在许多患者中，使用当前超声成像方法所得到的图形质量受到脉 冲混响噪声(多次散射)和波前象差的限制。另外，多种类型的组织疾 病(例口瘤和动脉管壁的动脉硬化症)在用于适当诊断的图像对比度 中呈现出很小的差异，以及呈现出很小的患病组织的差异。这些问题 的原因在于图像构造方法本身没有完全考虑到软组织的物理属性。
在组织的线性声学属性(质量密度和压缩率)中的空间变化是对 软组织进行超声成像的基础。然而，由于在组织的复杂结构中的声学 属性的巨大变化，以下影响将降低图像质量：
i)在声学属性中具有巨大差异的物质之间的接触面可产生很 强的超声脉冲反射，从而使得多次反射产生较大的振幅。这种多次反 射称为脉冲混响，并且这种多次反射向正在传播的超声脉冲添加一个 尾巴，其示出为在超声图形中的噪声。
ii)在复杂组织结构中声音速率的变化产生声音波前的前向传 播象差，从而破坏了主要的主声波柱(mainlobe)的聚焦，并增加了 侧声波柱。
由波前象差产生的对主声波柱聚焦的降低，降低了在超声成像系 统中的空间分辨率。脉冲混响和由波前象差造成的侧声波柱的增加在 图像中引入了附加噪声，其降低了可在彼此邻近处检测到的最强散射 体(scatterer)与最弱散射体的比率，即所定义的图像中的对比度分辨 率。由于这种噪声是由发送的超声脉冲自身产生的，所以这种噪声称 为声学噪声。因此，与使用电子接收器噪声的情况相反，发送的脉冲 能量的增加并不能提高这种类型的信号噪声比。
例如，在超声心动图中，脉冲混响噪声可以使得心脏顶部区域的 图像变得模糊，使得难以检测到顶部血栓和顶部心肌收缩的降低。同 样，在颈动脉成像中，混响噪声可以使得颈动脉斑块的检测和描绘变 得模糊。与这些实例类似，在超声成像的所有方面中，脉冲混响噪声 限制了在图像对比中的弱目标检测和小差异区分。
二次谐波成像是一种用于降低在体壁中脉冲混响造成的图像质 量降低影响的方法，因为在脉冲中的二次谐波含量(content)根据深度 而增加从而在脉冲经过体壁时发生很慢的变化。然而，使用二次谐波 成像的敏感度小于(～-20dB)一次谐波成像，这限制了最大图像深度， 特别是在例如肝脏、肾、乳房等密集对象中以及对于血液流速成像时。 对于实时3D成像而言，用户希望的是宽发送波束，其被多个平行的 接收波束覆盖，以增加容积图像的比率。由于在宽发送波束中一次谐 波振幅的降低对于在实时3D成像中使用的、采用多个平行接收波束 的二次谐波成像来说会产生问题，所以难以获得这种较宽的二次谐波 发送波束。对于稀疏数组更是如此，在稀疏数组的情况中，产生发送 波束的元件数量受到限制。
例如瘤和动脉管壁的动脉粥样硬化症的组织疾病影响了组织的 超声声学参数，例如剪切模数、体压缩率和超声吸收。这些属性的变 化主要是泡沫细胞、脂肪或结缔组织纤维分子的内生长(in-growth)造 成的，以及由组织中的钙隔离造成的。结缔组织的内生长增加了超声 吸收和剪切模数，后者对触诊产生硬度的增加，其可通过接触组织来 观察。在通常称为弹性成像(elastography)也称为远程超声触诊的方法 中，对于针对通过使用超声体波记录组织中剪切波的位移来估计剪切 模数进行了很多工作。然而，迄今为止，这些方法都已经找到受到限 制的临床应用，并且对于使用超声波来提高这种组织改变的区别仍存 在较大需求。
在乳腺瘤中，如今使用乳房X线照相术来检测隔离的微钙化， 作为恶性瘤的指示。这些微钙化很小，从而来自这些微钙化的散射超 声信号被掩埋在来自周围组织的信号中，并且使用当前的超声成像检 测不出这些信号。因此，需要改善产生超声成像，使得能够检测到这 种微钙化。在动脉粥样硬化斑块中的微钙化还给出关于斑块稳定性的 信息，并且需要对于这些微钙化的改进成像。
几种疾病还影响到通过组织的血液灌注，例如通过在恶性瘤中的 微脉管系统的血管生成或坏死，或者由于在心脏的冠状动脉以及在周 边血管中的血管狭窄或血栓症而降低的血流。在微脉管系统和小血管 中血的流速很小，从而使用普通的、非入侵的超声多普勒技术不能检 测到血液流速。因此，开发出采用小的微气泡(直径～3μm)的解决方案 形式的超声造影剂，来改善微脉管系统的超声成像，并且对通过组织 的血液灌注进行估计。将微气泡注入到血流中，其造成了来自血液的 超声波的大大增加的和非线性的散射。因此，它们大大增加了包含这 种微气泡的组织造成的非线性散射，其中在特殊情况下，可以在密集 组织中看出单个微气泡，并且单个微气泡提供了使用以特定组织为目 标的对比气泡进行的分子超声成像的潜在能力。当将这种微气泡注入 到其它体流(例如，孔隙流体)时还可提供有用的图像增强，以跟踪对 前哨淋巴结的淋巴引流，或者在对于瘤组织为目标的气泡附属物的泌 尿系统中也是如此，等等。在对潜水和太空活动的减压期间，微气泡 通常自然地形成在组织中，其可引起弯曲，需要尽早检测到这种气泡， 以改善减压情况和避免在这种操作下人体组织的弯曲，甚至在活动期 间监视这种气泡的形成来作为早期的警示。
因此，非常需要改进的超声成像，其可降低图像噪声并且因此而 提高对于在组织属性和微气泡中的改变的图像对比，并且本发明通过 使用双频带超声脉冲复合体来解决这些需求，所述双频带超声脉冲复 合体包括发送到组织中的交叠的高频脉冲和低频脉冲。
双频带超声脉冲在以前已经为了各种目的而用于超声成像，其中 在M型和多普勒[Br Heart J.1984年1月；51(1)：61-9]中，使用了3MHz 脉冲和1.5MHz脉冲的同时发送，在这两个脉冲之间具有固定相位关 系，即对于心脏的最佳M型成像为3MHz脉冲，多普勒血液流速测 量为1.5MHz脉冲，以检测心脏缺陷。使用了同心环形传感器 (transducer)配置，其中由中心传感器盘发送和接收3MHz的M型超 声脉冲，并且由周围环形元件发送和接收1.5MHz的多普勒超声脉冲。
在美国专利5,410,516中也描述了双频带发送脉冲的使用，用于 改善对于超声造影剂微气泡的检测。在此专利中，描述了具有不同中 心频率的两个超声脉冲的同时发送，其中，来自微气泡的散射脉冲包 含通过由微气泡造成的非线性散射所产生的发送频率的和与差，这些 频率的和与差用于检测微气泡。
在美国专利6,312,383中描述了双频带脉冲的类似使用，用于检 测超声造影剂，其中在发送之间改变两个频带之间的相位。这可以看 作是美国专利5,410,516的特例，其中，在低频脉冲的相位变化可以 看作在低频和脉冲重复频率之间跳动的过程。
然而，尽管所述最后两个专利使用了采用双频带脉冲的非线性散 射来检测在组织中的造影剂，但是现有方法具有受限范围，并且它们 不能识别低频带脉冲对于高频带脉冲的前向传播速度的非线性影响， 这在实践情况下将限制组织信号相对于造影剂信号的抑制。对于由微 气泡和组织造成的局部非线性散射，所累积的非线性前向传播影响将 得到与由组织造成的强线性散射类似的信号特征。这种影响将掩盖微 气泡和组织造成的局部非线性散射，并限制与组织信号能量比率 (CTR)的对比。在区域中出现的微气泡也大大增加前向累积非线性传 播影响，并且使得这种区域之外的组织所造成的线性散射严重掩盖了 在组织中的微气泡所造成的散射。例如，这种现象大大影响使用脉冲 对在心肌中的造影剂的成像，所述脉冲在进入心肌之前通过具有造影 剂的心室，并且例如这种现象可能错误地指示在肌肉心肌中的灌注。
本发明与现有技术的不同在于：本发明采用了根据高频传播和散 射的信号，在形成图像信号时的低频脉冲对于高频脉冲的传播速度的 非线性影响。

所述方法适用于采用反向散射信号的超声成像，和基于有角度散 射和/或前向传输测量数据的计算机重构成像。
向待成像的组织区域发送具有在时域中交叠的低频带脉冲分量 和高频带脉冲分量的双频带超声脉冲复合体。在形成图像信号的处理 中，使用由低频脉冲对高频脉冲的组织散射和传播属性进行的非线性 控制。处理高频分量，得到图像参数/信号，在接收信号中的低频分 量例如可通过滤波去掉，例如通过直接在接收传感器阵列中进行的滤 波去掉。
根据本发明的处理是形成图像所必需的完整处理的一部分，其 中，在本发明中未公开的必要处理是已知技术的一部分。对于反向散 射成像而言，这些方法可用于形成径向(radial)图像线，其中采用根据 已知方法的横向波束扫描来获得2D和3D图像。平行发送和/或接收 的波束可用于获得平行的多个径向图像线，以提高帧速率。径向图像 线可以是结构图像的信号包络、径向散射体速度的多普勒测量数据、 相对散射体移动的径向应变(strain)或应变率、或者用于组织特征 化的快时间(深度时间)谱参数。使用计算机线断层摄影(CT)图像重构， 这些方法提供用于重构的改善的测量数据，其具有得到降低的脉冲混 响噪声和提供补充信息的非线性图像参数。
本发明提供多个方法，用于改善使用更多数量的形成图像所必需 的脉冲进行的成像，在图像帧速率中具有补充式的降低，但是增加了 图像质量。因此，本发明还提供一种设备，用于实现两种以上的方法 和过程，用于在给定条件下(例如帧速率、图像质量、帧速率与图像 质量的合并等)为获得设备的最佳性能而对方法进行最佳选择。
