 241a、241b做成线路宽度不同的非对称结构，耦合线241a、241b的对地电容也 可加大，因而可谋求谐振腔长度大幅度缩短。
如上所述，利用本实施例，则通过将耦合线241a、241b所组成的前端开路 耦合线部分241的环形单线连接位置放在角部，不仅可将耦合长度做得较长，能 加大耦合线241a、241b之间的分布电容，而且通过将耦合线241a、241b做成线 路宽度不同的非对称结构，可加大耦合线241a、241b的对地电容等。因而除耦合 线241a、241b之间的分布电容外，再加上利用线路对地电容加大的效果，谐振腔 的长度可大为缩短。
不言而喻，虽然本实施例中将前端开路耦合线部分241的环形单线连接位置 放在角部，但不受此限制，可在任意部位连接。此外，本实施例中将耦合线241a、 241b做成非对称结构，不仅利用耦合分布电容，而且又利用对地电容加大的效果， 达到谐振腔长度的缩短，但当然也可取为耦合线241a、241b宽度相同的对称结构。
(实施例5)
下文参照附图说明本发明的第5实施例。
图20为本发明第5实施例中双模谐振腔的平面图。图20中与图16的不同 点是利用耦合线251b、251c和251f、251e设置双重的前端开路耦合线部分251a、 251d。250为与图16中相同的环形单线，252a、252b和253a、253b为耦合线25 1b、251c和251e、251f的导入单线。
下面对上述结构的双模谐振腔说明其性能。
前端开路耦合线部分251a、251d为双重，因而若耦合线长度、耦合间隔相 同，则可得单重时的2倍的耦合电容，谐振腔长度缩短的效果为单重时的2倍。 若分布电容相同(耦合线长不变)，则耦合线251b、251c和251e、251f的间隔宽， 可改善制作的再现性，进一步减小谐振频率偏差。
如上所述，利用本实施例，则通过采用耦合线251b、251c和251e、251f所 组成的双重前端开路251a、251d，不仅可得大分布电容，达到谐振腔小型化，而 且若分布电容相同(耦合线长不变)，则耦合线251b、251c和251e、251f的间隔 宽，可改善制作的再现性，减小谐振频率偏差。
不言而喻，虽然本实施例中通过做成线路宽度相同的对称结构双重耦合线部 分251a、251d，达到谐振腔长度的缩短，但也可用线路宽度不同的非对称结构双 重耦合耦线部分。此外，本实例中取为双重耦合线部分251a、251d，但当然也可 用更多重的耦合线。
(实施例6)
下文参照附图说明本发明的第6实施例。
图21为本发明第6实施例中的双模谐振腔，图21(a)为其A-A’剖视图， 图21(b)为表面导体层电极线条示意图，图21(c)为内部导体层电极线条示意图， 图21(d)-图21(f)为表面导体层与内部导体层的电极线条重合状况的示意图。图 21中与图16-20的不同点在于不是由形成为同一面状的耦合线带来分布电容， 而是形成将基片做成多层结构，由中间夹有电介质的2块导体所组成的耦合线带 来分布电容。
图21中，260为与图16中相同的环形单线；261为前端开路耦合线部分； 262、253为电极线条(包括导入单线部分)，接于环形单线260，且形成中间夹有 电介质264的2块导体所构成的前端开路耦合线部分261；265为接地导体。
下面对上述结构的双模谐振腔说明其性能。
前端开路耦合线部分261中与环形单线260在同一面上的电极线条262连接 环形单线260的一端。在从电极线条262的连接点算起的环形单线长度二等分处 设置通孔，连接构成前端开路耦合部分261的另一电极线条263。这样，通过电 极线条262、263之间夹电介质264来构成前端开路耦合线部分261，利用电极262、 263之间的分布电容缩短谐振腔的长度。所需电容值可由电极线条262、263的重 合状况进行调整、控制。具体地说，可形成图21(d)所示电极全部重合，图21(e) 所示电极部分重合或图21(f)所示上下电极线条宽度不同等种种状况。通过修整 表面导体层上形成的电极线条263，可方便地调整分布电容值。
如上所述，利用本实施例，则通过由中间夹有电介质264的2块导体构成前 端开路耦合线部261，不需要尺寸高精度，就能取得较大的耦合线间分布电容， 而且通过修整表面导体层上的电极线条263，可方便地调整谐振频率。
