技术领域
[0001] 本
发明涉及电
力电子领域，尤其涉及一种迟滞性窗口比较器电路。
背景技术
[0002] 比较器是对输入
信号进行
鉴别与比较的电路，传统型单限比较器虽然有电路简单、灵敏度高等特点，但其抗干扰能力差。提高抗干扰能力的一种方案是采用迟滞比较器。此外，迟滞比较器加有正反馈可以加快比较器的响应速度，由于迟滞比较器加的正反馈很强，远比电路中的寄生耦合强得多，故迟滞比较器还可免除由于电路寄生耦合而产生的自激振荡。
[0003] 单限比较器和迟滞比较器在输入
电压单一方向变化时，
输出电压只跃变一次，因而不能检测输入电压是否限定在两个给定电压之间。
发明内容
[0004] 针对上述技术中存在的不足之处，本发明提供一种迟滞性窗口比较器电路，该电路通过引入迟滞比较可提高抗干扰性能，加快比较翻转速度，消除了电路自激震荡隐患以提高系统
稳定性。
[0005] 为实现上述目的，本发明提供一种迟滞性窗口比较器电路，包括上窗口电压、下窗口电压、信号输入电压、上比较器、下比较器、上
二极管、下二极管、上第一
电阻、上第二电阻、下第一电阻和下第二电阻；所述上窗口电压通过上第一电阻与上比较器的正极端电连接，所述下窗口电压与下比较器的负极端电连接，所述上比较器的负极端与信号输入电压连接，所述下比较器的正极端通过下第一电阻与信号输入电压连接，所述上比较器的输出端与下比较器的输出端并接且形成一输出口，所述上二极管、上第二电阻、下二极管与下第二电阻之间构成正反馈回路，且所述上二极管与上第二电阻
串联、下二极管与下第二电阻串联。
[0006] 其中，所述信号输入电压在上窗口电压与下窗口电压之间变化时，所述上二极管和下二极管均截止，所述输出口的输出电压上拉为高电平。
[0007] 其中，所述信号输入电压超出上窗口电压或下窗口电压时，所述上二极管和下二极管均导通且构成正反馈，所述输出口的输出电压翻转为低电平。
[0008] 本发明的有益效果是：与
现有技术相比，本发明提供的迟滞性窗口比较器电路,将信号输入电压分别与上窗口电压与下窗口电压之间的电压进行比较，并由正反馈回路对比较结果进行导通或截止，该正反馈回路不仅加快了比较翻转速度，而且有效避免了由于电路寄生耦合而产生的自激振荡隐患，提高了电路工作的稳定性。该电路中将迟滞比较器和窗口比较器的优点合理的结合在一起，可实时检测输入电压是否限定在两个给定的电压之间，若超出给定范围，电路会自动进行翻转，且迟滞比较的引入有效提高了抗干扰性能。本发明具有电路简单、操作便捷、灵敏度高、工作性能稳定及适用性强等特点。
[0010] 图1为本发明的迟滞性窗口比较器电路的工作原理图；图2本发明中
输入信号电压超过上窗口电压且升至2.46V的
波形图；
图3为本发明中输入信号电压超过下窗口电压且降至-2.51V时的波形图；
图4为本发明中VI超过下窗口电压且升至-2.03V V时的波形图；
图5为本发明中VI过上窗口电压时,AC70系列迟滞窗口比较波形图；
图6为本发明中VI过上窗口电压时,其他系列迟滞窗口比较波形图；
图7为本发明中VI过下窗口电压时,AC70系列迟滞窗口比较波形图；
图8为本发明中VI过下窗口电压时,其他系列迟滞窗口比较波形图；
图9为
频率追踪迟滞窗口比较波形图；
图10为频率追踪传统窗口比较波形图。
[0011] 主要元件符号说明如下：U1-A、上比较器 U1-B、下比较器
D1、上二极管 D2、下二极管
R1、上第一电阻 R2、上第二电阻
R3、下第一电阻 R4、下第二电阻
VRH、上窗口电压 VRL、下窗口电压
VI、输入信号电压 V0、输出口的输出电压
具体实施方式
[0012] 为了更清楚地表述本发明，下面结合附图对本发明作进一步地描述。
[0013] 请参阅图1，本发明的迟滞性窗口比较器电路，包括上窗口电压VRH、下窗口电压VRL、信号输入电压VI、上比较器U1-A、下比较器U1-B、上二极管D1、下二极管D2、上第一电阻R1、上第二电阻R2、下第一电阻R3和下第二电阻R4；上窗口电压VRH通过上第一电阻R1与上比较器U1-A的正极端电连接，下窗口电压VRL与下比较器U1-B的负极端电连接，上比较器U1-A的负极端与信号输入电压VI连接，下比较器U1-B的正极端通过下第一电阻R3与信号输入电压VI连接，上比较器U1-A的输出端与下比较器U1-B的输出端并接且形成一输出口，该输出口的电压表示为V0，上二极管D1、上第二电阻R2、下二极管D2与下第二电阻R4之间构成正反馈回路，且上二极管D1与上第二电阻R2串联、下二极管D2与下第二电阻R4串联。上比较器U1-A和下比较器U1-B的
电源电压由V-和V+提供。