在根据本发明的第一方法中，高频脉冲在低频脉冲振荡的负空间 梯度上传播，从而使得由于低频脉冲对传播速度的非线性影响，高频 脉冲的后部获得的传播速度高于该脉冲的前部。除了在脉冲中由高频 脉冲所造成的谐波分量的非线性自失真之外，随着高频脉冲传播进入 组织，这种情况还造成了高频脉冲的累积空间压缩，增加了高频脉冲 的频率和带宽(即减小长度)。这种由脉冲长度降低造成的频率增加阻 碍了在组织中由基于频率的吸收所造成的脉冲中心频率的降低，因此 与不使用该方法时相比，能够提供更高的所接收中心频率。
由于在第一次反射中，低频脉冲振幅被大大降低，因此对于由低 频脉冲造成的对于高频脉冲传播速度非线性影响而言，多个散射脉冲 将不具有相同的非线性影响，并且所述多个散射脉冲将归因于吸收降 低到比具有相同传播滞后的第一阶散射脉冲更低的频率，因此，所述 多个散射脉冲可以被过滤掉，造成对脉冲混响(多散射)噪声的显著抑 制，与二次谐波成像类似，但是与二次谐波成像相比，一次谐波的敏 感度允许更深的成像并且可以使用更高超声成像频率，从而提高了空 间分辨率。与二次谐波成像相比，还更容易获得允许使用更多平行接 收波束的更宽的发送波束，并实现2D成像特别是3D成像的较高图 像帧速率。在将稀疏矩阵用于发送波束时尤其如此，在这种情况中， 由于阵列元件的有限数量，难以获得用于适当的谐波脉冲自身失真的 足够大的振幅。
根据本发明的第二方法，对于每个径向图像线，连续发送两个或 多个双频带脉冲复合体，其中，高频脉冲位于接近低频脉冲的波峰或 波谷，并且其中，低频脉冲的频率和/或相位和/或振幅对于每次发送 都发生改变，以对高频分量的组织的声学散射和前向传播属性进行非 线性控制。还可以在形成图像信号的过程中使用采用这些方法进行的 前向传播速度的非线性控制。
例如，可使用该方法来形成具有经过高度抑制的脉冲混响噪声的 第一图像信号，公式(14)，其具有第一谐波敏感度，该信号的使用具 有与上述单个脉冲相同的优点。本发明还提出估计非线性传播延迟， 非线性传播延迟提供第一定量非线性图像参数，公式(27)，第一定量 非线性图像参数是定量非线性前向传播参数，其是所估计的非线性传 播延迟的微分与对低频脉冲振幅的估计的组合。还可以将该脉冲的频 率选择的较低(～0.1-1MHz)，从而可忽略在不同组织和个体之间的超 声能量吸收差异，并且在水或油混合物中的模拟或测量数据来估计低 频脉冲振幅。
根据本发明的所接收信号中的混响噪声的降低大大有助于对波 前象差的校正的估计，例如如在结合本发明的美国专利6,485,423， 美国专利6,905,465和美国专利申请10/894,387中所述。本发明还提 供对于波前象差的延迟校正的大致估计，其来自于为来自在以下说明 书中所进一步定义的每个元件信号或子孔径信号中的信号所估计的 非线性传播延迟。
本发明还提出在形成图像信号的过程中使用非线性传播延迟估 计来校正所接收的高频信号。然后，可以高度抑制在过程中的来自组 织中的线性散射信号，并且提供第二图像信号，公式(19，28)，第二 图像信号是非线性散射信号，其示出在小于一个波长的量级上组织的 局部非线性属性，而非线性传播参数示出在大于几个波长的量级上的 非线性组织属性。然后，该非线性信号提供对于在组织中的快速变化 的图像对比度，并且其具有改善的组织差异。在顺应性(compliance) 差异较大的物质之间的交接面处(例如，在软组织与诸如结缔组织或 肌肉组织或类似钙的固体物质之类的硬组织之间的交接面，或者在软 组织与诸如脂肪或微气泡之类的高度顺性对象之间的交接面)具有较 高的非线性散射，因此改善对于瘤和动脉粥样硬化的诊断。
对于微气泡，或者是在减压期间自然形成的微气泡，或者是注入 到对象中作为造影剂的微气泡，通过微分公式来描述具有超声压力波 的气泡压缩动力，提供了一种共鸣超声散射，该共鸣超声散射与来自 普通组织的散射相比，在入射波和散射波之间具有依赖于频率的相位 滞后，而在来自普通组织的散射中这种相位的频率改变在实际中可忽 略。除了信号振幅之外，共鸣频率和由此噪声的来自微气泡的高频脉 冲的散射信号的相位滞后也由低频脉冲控制，其使用该方法从微气泡 提取大部分散射能量，包括线性和非线性散射分量，与现有方法相比， 其大大提高了CNR(对比噪声比)。与现有方法相比，采用对非线性传 播延迟校正以及振幅校正的良好估计，根据本发明的方法将大大抑止 来自组织的线性散射信号，并且明显提高CTR(对于组织的对比的 比率)。与现有技术的造影剂检测方法(例如谐波成像、脉冲倒置或 能量多普勒)相反，根据本发明的方法可使用与气泡共鸣频率相比更 高的超声频率，并且改善了空间分辨率。还可使用较低脉冲振幅(较 低机械指数(MI))，其可避免造影剂气泡的破坏。这对于以特定组织 为目标的气泡成像而言非常重要，其中，有限组的微气泡依附于所选 择的组织，例如瘤组织、动脉粥样硬化斑、血栓等，其中在不破坏的 情况下对气泡进行成像将非常重要。
在组织或体液中的微气泡群将对所经过脉冲的传播速度产生较 强的非线性影响，并且在这种情况下，特别重要的是，提供对非线性 传播延迟的校正，来良好抑制在气泡群之外的线性散射组织信号。使 用这种延迟校正，本发明相对于使用其他方法(例如谐波或脉冲倒置 成像)，实现了在累积的非线性前向传播延迟和局域非线性散射之间 的分离，并且在成像微气泡经过群(例如在末梢心肌中)时提供抑制组 织图像信号的较大优点。如果在这种情况下没有进行非线性传播影响 的校正或者校正有限，则在造影剂之外的区域中的组织所造成的线性 散射将示出与造影剂所造成的散射类似的属性，从而掩饰了对于在这 些区域中造影剂的检测。例如，这可错误地指示在心肌的肌肉萎缩区 域中的血液灌注。
除了超声造影剂微气泡的成像的多个临床应用之外，根据本发明 的在减压条件下的微气泡成像可用于监视这种气泡的形成，以研究和 开发减压分布，或者作为在减压期间关于弯曲的早期安全警告。
在根据本发明的另一处理中，沿着脉冲数量坐标合并经过延迟校 正的高频信号，以提供第三图像信号，公式(17，29)，其是线性散射 信号。这种线性散射信号所具有的由于能量吸收造成的衰减与非线性 散射信号相同。通过非线性和线性散射信号的组合和上述对低频脉冲 振幅的估计，本发明提出第二定量非线性图像参数，公式(30)，其是 定量非线性散射参数。该第二定量非线性参数则表示在一个小于高频 带波长的量级上的非线性组织参数的空间波动，而第一定量非线性参 数显示在一个大于高频带波长的量级上的非线性组织参数的空间平 均值。因此，反向散射和前向传播揭示了两个不同的定量图像参数， 其对于组织特征的增加的信息是可见的。定量非线性参数提高了组织 差异，并且对于使用该方法的组织特征化是开放的。这些定量参数的 热变化的校准对于采用超声的局部温度估计也是开放的，例如用于对 瘤的高热处理或次热处理的指导。还提供对在组织中的造影剂量和通 过组织的血液灌注进行定量的新方法。
对于不运动的、临时静止的组织，例如，可发送其低频分量具有 不同频率和/或相位和/或振幅的两个脉冲，并合并来自这些脉冲的散 射或发送信号，以估计非线性组织参数并抑制脉冲混响。当组织和超 声探测器相对彼此运动时，有利的是，对每一径向图像线发送两个以 上的脉冲，以采用多个脉冲充分抑制线性散射信号或抑制脉冲混响噪 声。例如，可发送一组K个脉冲，全部具有高频分量的相同相位， 但是对于每一脉冲而言，其低频分量具有不同频率和/或相位和/或振 幅。在脉冲-脉冲高通滤波器中合并来自这些脉冲的反向散射信号， 所述脉冲-脉冲高通滤波器抑制脉冲混响并使一阶散射信号分量通 过。采用对在高通滤波器之前的非线性传播延迟的估计和校正，可以 提取来自组织的局部非线性散射信号或者来自微气泡的散射信号，以 及组织的定量非线性传播和散射参数。
在第二种方法中，脉冲混响噪声(和较小程度上的非线性分量自 身)在对非线性传播延迟的估计中引入误差。当估计非线性散射信号 时，这些误差限制了对线性散射信号的抑制。为了有效去除脉冲混响 噪声对于非线性延迟校正的估计的影响，可采用根据本发明的第二种 方法使用散射信号的第二谐波分量，或者可根据本发明的第三种方法 发送其低频脉冲具有不同频率和/或相位和/或振幅的至少三个脉冲， 如联系公式(40-42)所述。在估计非线性传播延迟时，第三种方法仍具 有非线性散射影响。在联系公式(43-46)所述的根据本发明的第四种方 法中，发送其低频脉冲具有4个不同能级的频率和/或相位和/或振幅 的至少4个脉冲，实现对非线性传播延迟、线性散射信号和非线性散 射信号的估计，并且在彼此之间具有最小的干扰和受到混响噪声的干 扰最小。