不言而喻，本实施例中说明耦合线宽度上下相同或下方较宽的情况，但不受 此限制。
(实施例7)
下文参照附图说明本发明的第7实施例。
图22为本发明第7实施例中双模谐振腔的平面图。图22中与图16-21的 不同点是将耦合线271a、271b的开路端排为同一方向来组成前端开路耦合线部分 271。270为与图16相同的环形单线，272、273为前端开路耦合线部分271的导 入单线。
下面对上述结构的双模谐振腔说明其性能。
可用前端开路耦合线271构成分布电容方面与实施例1-6相同，省略说明。 使导入单线272、273线长相等，并使前端开路耦合线部分271的开路端同一方向， 同时修整两条耦合线271a、271b的开路端，因而可不破坏在单线270长度四等分 点分离度最大这一谐振腔对称性，方便地调整谐振频率。若改变导入单线272、273 的线长而成为非对称，则分高度最大点之间的距离可偏离1/4单线长，具有在组 成滤波器等的情况下，可任意设定输入、输出位置等许多优点。
如上所述，利用本实施例，则通过将耦合线271a、271b的开端取为同一方 向，可不破坏谐振腔的对称性，方便地调整谐振频率。
不言而喻，本实施例中从导入线272、273在两个方向形成耦合线271a、271b， 但也可仅在一个方向形成，而且也可将耦合线271a、271b做成梳状、波浪状。
(实施例8)
下文参照附图说明本发明的第8实施例。
图23为本发明第8实施例的双模谐振腔，图23(a)为A-A’剖视图，图23(b) 为表面导体层电极线条的平面图，图23(c)为内部导体层电极线条的平面图。图23 中与图16-22的不同点在于不是由形成为同一面状的耦合线带来分布电容，而是 形成将基片做成多层结构，由中间夹有电介质的2块导体所构成的耦合线带来分 布电容。
图23中，280为与图22中相同的环形单线；281为前端开路耦合线部分； 282、283为电极线条，接于环形单线280，且形成由中间夹有电介质284的2块 导体构成的前端开路耦合线部分281；285为接地电极；286、287为前端开路耦 合线部分281的导入单线。
下面对上述结构的双模谐振腔说明其性能。
使导入单线286、287的线长相等，将前端开路耦合线部分281中与环形单 线280在同一平面上的电极线条282连接环形单线280的一端，在该环形单线280 长度的二等分点设置通孔，连接构成前端开路耦合线部分281的另一环形线条 283。这样，用电极282、283之间夹电介质284的方法构成前端开路耦合线部分 281，并借助该电极282、283之间的分布电容缩短谐振腔长度。所需电容值可由 电极线条282、283的重合状况进行调整、控制。
如上所述，利用本实施例，则因使前端开路耦合线部分281排为同一方向， 而且由中间夹有电介质284的2块导体组成耦合线，所以不需要尺寸精度高，就 能取得较大的耦合线间分布电容，同时可通过修整表面导体层上的电极线条，方 便地调整谐振频率。
本实施例中，耦合线宽度上下相同，但当然不受此限制。
(实施例9)
下文参照附图说明本发明的第9实施例。
图24为本发明第9实施例中双模谐振腔的平面。图24与图16-23的不同 点是双模谐振腔中2个互相独立的谐振频率都增加分布电容。
图24中，290为与图16相同的环形单线；291为做在环形单线内侧的耦合 线291a、291b所组成的前端开路耦合线部分；292、293为前端开路耦合线部分281 的导入单线；294、295为形成分布电容的前端开路单线。
下面对上述结构的双模谐振腔说明其性能。
本谐振腔可激励相互独立的两个谐振模，一个模具有的谐振频率取决于环形 单线290、前端开路耦合线部分291的分布电容和导入单线292、293，另一个模 具有的谐振频率取决于环形单线290、前端开路单线294、295的分布电容。此二 谐振模的谐振频率可相同，也可不同，一个谐振腔能激励两种谐振频率或起两级 相同频率谐振腔的作用。
如上所述，利用本实施例，则用组合前端开路耦合线和前端开路单线的方法， 可在同一平面上构成小型双模谐振腔。
本实施例中，前端开路耦合线291采用图16所示那样的耦合线，当然也可 用图17-图23中所示的耦合线。
