技术领域
[0001] 本
发明涉及通信领域，特别涉及一种频差补偿方法和装置。
背景技术
[0002] 目前，高
铁公交化与互联网已经成为生活中的重要组成部分，高铁运行速度越来越快，移动传输数据需求日益呈爆炸式增长，毫米波通信技术被业内认为是解决高铁无线宽带接入的最好方式，具有宽带通优点，同时毫米波通信通过车地宽带的接入，不存在现有LTE通信因
信号不稳定而导致的车体电磁
辐射过大的问题。但毫米波通信在高铁环境下也面临问题，包括：
[0003] 一：高速移动引起的多普勒频偏(频差)问题。
[0004] 二：个体差异性及时间老化引起的频差问题。
[0005] 针对上述的高速移动引起多普勒频偏(频差)问题，现有处理方法包括：(1)通过基带
数字信号直接进行频差补偿；或(2)依靠自身的抗多普勒特性、提高
信噪比和牺牲误码率。但方法(1)的问题在于：由于
采样过程中的采样
频率过大，导致补偿不精准，同时该处理方式也无法解决传统通信由于多径引起的多普勒扩展问题。方法(2)问题在于：该处理方法没有对多普勒做补偿，从效能的
角度而言也是是低效的处理方式。
[0006] 对于个体差异性及时间老化引起的频差问题，通常采用卫星校频方式，实现基站的频率一致，有时也采用人工校频方式；由于我国的高铁的环境因素，有平原、沟壑、山坳、桥隧等，通过卫星校频无法实现全网
覆盖，而采用人工校频方式则成本太高。
[0007] 针对上述问题，目前尚未提出有效的解决方案。
发明内容
[0008] 本发明提供一种频差补偿方法和装置，以解决目前高铁环境毫米波通信存在的问题，包括多普勒频偏问题和个体频差问题。
[0009] 本发明提供一种频差补偿方法，该方法应用于具有毫米波通信功能的移动终端；该方法包括：
[0010] 步骤A：实时采集移动终端的当前
本振频率信号和定点设备的当前发射频率信号，对当前本振频率信号和当前发射频率信号做差值运算得到当前中频信号，对当前中频信号做
频谱分析得到频差；
[0011] 步骤B：判断频差是否超出频差容限，如果是，则执行步骤C，如果否，返回步骤A；
[0012] 步骤C：根据频差，调整移动终端的当前本振频率，使频差不超出频差容限，返回步骤A。
[0013] 本发明还提供一种频差补偿装置，该装置应用于具有毫米波通信功能的移动终端；该装置包括：频差采集和分析模
块、判断模块和调整模块。
[0014] 频差采集和分析模块：实时采集移动终端的当前本振频率信号和定点设备的当前发射频率信号，对当前本振频率信号和当前发射频率信号做差值运算得到当前中频信号，对当前中频信号做频谱分析得到频差。
[0015] 判断模块：判断频差是否超出频差容限，如果是，则执行调整模块，如果否，返回频差采集和分析模块。
[0016] 调整模块：根据频差，调整移动终端的当前本振频率，使频差不超出所述频差容限，返回频差采集和分析模块。
[0017] 本发明通对频差进行实时监测与补偿，构建一个闭环的自适应频差补偿系统，保障频差始终处于一定的容限内。本发明的方法和装置，能解决目前高铁环境毫米波通信存在的多普勒频偏问题和个体频差问题，同时本
申请的方法和装置不会产生的多普勒扩展问题和车体辐射问题。
附图说明
[0021] 图4为本发明频差补偿装置的结构图。
具体实施方式
[0022] 为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述。
[0023] 本发明中，毫米波通信通过车地宽带的接入，以此解决互联网的接入问题，列车内的移动终端完全可以通过接入车体内的WIFI享受互联网的服务，采用
聊天工具与外界进行通信，例如VOIP、微信等。
[0024] 毫米波通信承载的接入服务除了上述WIFI互相网外，还包括2G语音业务；2G语音业务的数据传输量小，与WIFI互联网的IP机制不一致，同时2G信号稳定，不会产生车体辐射问题，毫米波通信可以承载此类的接入服务。
[0025] 由于LTE(Long Term Evolution)的互联网接入与WIFI互联网接入都是基于IP机制，两者为相同的接入服务，本发明的毫米波通信在接入WIFI互联网的前提下，不接入LTE。
[0026] 本发明利用毫米波通信宽带通特性，承载传统语音通信的接入服务，可改善车体内电磁环境；利用毫米波通信的窄波束传输，可减少多径效应的影响。
[0027] 基于上述本发明对毫米波通信的接入服务的限定，本发明毫米波通信过程中，只需考虑多普勒频偏和个体频差问题，而无需关注多普勒扩展问题和
电磁辐射问题。
[0028] 本发明的频差补偿方法，如图1所示，该方法应用于具有毫米波通信功能的移动终端，且该毫米波通信机制采用零中频调制解调。