通过波束方向的电子定向，典型地，对于每一径向图像线和深度 范围而言，可以对于全部发送脉冲都使用相同波束方向和发送焦点， 其中，将所接收信号合并，以抑制该图像线的线性散射组织信号。所 使用的典型滤波方案是FIR型滤波器，或者是具有时间可变脉冲响应 的滤波器，例如使用例如勒让德多项式的正交分解，并且该滤波器沿 着每个深度的脉冲数量坐标进行滤波。
通过在波束方向的机械扫描，如同使用环形阵列或3D成像一样， 典型地，随着波束方向被连续扫过，发送在低频脉冲的频率和/或相 位和/或振幅中有所不同的脉冲，将对于每个深度的信号输入到沿着 脉冲数量坐标的高通滤波器中。然后，对于每一深度和径向图像线来 采样高通滤波器的输出，以估计在深度范围中沿着径向图像线进行图 像重构所使用的信号和图像参数。
本发明还提出根据本发明的方法工作的成像设备的基础设计。随 着每一径向图像线的脉冲数量以及图像质量和信息跟随着方法的级 数(order)的增加，帧速率随着方法级数而减少。在最高级的版本中， 该设备可运行一个以上的方法，并且所具有的过程用于在给定限制下 为了实现最佳成像性能而进行的最佳方法选择。典型的限制是最小帧 速率、关于图像质量的最小需求等。
最后一点，本发明提供传感器阵列的一种设计过程，其使得低频 脉冲对高频脉冲的传播延迟的非线性影响最小化。使用低频脉冲分量 的较低振幅(～50kPa)，这种传感器阵列能够实现对超声造影剂的成 像，并且对于来自组织的线性散射信号具有有限的但是有意思的抑 止，并且不需要对由低频脉冲造成的高频脉冲的非线性传播延迟进行 校正。
附图说明
图1示出根据本发明的第一类型的发送脉冲，其包含低频脉冲和 高频脉冲，其中高频脉冲位于低频脉冲的空间梯度上；
图2示出对于来自如图1所示脉冲中的所接收信号的深度可变带 通滤波如何能够用来高度抑制脉冲混响噪声；
图3示出根据本发明的第二类型的发送脉冲，其包含低频脉冲和 高频脉冲，其中高频脉冲是例如位于在低频脉冲的波峰正周期或波峰 负周期上；
图4示出由图3的低频脉冲造成的高频脉冲的前向传播滞后；
图5示出作为快时间(深度)和慢时间(脉冲数量坐标)的函数的来 自连续发送脉冲的一组所接收高频信号；
图6示出沿着慢时间频率坐标的所接收的线性和非线性频率线；
图7a和7b示出，脉冲混响如何比第一阶散射信号受到较少的低 频脉冲的非线性传播控制，和图7c示出采用抑制信号中脉冲混响的 方法所产生的依赖于深度的处理增益；
图8示出用于低频分量和高频分量的发送的传感器阵列安装；
图9示出用于对在对象中的传输和有角度散射进行同时测量的 基本传感器阵列和设备原理；
图10示出使用该方法可以获得的对于信号和图像参数的估计单 元的框图；
图11示出使用该方法可以获得的对于信号和图像参数的估计单 元的另一框图；
图12示出根据本发明的散射成像设备的框图；以及
图13示出根据本发明从传输和有角度散射测量数据中进行线断 层摄影图像重构的设备的框图。

在同类物质中的超声体波处于由线性波公式来决定的线性机制 中，其中，由同类传播介质的质量密度ρ0和体压缩率κ0来确定体波 传播速度c0。所述体压缩率是由物质的相对压缩量所定义的体弹性的 线性近似值，如下
$\frac{\mathrm{\delta V}}{\mathrm{\Delta V}}=-▿\underset{‾}{\psi }={\kappa }_{0}p---\left(1\right)$
其中，δV是经受压力p的小体积ΔV的相对体压缩量， ψ是在物质 中的微粒位移，所以- ψ是相对体压缩量。
在软组织中，在压缩率和质量密度中存在空间波动，造成来自组 织的超声散射。我们将对于较低压力振幅的在空间上变化着的质量密 度和压缩率表示为ρ0( r)和κ0( r)，其中 r是空间坐标。则来自局部点的 线性反向散射系数是
$k^2{\upsilon }_0(\underset{‾}{r};{\underset{‾}{e}}_i{\underset{‾}{e}}_s)=k^2(\frac{{\kappa }_0\left(\underset{‾}{r}\right)-{\kappa }_{0a}\left(\underset{‾}{r}\right)}{{\kappa }_{0a}\left(\underset{‾}{r}\right)}+\frac{{\rho }_0\left(\underset{‾}{r}\right)-{\rho }_{0a}\left(\underset{‾}{r}\right)}{{\rho }_0\left(\underset{‾}{r}\right)}{\underset{‾}{e}}_i{\underset{‾}{e}}_s)---\left(2\right)$
其中，ρ0a( r)和κ0a( r)是在一个超声脉冲的几个波长λ的量级上的质量 密度和体压缩率的空间平均值， ei是在进入波方向上的单元向量， es 是在对散射波进行观察的方向上的单元向量，如图9所示。内积 ei es＝cosγis，其中γis是进入波方向和散射波方向之间的角度。对于反 向散射而言，γis＝π并且 ei es＝-1。入射波的波数为k＝ω/c＝2π/λ，其中 ω表示角频率，c表示超声传播速度。则，在 r处的来自具有角频率 ω、振幅p1( r，ω)的压力波的线性反向散射信号与k2υ0( r)p1( r，ω)成比例。 典型地，采用具有中心频率ω1和带宽B1的发送脉冲来进行成像，其 中图像信号为在2k1＝2ω1/c附近的范围(r)坐标中并具有带宽2B1/c的 k2υ0( r)的带通滤波形式。由于较软物质(增加的压缩率)通常具有较低 的密度，所以在公式(2)中压缩率和质量项通常具有相反的信号，从 而对于反向散射而言，建议添加量级，其中，压缩率项通过一个系数 (～在质量密度项上的2.5)，来控制反向散射。
在平均质量密度和体压缩率ρ0a( r)和κ0a( r)中的空间变化造成传播 速度中的空间变化，如下
$c_{0a}\left(\underset{‾}{r}\right)=\frac{1}{\sqrt{{\rho }_{0a}\left(\underset{‾}{r}\right){\kappa }_{0a}\left(\underset{‾}{r}\right)}}---\left(3\right)$
这种传播速度的空间变化造成了波前象差，特别是在体壁中，但 是也可以贯穿一些对象(例如包含脂肪或结缔组织区域的乳房和腺)。
对于软组织的典型值是采用p～106Pa的典型超声脉冲振幅得到的 κ0～400·10-12Pa-1，其给出δV/ΔV～0.4·10-3。体积压缩造成的质量密度 的增加为δρ/ρ0＝κ0p～0.4.10-3。同样，当组织被压缩时，体压缩率降低， 其同时连同在组织中的超声吸收将公式(1)修改为[1]
$\frac{\mathrm{\delta V}}{\mathrm{\Delta V}}=-▿\underset{‾}{\psi }=(1-{\beta }_n{\kappa }_{0}p){\kappa }_{0}p+h\underset{t}{\otimes }{\kappa }_{0}p---\left(4\right)$
其中，βn＝(1+B/2A)～5是与非线性模数[1]的公共定义参数B和A相 关的非线性参数。在压力波形和h之间的时间卷积表示在物质中依赖 于频率的超声能量吸收。第一项描述了受压力影响的非线性体压缩 率，其中该项对于参照压力p0的微分给出
$\kappa =\frac{1}{\mathrm{\Delta V}}\frac{\partial \mathrm{\Delta V}}{\partial p}=(1-2{\beta }_n{\kappa }_0{p}_0){\kappa }_0---\left(5\right)$
其给出压缩率对于压力的相对变化为δκn/κ0＝-2βnκ0p0。因此，在体压 缩率中的非线性变化为2βn，比由压力造成的质量密度中的非线性变 化高10倍，其中对于p～1MPa，我们得到δκn/κ0＝-2βnκ0p0～4·10-3。
质量密度和压缩率的非线性变化对于所述波的散射和前向传播 速度两者造成非线性修改，本发明使用这些影响来降低脉冲混响噪 声，增加对于各种组织、微钙化和微气泡的图像对比度，以及产生组 织、微钙化和微气泡的定量声学图像参数。以下我们将参照附图来描 述本发明的示例性实施例。
在根据本发明的第一种方法中，我们使用低频脉冲造成的高频脉 冲的时间压缩和扩展，以控制在对象中前向传播的脉冲的中心频率和 带宽。所述时间压缩可通过前向传播速度的压力依赖性来产生，其可 以近似为
$c_a=c_{0a}\sqrt{1+2{\beta }_{\mathrm{na}}{\kappa }_{0a}\text{p-2}{\beta }_{\mathrm{na}}^2{\left({\kappa }_{0a}p\right)}^2}\approx c_{0a}(1+{\beta }_{\mathrm{na}}{\kappa }_{0a}p)---\left(6\right)$