[0014] 请进一步参阅图1，对本发明中的电路的工作原理如下：1）设输出高电平为VOH，初始值输出口的输出电压VO=VOH，信号输入电压V1在上窗口电压VRH与下窗口电压VRL之间变化时，VOH＞VRH，上二极管D1和下二极管 D2均截止，比较输出的电压即为VOH。
[0015] 2）当信号输入电压VI超出上窗口，即VI≥VRH时，因VOL=V-，此时上二极管D1和下二极管 D2导通构成正反馈，忽略上二极管D1和下二极管 D2的管压降，设VRH-为上窗口VRH迟滞下
门限电压：上窗口噪声门限宽度：
[0016] 3）当信号输入电压VI超出下窗口，即VI≤VRL，比较输出VOL，因VOL=V-，此时上二极管D1和下二极管 D2导通构成正反馈。同样，忽略上二极管D1和下二极管 D2管压降，在VI=VRL时刻，设VRL+为下窗口VRL迟滞上门限电压为：，可得：
，
下窗口噪声门限宽度为： 。
[0017] 本发明的电路，信号输入电压VI超出上窗口电压或下窗口电压时，上二极管D1和下二极管D2均导通且构成正反馈，输出口的输出电压VO翻转为低电平。
[0018] 请进一步参阅图2、3和4，假设信号输入电压VI为三
角波，VRH=+2.5V，VRL= -2.5V，当VI信号过上窗口电压时，测得波形如图2，图2中VI升至VRH=2.46V，当VI信号过下窗口电压时，测得波形如图3和4，在图3中，VI降至VRL=-2.51V，VO拉低；在图4中，VI升至VRL+=-2.03V，VO拉高。
[0019] 实测波形图2上窗口噪声门限宽度为： VRH-=2.46V-2.06V=0.4V；实测波形图3和4上窗口噪声门限宽度为： VRL+- VRL=-2.03-（-2.51）=0.48V。
[0020] 从上面的两组图中和前述公式可看出，输入信号过窗口时理论分析和实验结果基本一致，但从数据结果显示也存在一定误差，误差产生的原因有：1）前述数学表达忽略了二极管导通压降；2）信号输入乃至基准电压在实验过程中均存在测量误差。
[0021] 以下结合两个具体
实施例对本发明的电路进一步详细说明：实施例一为应用于
变频器过流保护电路中，变频器中的
电流检测信号往往夹杂有
干扰信号，这些信号扰动极易导致误跳过流保护，将本发明应用于AC70、AC70E系列变频器控制板上，提高了系统抗干扰性能和稳定性能，在实际工作现场使用平稳可靠，图5和6为VI信号过上窗口电压时,AC70系列迟滞窗口比较与其它系列传统窗口比较过流保护波形图对比，图5为AC70系列迟滞上窗口比较图，图6其它系列上窗口比较图。图7和8为VI信号过下窗口电压时，图7为AC70系列迟滞上窗口比较图，图8其它系列上窗口比较图，图6、8提示：当输入信号扰动时，比较器输出电平出现多次翻转，使系统出现频繁过流故障或在实际电流并未达到过流点而产生误报现象。
[0022] 图5、7提示：只有实际电流真正超过窗过电压，比较器输出电平才出现翻转；当输入信号扰动在噪声门限宽度以内时，未见多次翻转输出频繁过流现象。该方案已成功应用于AC70系统变频器批量生产，推出市场，反馈回的信息显示，过流误报由原来的5.3%下降到目前的0.12%。
[0023] 实施例二为应用于市电频率追踪电路中，光伏逆变器SIT500KTL、四项限变频器在PWM整流处于逆变运行时，其回馈电流频率与
电网频率要求相同，电网频率参数由市电频率追踪电路获取，但因电网往往夹杂有干扰信号传导入检测输入信号，使频率追踪不准确。将迟滞性窗口比较器电路应用于光伏逆变器和四项限变频器后，获得了准确的频率追踪，迟滞性窗口比较器提高了该回路的抗干扰性能和响应速度。图9和10为采用迟滞窗口比较与传统窗口比较频率追踪波形图对比，图9为频率追踪迟滞窗口比较图，图10为频率追踪传统窗口比较图，图10提示：当输入信号扰动时，比较器输出电平出现多次翻转，使频率追踪电平计数失真；显然，图9真实的反映了实际翻转次数，可使
控制器获得准确的频率追踪。
[0024] 上述为本发明的两个具体实施例，当然，并不局限于此。结合具体实施例，可以看出本发明具有以下优势：将信号输入电压VI分别与上窗口电压VRH与下窗口电压VRL之间的电压进行比较，并由正反馈回路上二极管D1、上第二电阻R2、下二极管D2与下第二电阻R4对比较结果进行导通或截止，该正反馈回路不仅加快了比较翻转速度，而且有效避免了由于电路寄生耦合而产生的自激振荡隐患，提高了电路工作的稳定性。该电路中将迟滞比较器和窗口比较器的优点合理的结合在一起，可实时检测输入电压是否限定在两个给定的电压之间，若超出给定范围，电路会自动进行翻转，且迟滞比较的引入有效提高了抗干扰性能。本发明具有电路简单、操作便捷、灵敏度高、工作性能稳定及适用性强等特点。
[0025] 以上公开的仅为本发明的几个具体实施例，但是本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。