[0029] 该方法包括以下步骤：
[0030] 步骤A(S101)：实时采集移动终端的当前本振频率信号和定点设备的当前发射频率信号，对当前本振频率信号和当前发射频率信号做差值运算得到当前中频信号，对当前中频信号做频谱分析得到频差；
[0031] 步骤B(S102)：判断频差是否超出频差容限，如果是，则执行步骤C，如果否，返回步骤A；
[0032] 步骤C(S103)：根据频差，调整移动终端的当前本振频率，使频差不超出频差容限，返回步骤A。
[0033] 在图1中，定点设备为地面接入点RAU(Route Area Update)，定点设备的参考晶振频率为：
[0034] fgref＝fg+Kgvco*Vgtune (1)[0035] 其中：Kgvco表示定点设备参考晶振调谐参数
[0036] Vgtune表示定点设备参考晶振调谐电平
[0037] 定点设备本振频率：LOg＝N*fgref (2)[0038] 移动终端的参考晶振频率为：
[0039] fmref＝fm+Kmvco*Vmtun (3)[0040] 其中：Kmvco表示移动终端参考晶振调谐参数
[0041] Vmtune表示移动终端参考晶振调谐电平
[0042] 移动终端的本振频率：LOm＝N*fmref (4)[0043] 令频差为Δf，则Δf＝LOg-LOm (5)[0044] 根据移动终端本振频率的计算公式可知，通过调整移动终端参考晶振的调谐电平，可以改变移动终端的本振频率，进而调整频差。
[0045] 实际应用时，定点设备的发射频率为LOg±BW，其中，LOg为定点设备本振频率，BW调制信号带宽。移动终端的接收本振频率为LOm，移动终端接收混频后的中频信号IF＝(LOg-LOm)±BW＝Δf±BW；其中Δf为频差。
[0046] 本申请步骤A，实现的是从IF信号中提取频差Δf，对IF信号进行频谱分析，找出幅值最大值对应的频率即为频差Δf。
[0047] 令频差容限为δf。假设当前LOg保持不变，当Δf>δf时，通过调整移动终端参考晶振的调谐电平Vmtune，改变参考晶振的输出频率，进而使得LOm发生改变，LOm改变后更新Δf，并使更新后的Δf满足Δf≤δf。
[0048] 进一步地，如图2所示，可以选择当前中频信号中的一部分信号用于计算频差，基于此步骤A可以包括：
[0049] 步骤A-1(S201)：
混频器实时采集移动终端的当前本振频率和定点设备的当前发射频率，并对当前本振频率信号和当前发射频率信号做差值运算后输出当前中频信号；
[0050] 步骤A-2(S202)：将输出的当前中频信号输入有源低通滤波电路，有源低通滤波电路输出低频
模拟信号，所述低频模拟信号为当前中频信号中截止频率以下的信号；
[0051] 步骤A-3(S203)：对低频信号做频谱分析得到频差。
[0052] 可选地，步骤A-3可以通过DSP芯片实现。将低频模拟信号输入DSP芯片，DSP芯片将低频模拟信号转换为低频数字信号后，又利用FFT变换将低频数字信号转换为频域信号，提取频域信号中的幅值最大值对应的频率为频差，输出频差。
[0053] 也可以通过其他
现有技术处理低频信号以获取频差，本申请对此做限定。
[0054] 在图2中，有源低通滤波电路的截止频率为fH，fH＝2(Θf+fd)，其中，Θf为晶振的最大个体频差，fd为最高速度下的最大多普勒频率。fH的计算公式是为了实现最恰当的截频，既保证截频后的数据包含频差信息，又保证截频后数据量最小，使截频后的
数据处理和分析占用的计算资源更少，计算速度更快。
[0055] 本申请步骤A-2中采用有源低通滤波电路对混频信号进行分离，该电路对中频信号呈高阻抗态，可确保信号分离过程中对原有的中频信号不产生影响或产生影响可以忽略。
[0056] 有源低通滤波电路的
运算放大器的电源优先选择高性能的线性稳压电源，或者为了提高电源稳定，可以在
运算放大器的供电端加极性电容。
[0057] 例如，线性稳压电源可选TPS79330。
[0058] 根据移动终端的本振频率和参考晶振频率的计算公式可知，通过调整参考晶振的调谐电平，可改变移动终端的本振频率。一般在移动终端的
电路板上，有一个专用的产生本振频率的电路或模块，该电路或模块包含晶振(参考时钟)，使参考时钟的频率发生改变，进而使移动终端的本振频率发生变化
[0059] 例如，当产生本振频率的电路或模块为
锁相环电路时，通过调整该
锁相环电路的参考晶振的当前输入调谐电平，使得锁相环电路输出的当前本振频率发生改变。