其中，βna和κ0a是在如上定义的零压力下，在几个波长上的局部空间 平均值。为了进一步示出此原理，我们参照图1a，其示出由振幅p0 的低频分量101和具有振幅p1的高频分量102组成的发送脉冲，其 中高频分量位于低频脉冲的负空间梯度上，并且例如以低频脉冲的零 点附近为中心。高频脉冲可用于成像，并且在接收器中，例如在接收 传感器自身中，通过滤波去除低频脉冲。
依赖于压力的传播速度造成由实际脉冲压力所确定的脉冲的逐 渐增加的前向传播失真，其是低频脉冲压力和高频脉冲压力的总和。 这种失真可分成由低频脉冲造成的高频脉冲的0点的脉冲长度压缩， 以及由瞬间高频压力自身造成的脉冲形状自身失真。图1b中103示 出时间压缩失真的脉冲(虚线)，其中示出未失真的高频脉冲102(点线) 作为比较，所加入的脉冲自身失真产生完全失真的脉冲104。由于与 在高频脉冲头部处由较低的低频压力造成的传播速度相比，在高频脉 冲尾巴处的较高低频压力给出脉冲尾巴的较高传播速度，所以会发生 脉冲压缩。这种脉冲压缩造成中心频率和高频脉冲带宽的增加，同时 脉冲波形失真引入了高频脉冲的基频带的谐波分量，以上两者均在根 据本发明的所述第一方法中使用。
脉冲的这种非线性前向传播失真的效果与产生在前向传播的脉 冲的谐波分量的效果相同，前向传播脉冲从组织线性反向散射，并用 于组织的谐波成像中，其进一步参考公式(10-14)和图9进行了讨论。 在脉冲中谐波分量的振幅首先随着传播距离而增加，随后由于高频脉 冲的超声能量吸收而随着逐渐增加的传播距离而衰减。可以将低频带 选择的很低(～0.1-1MHz)，从而低频脉冲的吸收实际上在实际图像范 围内可忽略，低频脉冲对高频脉冲的非线性传播影响在整个图像范围 内处于相同水平，在例如图3所示的根据本发明的其他情况下也是如 此。与二次谐波成像相比，使用根据本发明的方法，在深度范围内提 供了敏感度的增加，这一现象与公式(14)和图7c相关。
在高频脉冲的波长λ1上的低频脉冲的压力差为 Δp0＝λ1p0/z＝p0k0λ1＝2πp0λ1/λ0，其中，p0是振幅，k0＝2π/λ0是波 数，λ0是低频脉冲的波长。该梯度造成在高频波长上的传播速度中的 差异Δca＝-βnaκ0ac0aΔp0，其在传播时间t＝z/c0a之后给出波长的压缩 Δλ1＝Δcat＝zΔca/c0a＝-βnκ0aΔp0z。这种传播压缩在高频中造成压 缩增大：
$f_{1p}=\frac{{\lambda }_1}{{\lambda }_1+\Delta {\lambda }_1}{f}_1=\frac{1}{1-{\beta }_{\mathrm{na}}{\kappa }_{0a}{p}_0{k}_{0}z}{f}_1$
                                                    (7)
$\Delta f_{1p}=f_{1p}-f_1=\frac{{\beta }_{\mathrm{na}}{\kappa }_{0a}{p}_0{k}_{0}z}{1-{\beta }_{\mathrm{na}}{\kappa }_{0a}{p}_a{k}_{0}z}{f}_1$
由于脉冲压缩/扩展所造成的频率变化伴随有在脉冲带宽中的按 比例变化(～与脉冲长度相反)。超声吸收造成脉冲中心频率的向下变 化，同时保持脉冲带宽。仅仅对向外去的脉冲才具有频率的压缩增加， 其中，低频脉冲振幅足够大，同时对于向外去的并散射的脉冲具有吸 收向下变化，其对于反向散射给出2z的传播距离。对于高斯脉冲包 络，频率的向下变化在如下中给出：
Δflα＝-0.72αB2z                                   (8)
其中，B是超声脉冲的3dB带宽，α＝dBatt/8.686(mmMHz)-1是吸收具 有线性频率依赖性的吸收系数的频率恒量。采用 dBatt＝0.05dB/mmMHz，我们得到α＝5.76·10-3(mmMHz)-1。应注意的 是，使用参考图9所讨论的传输计算机线断层摄影成像，我们仅有一 种方式的传播，其中频率的吸收向下变化是公式(8)的一半。
对于反向散射成像的典型成像范围R受到随着频率而线性增加 的超声吸收的限制。因此，范围R与高频超声波长λ1＝c0a/fl有关， 为R～200λ1-300λ1。对于p0＝1MPa，βn＝5，κ0a＝400·10-12Pa-1，R＝250λ1 和λ1/λ0＝10，我们得到Δf1p＝0.458f1，其对于f1＝10MHz给出 Δflc＝4.58MHz。公式(7)中的分母最终给出频率中的无限增加，其是称 为声震的现象。然而，使用吸收，由于在公式(8)中同时出现的频率 向下变化，因此可避免这种震动。对于B＝5MHz，我们得到 Δfla＝4MHz，其平衡了频率的压缩上变换。这暗示出我们应将公式(7) 中的分母近似为1，这给出频率Δf1p＝3.14MHz的压缩上转换，其通 过吸收的向下变化来进行平衡，从而使得对于所有深度而言，吸收介 质中对于第一阶反向散射的接收频率大约为10MHz，这与所发送相 同。
由于脉冲压缩是由低频脉冲引入的，其中如上所述对于实际成像 范围可以忽略能量吸收，因此，带宽具有相应增加的脉冲长度压缩在 实际中并不依赖于在实际成像范围上的吸收。然而，高频脉冲的中心 频率的吸收向下变化是由对高频脉冲的吸收所造成的。频率向下变化 与脉冲的绝对带宽B成比例，吸收向下变化保持了带宽。因此，在 上述实例中的非线性脉冲压缩和吸收下变换的合并效果是具有大致 恒定的中心频率的脉冲，但是其具有随着深度而增加的带宽(～与脉冲 长度相反)。从公式(8)可注意的是，B宽度深度的增加造成随着深度 的加速吸收向下变化。
高频带脉冲频率的前向传播上变换可用于提高在更深范围处的 图像分辨率。其还可用于在深度范围内提高渗透度并具有更好的分辨 率，其中，发送相当低的频率，该频率在更深的范围处由于低频脉冲 而增加至更高频率，从而在深度范围内对于所获得的高频带脉冲频 率，减少沿着脉冲路径总吸收。在该方面中，其还用于随着传播距离 而在低频脉冲相位和高频脉冲相位之间进行滑动，特定设计为与如以 下图8中所示的高频波束曲线图相关的低频波束曲线图。例如，这种 滑动使得高频脉冲可以位于在邻近/中间范围中的低频振荡的负空间 梯度上，以向零点方向滑动，甚至向远范围中的低频振荡的正空间梯 度滑动。这将脉冲压缩减小至0，甚至引入由低频脉冲造成的高频脉 冲的延伸，其(还合并了吸收向下变化)减少了对深度范围的高频带脉 冲的中心频率和带宽，这造成了渗透性的增大。
低频脉冲的振幅在第一次反射时大大降低，并且在如以下参照图 7讨论的第一次反射之后，对高频脉冲的压缩/扩展影响实际上可忽 略，同时高中心频率的吸收向下变化遍布于多散射信号的整个传播距 离。因此，可以使得在第一阶散射信号和脉冲混响噪声之间的频率距 离随着图像中的深度而增大，如图2所示。在此图中，201示出具有 信号带宽B1(z)的第一阶反向散射信号的中心频率的期望变体，其中 信号带宽B1(z)随着深度而增大，如低频脉冲造成的高频脉冲压缩所 产生的周围线202所示。由于吸收，脉冲混响噪声的中心频率随着深 度而减少，其示例性地示出为在图中203所示的线frev(z)。绝对带宽 Brev(z)实际上与发送带宽相同，并由限制线204表示。示出了由于自 身失真而造成的第一阶反向散射信号的二次谐波带，并且其中心频率 2f1(z)示出为205，并且带宽B2(z)＞B1(z)示出为限制线206。二次谐波 分量的振幅首先随着深度而增加，然后由于高频分量的吸收，造成随 着深度而下降。
对于在所接收信号中的脉冲混响噪声的高度抑制而言，本发明提 出使用接收器滤波器，其采用随着深度范围变化的截止频率来抑制较 低频率。在图2中采用示例的形式示出了接收器带通滤波器，其具有 变化的中心频率frev(z)，由线207示例性地示出，具有带宽Brev(z)， 该带宽随着深度而改变，如图中边界线208所示。在近范围内，在第 一阶散射信号的脉冲混响噪声与一次谐波带宽之间的频率差异很低， 以至于在频域中不能区分这两个分量。然而，第一阶散射的二次谐波 带宽在振幅上快速增大，并且具有低混响噪声，从而如图所示，对于 低深度而言，将接收频率设置在一次谐波频带附近，为所接收信号提 供了对于这些深度的脉冲混响噪声的高度抑制。随着z增大，在第一 阶散射信号的一次谐波分量与脉冲混响噪声之间的频率分离增大，能 够在频率上使得接收器滤波器向下变化，还可以增大滤波器带宽，如 图所示，以包含在来自第一阶散射信号的一次谐波分量的所接收信号 频率分量中。这将给出所接收信号的更高的振幅，因为与二次谐波分 量相比，一次谐波分量更加强大和随着深度的衰减更小，因此维持了 成像系统对于更深深度的敏感度。Brev能够随着深度而增大，因为一 次谐波脉冲带宽由于所述的脉冲长度压缩而增大，还包括增大的信号 能量的一次和二次谐波分量，或者对于深度范围，可以决定降低频带 宽来降低接收器的噪声。此外，当高频脉冲如上所述的从低频脉冲的 负空间梯度变化到低频脉冲的正空间梯度时，即从脉冲压缩变化为扩 展时，脉冲带宽降低，这能够与降低的Brev相匹配。应该注意的是， 脉冲混响噪声是在低频范围中的，因此我们能够使用接收器高通滤波 器来替换带通滤波器，其中，高通滤波器截止频率随着z而向下变化， 以包括更多的一次谐波带宽，保持对脉冲混响噪声的高度抑止。