(实施例10)
下文参照附图说明本发明的第10实施例。
图25为本发明第10实施例的双模谐振腔，图25(a)为其A-A’剖视图，图 25(b)为表面导体层电极线条的平面图，图25(c)为内部导体层电极线条的平面 图。
图25中与图24的不同点是实现双模谐振腔中2个相互独立频率的分布电容 均为耦合线。该图中，300为与图1中相同的环形单线；301为与环形单线300形 成在同一平面上，且由设于该单线内侧的耦合线301a、301b组成的前端开路耦合 线部分；302为与环形单线300形成在不同平面上的耦合线302a、302b所组成的 前端开路耦合线部分；303-306为前端开路耦合线部分301、302的导入单线；307 为电介质；308为接地导体。
下面对上述结构的双模谐振腔说明其性能。
本谐振腔可激励相互独立的2个谐振模，一个模的谐振频率取决于环形单线 300、前端开路耦合线部分301的分布电容和导入单线303、304，另一个模的谐 振频率取决于环形单线300、前端开路耦合线部分302的分布电容和导入单线305、 306。此二谐振模可谐振频率相同，也可不相同，一个谐振腔可激励两种谐振频率 或起两级相同频率谐振腔的作用。
如上所述，利用本实施例，则相互独立的2个谐振模分别设置前端开路耦合 线部分，因而可实现双模谐振腔的小型化。
本实施例中前端开路耦合线部分301、302虽然用图16所示那样的耦合线， 但当然也可用图17-23中所示实施例的组合来实现。图21、23、25的实施例中 由内部导体层形成环形单线260、280、300，但当然也可做在表面导体层上。图16 -23的实施例中，仅双模谐振腔2个谐振中的一个增加耦合线分布电容，但象图 24所示那样，2个谐振模都增加耦合线分布电容，进一步缩短谐振腔长度当然也 可以。
(实施例11)
下文参照附图说明本发明的第11实施例。
图26为本发明第11实施例的双模谐振腔，图26(a)为其A-A’剖视图，图 26(b)为其平面图。
图26中与图16的不同点是前端开路耦合线加以覆盖。图16中，310为与图 16中相同的环形单线；311为与环形单线310形成在同一平面上，且由设于该单 线内侧的耦合线311a、311b组成的前端开路耦合线部分；312、313为前端开路 耦合线部分311的导入单线；314为覆盖金属；315为覆盖电介质；316为电介质； 317为接地导体。
下面对上述结构的双模谐振腔说明其性能。
前端开路耦合线部分311的上面建立由覆盖金属314和覆盖电介质315组成 的覆盖结构，从而不改变耦合线311a、311b的间隔，也可做得耦合度大，也即分 布电容大，能实现谐振腔小型化。若分布电容相同，则耦合线311a、311b的间隔 可加大，能改善制作的再现性，进一步减小谐振频率偏差。通过修整覆盖金属314， 可方便地调整谐振频率。
如上所述，利用本实施例，则前端开路耦合线部分311上面建立覆盖结构， 因而可做得分布电容大，使双模谐振腔实现小型化，而且可通过修整覆盖金属314 方便地调整频率。
本实施例中说明由覆盖金属314和覆盖电介质315组成的覆盖结构，但当然 也可仅用覆盖电介质，通过改变其厚度和介电常数来调整频率。
综上所述，本发明借助前开路耦合线或前端开路单线的分布电容实现双模谐 振腔小型化中不可少的集中参数电容，并利用制作精度良好的光刻技术，同时制 作环形单线和形成分布电容的前端开路耦合线或前端开路单线，因而可在谋求谐 振腔低成本化的同时，谋求改善谐振频率的再现性和精度。又将起缩短谐振腔长 度作用的前端开路耦合线或单线做在环形单线内侧，可进一步谋谐振腔小型化。
与集中参数电容相比，集中电场分散，可使前端开路耦合线的分布参数电容 部分中产生的损耗非常小，能做成空载Q值高的双模谐振腔。
还可通过对耦合线或单线的开路端或其一部分进行切除或重叠，方便地调整 谐振频率。
综上所述，利用本发明。可用简单的制作工序，做出体积小且具有高Q值的 优良双模谐振腔。
本申请为1998年4月23日提出的发明专利申请98107426.X的分案申请， 而其母案申请则为1994年10月5日提出的发明专利申请94117206.6的分案申请。