[0060] 步骤C中，使频差不超出频差容限，可选地，可以使频差调整为频差容限内的预设值。例如可以将目标频差(预设值)设定为频差容限的二分之一。
[0061] 如此，可根据目标频差值与(当前)频差，确定本振频率的调整值，进而根据公式(3)和公式(4)确定调谐电平的调整值。
[0062] 优选地，本申请采用调谐电平芯片，调整参考晶振的调谐电平。具体包括：将频差输入谐调电平芯片，谐调电平芯片根据输入的频差调整输出的调谐电平；然后将调谐电平输入移动终端内锁相环电路的参考晶振。
[0063] 以上是对本申请频差补偿方法的说明。
[0064] 本申请方法使移动终端由于高速移动、参考晶振年衰以及个体差异性引起频差的情况下，自适应通过信号分离(有源低通滤波电路)、AD采样(DSP芯片的
模数转换)、FFT等完成对差频的提取、结合公式(3)和(4)计算输出调谐电平大小，通过调整参考晶振的调谐电平改变参考晶振的输出频率，实时地控制频差在容限内，完成对频差的自适应补偿。
[0065] 根据以上对本发明频差补偿方法的说明可知，该方法涉及有源低通滤波电路、DSP芯片、谐调电平芯片、本振频率电路、以及混频器，如图3所示，其中虚框400内的本振频率电路、混频器是移动终端现有模块，虚框300内有源低通滤波电路、DSP芯片和谐调电平芯片本发明为了实现频差补偿方法而新设计的模块。
[0066] 有源低通滤波电路：将混频器输出的混频信号(中频信号)输入有源低通滤波电路，有源低通滤波电路输出低频模拟信号。
[0067] DSP芯片：将低频模拟信号输入DSP芯片，DSP芯片将低频模拟信号转换为低频数字信号后，又利用FFT变换将低频数字信号转换为频域信号，提取所述频域信号中的幅值最大值对应的频率为频差，输出频差。
[0068] 谐调电平芯片：将频差输入谐调电平芯片，谐调电平芯片判断频差是否大于频差容限，如果是，则调整输出的调谐电平，如果否，则保持当前调谐电平不变。
[0069] 本振频率电路：将调谐电平输入本振频率电路的参考晶振，参考晶振输出晶振频率，本振频率为晶振频率的N倍，晶振频率随调谐电平变化而变化。
[0070] 混频器：将本振频率输入混频器，混频器还实时采集定点设备的发射频率，并输出混频信号(中频信号)。
[0071] 进一步地，在图3中，混频器输出的中频信号包括I路同向中频信号和Q路
正交中频信号；有源低通滤波电路输出的低频模拟信号也包括I路同向低频信号和Q路正交低频信号。选取I路和Q路信号可以使DSP芯片获得更可靠的数字信号。
[0072] 实施例说明
[0073] 本实施例说明通过采用本申请频差补偿方法对40GHz的通信系统进行频差补偿，该毫米波通信承载2G语音通信业务和WIFI，其通信机制采用零中频调制解调。
[0074] 假设频差容限δf＝1.2kHz，高铁的最高运行速度v＝150m/s＝540km/h，个体(差异性)频差Θf＝0.1ppm、移动终端的晶振频率为100MHz，移动终端的本振频率为40GHz，移动终端参考晶振调谐参数Kmvco＝0.1ppm/V，中频信号在DSP芯片中的频幅动态范围为50mV～500mV，以频差为Δf＝2000Hz为例，完成对频差的自适应补偿的过程。
[0075] 有源低通滤波电路的截止频率fH，以λ＝7.5mm＝0.0075m，v＝150m/s，Θf＝0.1ppm，为例，代入下式计算：
[0076] fH＝2×(fd+Θf)＝2×(150/0.0075+0.1ppm*40G)≈50kHz。
[0077] DSP芯片可选用STM32F407VET，STM32F407VET每个通道的
采样频率高达2.4MSPS(Million Samples per Second)，具有24个AD采样通道，1MB的Flash和196KB的SRAM(Static Random Access Memory)，资源满足需求；自带FFT函数库，可快速完成FFT，自带DMA(Direct Memory Access)，可快速读存数据。
[0078] DSP芯片对输入的低频模拟信号进行AD采样，将低频模型信号转换为数字信号，此时，需要考虑采样频率。通常，当采样频率大于信号中最高频率的2倍时,采样之后的数字信号完整地保留了原始信号中的信息。采样频率可设定为固定值，例如频差Δf最大值为100kHz，则采样频率固定值可设定为100*2.5＝250kHz。
[0079] 进一步地，考虑到Δf是动态变化的，也可以基于Δf动态设定采样频率，例如设备开机时，设定开机采样频率为250kHz，Δf<δf时采样频率为3kHz，Δf>δf为了提高频率
分辨率，针对不同频差的调整采样频率，令采样频率＝2.5*Δf。