因此，使用这种方法，我们能够与二次谐波成像类似地，保持对 于深度范围的一次谐波敏感性并使得脉冲混响噪声得到抑制，实现对 密集对象(例如肝脏、肾、乳房等)的更深成像，并且具有更高频率和 更好分辨率。在高频脉冲长度中压缩降低还采用前所未见的方式来提 高图像中的范围分辨率。使用上述设计的波束曲线，在低频脉冲和高 频脉冲之间的相位随着深度而变化，从而对于大深度，将高频脉冲进 行扩展，仍旧能够采用适当设计来使得在频域中将脉冲混响噪声与第 一阶散射充分分离，从而能够使用接收器带通滤波器有效抑制脉冲混 响噪声。因此，本发明的这种修改提供了更深的渗透度，同时在中间 区域到近区域中保持了高频率以实现更好的分辨率。
明显的是，对于每个波束方向可发送一个以上的图1中所示的脉 冲复合体，并且如图2所示的对来自每个脉冲的所接收信号进行后续 处理，其中，将所述处理后的所接收信号与已知的进一步处理一起使 用，以产生图像信号，例如结构信号、移动散射体的多普勒速度信号 和从其产生的所有信号，并且对于散射体/组织等等的特征化的深度/ 时间上的频率分析对于本领域普通技术人员是已知的。通过使用可能 平行发送和/或接收的波束的横向扫描来形成2D和3D图像。用户不 需要对此进行限制。
根据本发明的第二种方法，发送具有在时间上交叠的低频带和高 频带中的频率分量的两个或两个以上的脉冲复合体，并且其中，低频 脉冲的振幅和/或相位和/或频率从脉冲到脉冲进行改变。该方法提供 了另一类型的被接收信号，其具有与根据本发明的先前方法类似的高 度抑止的脉冲混响噪声，本方法还实现了对组织中的非线性散射参数 进行成像，特别地，对微钙化和微气泡进行成像，并且本方法还提供 组织的定量非线性散射和传播参数。我们将参照图3a开始描述本方 法，图3示出发送脉冲，其包括低频分量301和高频分量302，其中， 高频分量位于具有振幅p0的低频脉冲的正峰脊(ridge)。高频脉冲用于 成像，在接收器中，可通过滤波去除低频脉冲。当这两个脉冲一起传 播通过组织时，低频脉冲的振幅通过压缩率和质量密度的非线性变化 影响高频分量的组织散射系数，如下：
$k^2\upsilon \left(\underset{‾}{r}{;\underset{‾}{e}}_i{\underset{‾}{e}}_s\right)=k^2{\upsilon }_0(\underset{‾}{r};{\underset{‾}{e}}_i{\underset{‾}{e}}_s)+k^2{\upsilon }_{\mathrm{n}}(\underset{‾}{r};{\underset{‾}{e}}_i{\underset{‾}{e}}_s)p_0$
${\upsilon }_n(\underset{‾}{r};{\underset{‾}{e}}_i{\underset{‾}{e}}_s)=-2\frac{{\beta }_n\left(\underset{‾}{r}\right){\kappa }_0^2\left(\underset{‾}{r}\right)-{\beta }_{\mathrm{na}}\left(\underset{‾}{r}\right){\kappa }_{0a}^2\left(\underset{‾}{r}\right)}{k_{0a}\left(\underset{‾}{r}\right)}+\frac{{\kappa }_0\left(\underset{‾}{r}\right){\rho }_0\left(\underset{‾}{r}\right)-{\kappa }_{0a}\left(\underset{‾}{r}\right){\rho }_{0a}\left(\underset{‾}{r}\right)}{{\rho }_0\left(\underset{‾}{r}\right)}{\underset{‾}{e}}_i{\underset{‾}{e}}_s---\left(9\right)$
现在，非线性压缩率项大于非线性质量密度项～2βn·2.5～25倍， 并且所述两项通常具有相反的符号。采用以ωl为中心的高频脉冲成 像将在上述2kl＝2ωl/c附近的频率范围内产生在该参数的范围坐标 内的带通滤波器。
另外，例如，我们发送如图3b所示的第二脉冲，其中，低频脉 冲303的极性与脉冲301相反，而高频脉冲304在脉冲复合体中具有 与在图3a中的302相同的时间位置，从而使得在高频脉冲位置处的 低频振幅当前为-p0。由于在公式(9)中的非线性散射参数在所增加的 压力±p0中为线性的，所以来自图3b中高频脉冲304的非线性散射 信号具有与来自图3a中高频脉冲302的非线性散射相反的符号。同 时，如公式(2)所给出的，来自组织的高频散射的线性分量不受低频 脉冲的影响。
由于由公式(6)所示压力造成的传播速度的非线性变化，高频脉 冲的传播速度将在图3a和b的脉冲之间进行变化，为Δc/c0a＝2βnaκ0ap0。 因此，来自高频脉冲的反向散射信号对于低频脉冲的正负极而进行时 间偏移。对于软组织的传播速度c0a具有平均值～1.54mm/μsec。在范 围r中来自散射体的反向散射信号的时间滞后为：
t(r)＝t0(r)+τ(r)
$t_0\left(r\right)=2\underset{0}{\overset{r}{\int }}\frac{\mathrm{ds}}{c_{0a}\left(s\right)}$ $\tau \left(r\right)=-\underset{0}{\overset{r}{\int }}\mathrm{ds}\frac{{\beta }_{\mathrm{na}}\left(s\right){\kappa }_{0a}\left(s\right)p_0\left(s\right)}{c_{0a}\left(s\right)}---\left(10\right)$
其中，s是沿着波束轴的距离，t0( r)是对于p0＝0的时间滞后，τ( r)是 由于低频脉冲对于高频脉冲的传播速度的非线性控制而造成的所加 入的非线性传播时间滞后，p0(s)是作为深度的函数的在高频脉冲位置 处的低频脉冲振幅。以下，我们将τ( r)称为“非线性传播时间滞后”， 或“非线性传播延迟”。如联系图1b所述，高频脉冲还具有累积的自 身失真，其增加了对于特定距离的高频脉冲的谐波带宽，随后由于在 更深范围中对高频脉冲的吸收而降低。由于低频带脉冲的低频率 (～0.1-1MHz)，由低频脉冲所造成的非线性传播滞后在更大深度上将 更加明显。在t0( r)中的因数2来自向外去的发送脉冲的传播时间滞后 和反向散射脉冲的时间滞后的总和。低频分量将仅具有足够高振幅来 影响外向去的脉冲的传播速度，因此在τ( r)中没有该因数2。当对向 外去的脉冲进行非线性时间滞后控制时，这种时间滞后控制对于散射 信号在所有方向上，也在前向方向上都相同，该控制是对于联系图9 所示的前向传播速度的控制。
当高频分量和低频分量的相位关系实际上沿着波束恒定时，如图 4所示，这种时间偏移将随着局部空间平均值βnaκa而单调改变，其中， 401示出τ+(r)，在此高频脉冲位于低频脉冲的正峰脊上，402示出 τ_(r)，在此高频脉冲位于低频脉冲的负谷底。如403所示，τΣ(r)是 在两个脉冲之间的差值延迟。
对于p0～1MPa的低频脉冲振幅，我们得到Δc/c0a＝βnaκ0ap0～2·10-3， 其是对于范围R＝300λl＝300c0aTl的，其中Tl＝1/fl是高频脉冲的周期， 我们从公式(10)得到最大到～0.6Tl的增加的时间滞后τ(R)，即在高频 带中心频率处接近于周期。我们应注意的是，在图3中的正负低频脉 冲的非线性传播滞后之间的差值是该值的两倍。因此，即使p0的较 低振幅下降到例如p0～50kPa，仍然能够可根据公式(10)获得相当大的 非线性传播延迟，其必须被补偿，以如下所述地充分提取非线性散射 信号。采用传输计算机线断层摄影成像，我们仅有一种方法来传播并 使得在在散射过程中没有信号降低，这允许采用传播计算机线断层摄 影的至少两个图像范围，因此还允许使得非线性传播延迟的末端大小 变为两倍，对此我们返回参考图9。
现在我们来描述根据本发明的第二种方法，本发明如何通过由低 频脉冲对高频脉冲的组织的散射和传输参数的非线性控制来建立图 像信号。我们首先检测使用反向散射成像的情形，用xk(t)表示所接 的来自序号k的发送脉冲的反向散射信号，在图5中给出了例子。时 间t反映了散射的深度并表示快时间，而脉冲数量坐标k采样在组织 中的较慢变化，其被称为慢时间坐标。沿着慢时间坐标的采样速率是 脉冲重复频率fprf＝1/Tprf，其中，Tprf是发送脉冲之间的时间间隔，通 常将其选择为比时间Tmax～300Tl稍微长一些，Tmax～300Tl是从最深图 像范围滞后Tmax中收集散射信号所必需的。该图示意性地示出了作为 快时间的函数的5个慢时间样本501-505信号的所接收信号。所述信 号由于如下的影响而根据慢速时间坐标进行变化：
-低频率脉冲p0k中的变化，其是k的函数。在根据本发明的一 些情况中，低频脉冲的振幅是p0k～(-1)k。这给出了由于具有慢时间 频率fprf/2的非线性散射和传播所造成的对于固定时间t的慢时间坐标 中的所接收数据的变化，如下面所描述的。
-在高频波束的范围方向上，散射体和传感器阵列之间的移动。 这造成了在对于固定时间t的慢时间坐标中的所接收数据的多普勒频 移。
-在波束的横向方向上，散射体和传感器阵列之间的移动。例如 这个现象存在于例如使用超声波束的横向机械方向扫描或者心壁的 移动，并造成沿慢时间坐标的信号的频率展宽。
在低频脉冲在发送脉冲之间转换极性，即p0k(-1)k，以及散射体 正在移动的情况下，高频率信号xk(t)的反向散射一阶谐波频带的数 学模型可以写成如下形式：
${\hat{x}}_k\left(t\right)==\{u_{1k}(t-{(-1)}^k\tau \left(t\right))+{(-1)}^k{u}_{\mathrm{nk}}(t-{(-1)}^k\tau \left(t\right))\}{e}^{i{\omega }_{1}t+i{\omega }_d{T}_{\mathrm{prf}}k-i{\omega }_1\tau \left(t\right){(-1)}^k}$
(11)
在此，ωd＝-2ωlvr/c0是散射体的平均多普勒频移，其中散射体以平均 径向速度vr沿着波束在每个范围细胞中远离传感器。ulk(t)是线性反 向散射的散射信号的复合包络，unk(t)是具有低频脉冲的正振幅p0的 来自序号为k的高频脉冲的非线性反向散射信号的复合包络。这些包 络随着脉冲数量坐标k而变化，这是因为散射体和波束彼此相对移 动，并且在范围细胞内的散射体以不同的速度移动，两种情况都造成 在慢时间坐标中的信号频率展宽。τ(t)是非线性传播滞后，其是低频 脉冲的正振幅的快范围-时间坐标的函数。为了简单起见，我们使用 了所接收信号的解析形式 其中，物理的无线频率超声信号为 $x_k\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{{\hat{x}}_k\left(t\right)\right\}.$ 该解析信号可以从物理信号中获得 ${\hat{x}}_k\left(t\right)=x_k\left(t\right)+\mathrm{iH}\left\{x_k\left(t\right)\right\}={\tilde{x}}_k\left(t\right)\exp \left\{i{\omega }_{1}t\right\}$ ，其中H{}表示信号的希耳伯特 变换， 是信号的复合包络。
二次谐波频带可以采用与公式(11)类似的公式表示，其中，角频 率是2ω1，多普勒频率是2ωd，非线性散射信号非常低因此除了来自 微气泡的散射之外都可以忽略。二次谐波频带具有受到抑制的脉冲混 响噪声，这可以帮助估计非线性传播延迟，关于这点我们返回参考公 式(21)。
与包络的延迟转换t-(-1)kτ(t)相比，随着相位转换(-1)kωlτ(t)，非 线性延迟的在脉冲之间的转换(-1)kτ(t)对相位有很强的影响，这是因 为信号的带宽是受限的。为了使得包络上的延迟转换效果形象化，我 们将包络分解为在t周围的偶函数和奇函数，这样使得我们可以把所 接收信号的复包络表示如下：
${\tilde{x}}_k\left(t\right)=\{(u_{1k}^e(t,\tau \left(t\right))-u_{\mathrm{nk}}^o(t,\tau \left(t\right)))+{(-1)}^k(u_{\mathrm{nk}}^e(t,\tau \left(t\right))-u_{1k}^o(t,\tau \left(t\right)))\}{e}^{i{\omega }_d{T}_{\mathrm{prf}}k-i{\omega }_1\tau \left(t\right){(-1)}^k}$
(12)
$u_{\mathrm{qk}}^e(t,\tau )=\frac{1}{2}\{u_{\mathrm{qk}}(t+\tau )+u_{\mathrm{qk}}(t-\tau )\}$          q＝1，n
$u_{\mathrm{qk}}^o(t,\tau )=\frac{1}{2}\{u_{\mathrm{qk}}(t+\tau )-u_{\mathrm{qk}}(t-\tau )\}$
在此，上标e表示时间t周围τ内的偶分量，o表示时间t周围τ内 的奇分量。偶数分量是指不随τ的符号变化而改变的部分，而奇分 量则随着τ的符号变化而改变符号。我们表示为(-1)k＝exp{iπk}＝ exp{ikTprfωprf/2}，其中，ωprf＝2π/Tprf是角度脉冲重复频率，因此是在 慢时间坐标中的角度采样频率。引入这个表达式我们可以进一步把 公式(12)变成：


(13)
对于固定快时间t，信号是在包含有4个分量(频率线)的慢时间 坐标k中，如图6a中所示，在此，601示出以平均多普勒频移ωd为 中心的频率线A：(uelk-uonk)cosωlτ(t)exp{iωdTprfk}，602示出以ωd+ωprf/2 为中心的频率线B：-i(uelk-uonk)sinωlτ(t)exp{i(ωd+ωprf/2)Tprfk}，603示 出以ωd+ωprf/2为中心的频率线C：(uenk-uo1k)cosωlτ(t)exp{i(ωd+ωprf /2)Tprfk}，604示出了以ωd为中心的频率线D：-i(uenk-uolk)sinωlτ(t) exp{iωdTprfk}。
这些线是通过将具有非线性传播延迟的在脉冲之间的转换 (-1)kω(t)的线性和非线性散射进行混合来产生的。在没有非线性延迟 转换，也就是τ＝0的情况中，奇数分量变成零而偶分量等于初始包络。 线602和604消失并且所有的线性散射能量都包含在以ωd为中心的 线601中，而非线性散射能量都包含在以ωd+ωprf/2为中心的线603 中。
非线性传播延迟转换的影响在信号的相位中是最强的，这是因为 有限的信号带宽，在此，其产生一个混合有频移ωprf/2的频率。由于 其通过线性散射的包络的奇分量uolk(t)和非线性散射的包络的奇分 量uonk(t)而参与到包络t-(-1)kτ(t)中，因此其还产生一个混合有频移 ωprf/2的频率，而包络延迟转换对于包络的偶分量不造成频移影响。 相位中的延迟偏移造成部分线性散射能量从以ωd为中心移动到以 ωd+ωprf/2为中心的线602，其是由偶分量uelk表示的。在相位和包络 中的组合转换将部分能量从以ωd为中心移动到以ωd+ωprf/2为中心， 然后回到以ωd为中心作为奇分量uolk所表示的线604的一部分。类 似的，非线性延迟转换通过相位的转换，把部分非线性散射能量从线 603移动到线604，并由偶分量uonk表示，而在相位和包络中的组合 转换将部分能量从以ωd+ωprf/2为中心移动到以ωd为中心，然后回到 以ωd+ωprf/2为中心作为奇分量uonk所表示的602线的一部分。
我们注意到随着τ的增加，线601的振幅下降～cosωlτ(t)，而线 602的振幅增加～sinωlτ(t)并在ωlτ(t)＝π/2处变成最大，而在该处线601 为零。这意味着绝大部分线性散射能量由于相位的延迟转换而从以ωd 为中心移动到以ωd+ωprf/2为中心，但一些线性散射能量混合回以ωd 为中心作为通过ulk(t)的奇分量线604的部分。同样的效果在非线性 散射中也存在，其中，随着τ的增加线603的振幅下降～cosωlτ(t)，而 线604的振幅增加～sinωlτ(t)并在ωlτ(t)＝π/2处变成最大，而在该处线 603为零。绝大部分非线性散射能量由于相位的延迟转换而从以 ωd+ωprf/2为中心移动到以ωd为中心，但一些非线性能量混合回以 ωd+ωprf/2为中心作为通过unk(t)的奇分量的线602的一部分。
如果范围细胞也能覆盖流动的血液，那么血液造成的线性散射会 产生额外的并且通常更宽的频谱，在此能量会在605和606之间划分， 其中605具有初始多普勒频移ωd＝-2ωlvr/c，vr表示扩展血流速度，606 具有频率ωd+ωprf/2。血液信号与非线性传播延迟中的转换的混合遵循 与在601和602中的组织组织造成的线性散射相同的规律。然而，血 液造成的非线性散射非常微弱以至于会消失在噪声中。