[0080] DSP芯片通过AD将低频模拟信号转换为数字信号，利用FFT将时域信号转换为频域信号，先检测频域信号的幅度是否处于中频信号幅度的合理区间，即检测幅度是否在50mV～500mV间，如果是，则提取幅度最大值对应的频率为频差。
[0081] DSP芯片将分析得到的频差输入调谐电平芯片，谐调电平芯片判断频差是否大于频差容限，如果是，则调整输出的调谐电平，如果否，则保持当前调谐电平不变。假定目标频差为δf/2(600Hz)
[0082] 则根据调谐电平芯片目标频差值与(当前)频差，确定本振频率的调整值，进而根据公式(3)和公式(4)确定调谐电平的调整值。
[0083] 例如，当δf＝1200Hz，当前频差＝2000Hz，目标频差＝600Hz，移动终端的晶振频率为100MHz，Kmvco＝0.1ppm/V，
[0084] 则：Δfmref＝2000-600＝1400Hz＝14ppm
[0085] ΔVmtune＝14×0.1＝1.4V，即调谐电平的调整值为1.4V。
[0086] 如果调谐电平增加，差频减小，即调谐电平与差频反向，则调谐电平增大1.4V。如果调谐电平增加，差频增加，则调谐电平与差平同向，则调谐电平减小1.4V。在设备测试时确定频差与调谐电平的变化关系。
[0087] 调谐电平芯片的最小步由晶振的调谐电平Vtunemax的最大值决定，以Vtunemax＝3V为例，则16位的DAC的电平
精度Vstep＝Vtunemax/216＝7.4×10-4V。由Vstep和公式(3)和(4)计算可得调频步进fstep＝Vstep×Kmvco×本振频率≈3Hz，3Hz远小于δf的1200Hz，可满足精细调控需求。
[0088] 如图4所示，本发明还包括一种频差补偿装置，该装置应用于具有毫米波通信功能的移动终端；该装置包括：频差采集和分析模块、判断模块和调整模块。
[0089] 频差采集和分析模块：实时采集移动终端的当前本振频率信号和定点设备的当前发射频率信号，对当前本振频率信号和当前发射频率信号做差值运算得到当前中频信号，对当前中频信号做频谱分析得到频差。
[0090] 判断模块：判断频差是否超出频差容限，如果是，则执行调整模块，如果否，返回频差采集和分析模块。
[0091] 调整模块：根据频差，调整移动终端的当前本振频率，使频差不超出所述频差容限，返回频差采集和分析模块。
[0092] 可选地，频差采集和分析模块包括：混频器、滤波电路和频差分析模块。
[0093] 混频器：混频器实时采集移动终端的当前本振频率和定点设备的当前发射频率，并对当前本振频率信号和当前发射频率信号做差值运算后输出当前中频信号；
[0094] 滤波电路：将当前中频信号输入有源低通滤波电路，有源低通滤波电路输出低频模拟信号，低频模拟信号为当前中频信号中截止频率以下的信号；
[0095] 频差分析模块：对低频信号做频谱分析得到频差。
[0096] 可选地，频差分析模块包括：
[0097] 将低频模拟信号输入DSP芯片，DSP芯片将所述低频模拟信号转换为低频数字信号后，又利用FFT变换将低频数字信号转换为频域信号，提取频域信号中的幅值最大值对应的频率为频差，输出频差。
[0098] 可选地，滤波电路的截止频率为fH，fH＝2(Θf+fd)，其中，Θf为晶振的最大个体频差，fd为最高速度下的最大多普勒频率。
[0099] 可选地，调整模块中，所述根据所述频差，调整移动终端的当前本振频率包括：
[0100] 根据频差，调整移动终端内锁相环电路的参考晶振的输入调谐电平，使得锁相环电路输出的当前本振频率发生改变。
[0101] 进一步地，将频差输入谐调电平芯片，谐调电平芯片根据输入的频差调整输出的调谐电平；将调谐电平输入移动终端内锁相环电路的参考晶振。
[0102] 可选地，所述使所述频差不超出频差容限还包括：使所述频差调整为频差容限内的预设值。
[0103] 本发明通过对频差进行实时监测与补偿，保障频差始终处于一定的容限内，形成一个闭环的自适应频差补偿系统。本发明公开的方法和装置，能解决目前高铁环境毫米波通信存在的多普勒频偏问题和个体频差问题，同时本申请的方法和装置不会产生的多普勒扩展问题和车体辐射问题。
[0104] 需要说明的是，本发明的频差补偿装置的实施例，与频差补偿方法的实施例原理相同，相关之处可以互相参照。
[0105] 以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限定本发明的包含范围，凡在本发明技术方案的精神和原则之内，所做的任何
修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