在公式(11-13)中的信号模型仅仅包括第一阶散射信号，其中，向 外去的高频脉冲跟随着低频脉冲。采用向外去的高频脉冲的多散射 (也称为混响)，从这个模型中我们得到对多散射信号的一些修正。低 频散射脉冲的振幅是低的，因此它对于散射高频脉冲的传播速度的非 线性延迟影响(公式6，10)可以忽略。这对于在体壁中的向外去的脉冲 的混响来说尤其重要，在此，图7a显示了变频器阵列701和体壁反 射器的示例结构。702显示了在阵列前面的强反射器。发送脉冲沿着 703所指示的路径，其中，在反射器702上的第一撞击时的脉冲部分 地按照704发送，部分地按照705反射。所反射脉冲再次被变频器表 面或者其他强反射器反射，产生被反射脉冲706，其再次被部分地发 送和部分地反射，并一直持续。
对于正低频脉冲，在图7b中的708示出了来自更深的反射器707 的被反射原始脉冲，对于负低频脉冲则由709示出，在此，这些脉冲 具有由在公式(10)中的非线性传播延迟中的变化造成的延迟差异。对 于正低频脉冲，来自反射器702的二次反射脉冲示出为710。当在702 上的第一次反射时，脉冲振幅下降，与前向传播脉冲相比，低频脉冲 振幅的下降很大程度上减小了公式(10)的时间滞后控制。对于负低频 脉冲，来自702的二次反射脉冲将因此在来自710的延迟中具有很小 的差异，因此该二次反射脉冲在图中表示为覆盖710的711。因此， 体壁中向外去的脉冲的脉冲混响将是以ω＝0为中心的频率线，如图 6a中的点线607所示，在此，在ωprf/2附近的延迟混合线在振幅上是 很低的。
现在我们要描述和讨论如何能够从所传播和散射的超声信号中 提取几个新的图像参数，以形成组织、血液和散射体的速度的新的改 善的超声图像。参数提取可以根据所接收信号序列xk(t)进行例证。
根据本发明所提取的第一图像信号是基于通过在ωprf/2附近的慢 时间域中对所接收序列进行带通滤波(例如在图6a中的带通滤波器 610所示的)而获得的经过混响校正的散射信号。该滤波器很大地削 弱了混响线607并提取线602和603，在此，线性散射分量高度控制 在这两条线中的非线性散射分量。在用于削弱低频慢时间分量同时使 得在一个频带中的慢时间分量通过的滤波器中把所接收的高频信号 进行合并，如同多普勒图像处理所做的，就能够得到一组经过混响校 正的线性散射信号：
${\tilde{z}}_{1k}\left(t\right)=-\{u_{1k}^o(t,\tau \left(t\right))\cos {\omega }_1\tau \left(t\right)+i{u}_{1k}^e(t,\tau \left(t\right))\sin {\omega }_1\tau \left(t\right)\}{e}^{i({\omega }_d+{\omega }_{\mathrm{prf}}/2)T_{\mathrm{prf}}k}$
(14)
这些信号的振幅随着τ单调递增。通过选择低频率区域的适当频 率(例如ω0～ωl/10)，低频率区域的吸收衰减将在图像范围内非常低， 在不同的组织和个体中变化很小。因此，我们能够设计低频率区域和 脉冲振幅，使得我们得到如图4的τ(t)的单调递增，以得到针对经过 混响校正的线性散射的单调递增的深度变化的处理增益函数，如图 7c中的711所示。设计低频率区域，使得ωlτ(Tmax)＝π/2，其中Tmax 是最大时间范围，我们在Tmax处接近该增益曲线的最大值。这个深度 变化的处理增益将与在超声成像设备中可用的受用户控制的深度变 化增益参与到一起，降低了在深度增益控制上对用户接口的需求。对 象(例如心肌)的移动能够造成与公式(14)中的分量一起通过滤波器的 多普勒频移。这可以是一个优点，即静态体壁脉冲混响噪声很大程度 上削弱，该移动帮助来自对象结构的第一阶信号通过滤波器，从而改 善了图像，例如心脏的上端区域的图像。
滤波器输出将包含线602和603的非线性散射分量：
${\tilde{z}}_{\mathrm{nk}}\left(t\right)=\{u_{\mathrm{nk}}^e(t,\tau \left(t\right))\cos {\omega }_1\tau \left(t\right)+i{u}_{\mathrm{nk}}^o(t,\tau \left(t\right))\sin {\omega }_1\tau \left(t\right)\}{e}^{i({\omega }_d+{\omega }_{\mathrm{prf}}/2)T_{\mathrm{prf}}k}$
(15)
其在τ＝0时为最大，并且随着τ增加而随深度而递减。然而，公式(15) 中的非线性散射信号分量与公式(14)中的线性散射信号分量相比是 可以忽略的。
在带通滤波器之后的信号能够根据已知方法进行进一步的多普 勒处理，来产生散射体速度的多普勒频谱和径向多普勒图像线，因此 在此通过波束的横向扫描就会产生完整的2D或3D图像。该方法对 于心肌移动和机械应变的多普勒估计尤其有用，因为混响噪声很强地 干扰这些估计。对于血液流速测量，应该注意，在ωprf/2周围存在公 式(14)中的组织杂波信号，为了抑制该组织杂波以便估计血液信号， 可以使用在ωprf/2附近的在慢时间中的带阻滤波器，或者可以将信号 从ωprf/2频率混合到ω＝0，并在估计血液信号的多普勒频率之前使用 标准高通杂波滤波器。
对于每个k可使用稍微不同而且交叠的波束方向，例如使用采用 环形阵列的波束的连续扫描获得的波束方向。然后，也可以使用IIR 滤波器进行慢时间滤波(带通、低通、高通)，在此在公式(75)中示出 了用于类似处理的低通滤波器。
根据本发明的第一信号用于对于脉冲混响得到抑制的线性反向 散射的强度的径向图像线，该信号可以作为公式(14)的 中的一个 的包络，或者作为几个k的 的平均包络来获得。也可以形成一 组所接收高频信号xk(t)的线性组合，例如类似于不具有延迟校正的公 式(19)，该组合削弱ω＝0附近的慢时间频率分量同时使得在ωprf/2附 近的慢时间频率分量通过，以产生信号zl(t)作为由波束方向所确定的 径向图像线的经过混响校正的线性散射信号，并形成包络al(r)为：
$a_1\left(r\right)=\mathrm{Env}\left\{z_1(2r/c)\right\}$ $z_1\left(t\right)=\underset{k}{\Sigma }{\left(\mathrm{-1}\right)}^k{h}_k{x}_k\left(t\right)---\left(16\right)$
其中，Env{}是包络操作符，r＝ct/2是沿波束的深度范围，zl(t)的公式 是如公式(19)中的示例性的带通组合。然后通过波束的横向扫描获得 完整的2D和3D图像。
通过压力对非线性传播速度控制的累积延迟影响降低了脉冲混 响，该影响与形成在谐波成像中使用的前向传播脉冲中的谐波失真的 影响相同。然而，使用本方法，低频脉冲造成非线性传播，所述低频 脉冲具有非常低的吸收，使得该方法的敏感度与一次谐波成像相似。 这允许使用比二次谐波成像更高的成像频率并具有改善的分辨率，尤 其是允许在像肝脏、肾脏和乳房等的密集对象中的深度范围内进行更 好的成像。
由于采用该方法的发送波束是一次谐波波束，因此用该方法更加 容易得到比二次谐波发送波束更宽的发送波束。这就允许使用更多的 平行接收波束来增加3D超声成像的帧速率。
为了从线性散射分量中分出非线性散射分量，必须对所接收信号 进行延迟校正(时移补偿)，从而使得转换非线性传播延迟的频移混合 对于线性信号而消失，并且线602消失，只留下在ωprf/2附近频带中 的非线性散射线603。延迟校正将依赖于与高频脉冲相关的低频脉冲 的振幅和/或相位，并且也根据公式(10)随深度而变化，如图4中例证 的那样。
根据本发明的一个方面，可以通过使得以下公式中的能量最大化 来估计延迟校正τk(t)：

通常没有参考信号，所以为了决定延迟校正，必须使用其中的一 个信号作为参考，在此，该信号的延迟校正就变成零。因此我们仅仅 能够按照下面讨论的方法决定K-1个独立延迟校正。总和代表了使用 以下频率传递函数的在慢时间域中的低通滤波器。
$H_1\left(\omega \right)=e^{i(K-1)\mathrm{\pi \omega }/{\omega }_{\mathrm{prf}}}\frac{\sin \mathrm{K\pi \omega }/{\omega }_{\mathrm{prf}}}{\sin {\mathrm{\pi \omega }/\omega }_{\mathrm{prf}}}---\left(18\right)$
可以使用低通滤波器的其他变体，例如图6b中的611所示。这 是例如通过将权重wk引入到公式17的总和中而获得的，为FIR滤波， 但是也能够使用IIR滤波器，尤其是采用根据已有方法的采用环形阵 列得到的波束的连续扫描。
延迟校正τk(t)引入频率混合，所述频率混合把全部线性散射能量 移至图6b中的以ω＝0为中心的线621，这是因为在公式(17)中的延迟 校正也去掉了如下所述的多普勒偏移ωd。延迟校正的频率混合还把 非线性散射能量移至以ω＝ωprf/2为中心的线622。
因此，非线性散射信号可以在延迟校正后得到：

在此，总和表示ωprf/2附近的带通滤波器，其例如在hk(t)＝1是采用 如下形式：
$H_n\left(\omega \right)=e^{i(K-1)\mathrm{\pi \omega }/{\omega }_{\mathrm{prf}}}\frac{\sin \mathrm{K\pi \omega }/{\omega }_{\mathrm{prf}}}{\cos \mathrm{\pi \omega }{/\omega }_{\mathrm{prf}}}---\left(20\right)$
在此，hk(t)的其他值造成对这个滤波器的修正，例如对于图6b中610 所示的滤波器。
公式(17，19)中的线性组合给出了在慢时间域中的一个信号输 出，在此，对于本领域技术人员清楚的是，将该公式作为FIR或者IIR 滤波器进行修改，其在慢时间域中产生一组输出信号，这与参考公式 (14，16)所讨论的情况类似。这些慢时间域中的信号组用于在慢时间 域中对信号进行进一步多普勒处理，以根据已有方法来形成组织和血 液的多普勒速度或应变图像。
为了估计延迟校正，我们可以根据本发明的一个实施例，把接收 到的时间/深度间隔T划分成更短的时间间隔{Ti，i＝1，...，I}，其可以交 叠，从而使得T≤∑iTi，并且我们分别估计每个间隔Ti的最优延迟校 正。则Ti中的能量zl(t)就可以按照如下函数给出：

(21)

并且，通过使得Jli相对于τip最大化来估计延迟校正，最大化过程的 示例如下给出。
图1中联系公式(6)所述的高频脉冲的非线性自失真，造成了随 着传播距离的一次谐波高频带中的谐波下变换。这个下变换对于负 p0而言比正p0有细微不同，造成对于正负p0而言，来自组织的线性 散射的一次谐波高频信号的振幅有着细微不同。而且，发送放大器中 的不精确使得难以准确地发送指定振幅，导致在所接收信号中的振幅 不准确。对于公式(19)中的线性散射高频信号的改进抑制，我们可以 让hk随着k而变化，这样znc(t)中的能量将在每个间隔Ti上被最小化。 该hk可以在信号的延迟校正之后通过相对于hk在每个间隔中使得 znc(t)中的能量最小化来得到。这就降低到最小化以下公式：

(22)

在公式(53-56)中给出的最小化过程的示例。当低频脉冲的振幅和/或 极性和/或相位和/或频率在发送脉冲之间变化时，hk中的变化也关注 着高频分量的发送振幅中的变化。然后，通过最大化Jli来有效地获 得延迟τip，而通过最小化Jni来获得该hk。
Jli的最大化估计了每个间隔Ti的平均延迟校正。对于根据公式 (17)的最佳校正，应该把这些延迟估计分配给在相应间隔Ti内的点上， 并在这些选定点之间的快时间t的每个样本点上产生插值的延迟校正 估计τk(t)。例如，这些选定点可以是间隔的中心或者是在相应间隔中 所接收信号中的能量的重力点，或者类似。可以使用几种插值方法， 比如线性插值、任何程度的样条插值和傅立叶插值。
在图6a中的线605和606中的来自血液的线性散射信号将采用 与来自组织的线性散射信号相同的方式，在延迟校正过程中移至图 6b中的623，之后可以根据已知的多普勒处理方法对其进行处理。对 于607中的混响信号，延迟校正的频率混合造成能量扩展到以-ωd为 中心的线624和以ωprf/2-ωd为中心的线625。
由于在公式(21)中的Jli的最大化，在对非线性传播延迟的校正的 估计中，混响噪声将引入误差，并且延迟校正的频移混合将在延迟校 正(线625)之后在与非线性散射相同的慢时间频带中引进混响噪声， 因此在例如根据公式(19)的非线性散射信号估计中引入噪声。因此， 在以下公式(24-30)中所述的图像信号将比根据公式(14，16)的图像信 号更多地受到混响噪声的影响。正如联系图2所讨论的，所接收高频 信号的二次谐波分量将具有对混响噪声的充分抑制。由于强混响噪 声，有利的是，使用在公式(21)中的反向散射信号的二次谐波分量进 行非线性传播延迟的估计，然后再对一次谐波分量进行延迟校正来如 上述一样估计非线性散射信号。在US专利6,485,423和US专利 6,905,465中描述的方法可以与本发明结合使用，来减少在非线性延 迟估计中的脉冲混响的影响。
下面，我们将根据本发明的第三种方法，公式(40-42)，和第四方 法，公式(43-46)，其中，在传播延迟的估计中直接抑止脉冲混响噪声 的影响。在我们讨论这些方法之前，我们应该看一下我们是如何利用 本发明的第2-4种方法来提取多个图像参数的。
如公式(17)中所表示的采用Z1c的J1i的最大化引入了对于在间隔 Ti内由于对象/传感器的位移所造成的非线性传播时间滞后和平均多 普勒时间滞后的延迟校正。其原因是公式(17，18)中的总和滤波器具有 慢时间频率响应，该响应在ω＝0时最大，并且当所有的线性能量都 移动到以ω＝0为中心时得到J1i的最大值。采用具有在ω＝0附近的扁 平响应和在ωprf/2附近具有强衰减的慢时间低通滤波器，可以得到J1i 的最大值，其只产生非线性传播延迟，其中，线602和603的线性散 射能量移至滤波器通带，并且不需要对多普勒延迟的校正。然而，这 样一个滤波器很难做到具有用于每个径向图像线的有限数量的慢时 间脉冲，因此我们通过使用在ω＝0具有受限的最大值的低通滤波器 来得到最鲁棒的估计。然后，延迟校正估计将总传播延迟表示为对象 散射体与传感器之间的相对运动的非线性传播延迟和平均多普勒位 移延迟(或多普勒延迟)的总和。
如联系公式(17)所述，我们可以估计K-1个非线性传播延迟，也 就是比信号数量少一个。采用3个或更多的信号，针对公式(11-13) 中所建模的信号的延迟校正的准确估计和在ω＝0处具有最大频率响 应的滤波器则给出了没有误差的延迟校正作为总传播延迟，其是非线 性传播延迟和多普勒延迟的总和。
τk(t)＝(-1)kτ(t)+2vr(t)Tprfk/c＝(-1)kτ(t)+kτd    (23) 其中，τd＝2vr(t)Tprf/c是由于在发送脉冲复合体之间的径向散射体移 位2vr.(t)Tprf造成的多普勒位移延迟。多普勒相移和多普勒频率可以写 为：
dk(t)＝-ωl(τk(t)+τk-1(t))/2＝-(2k-l)ωlτd/2     a)
                                                      (24)
ωdk(t)＝{dk(t)-d，k-1(t)}/Tprf＝-ωlτd/Tprf＝-2ωlvr(t)/c  b)
该多普勒估计可以用于确定组织(例如心肌)的径向位移(来自 在公式(24a)中的相位)和速度(来自公式(24b)中的角频率)，以及作为 径向位移的径向梯度和散射体速度的径向应变和应变率。为了估计例 如血液或其他体液的杂波噪声中的散射体的多普勒频移，如图12所 述的和根据现有技术中已知的，在多普勒估计之前首先使用杂波高通 滤波器。对于沿着径向波束方向的散射体的机械应变的估计从可以沿 着快时间的dk(t)的微分中获得。类似地，可以从沿着快时间的ωdk(t) 的微分中获得对散射体的径向机械应变率的估计。
非线性传播延迟表示如下：
τ(t)＝{τk(t)-τk-1(t)}/2(-1)k-τd/2(-1)k    (25)
由于τik的估计包含误差，因此能够通过在相邻的k上对公式 (24，25)进行平均来降低估计误差。随着散射体的横向移动或超声波束 的快速机械扫描，由于在脉冲之间，在波束中的组织物质的交换造成 对于k会有τi，k的固有变化，在此，应该将脉冲数量(k)限制到平均值 以上。
因为由于低频率脉冲的低吸收，p0(r)可以从事前的测量中确定， 因此能够从非线性传播延迟中估计第一定量非线性成像参数，其表示 物质的非线性前向传播属性。在相邻间隔Ti之间的延迟校正中的增 量表示非线性前向传播参数，其可以写为：
$\delta {\tau }_{i,k}={\tau }_{i,k}-{\tau }_{i-1,k}=-\frac{T_i}{2}{\beta }_{\mathrm{nia}}{\kappa }_{\mathrm{ia}}{p}_{0\mathrm{ik}}---\left(26\right)$
其中，βnia和κia是在与Ti相对应的范围间隔上的空间平均值，p0ik是 在与序号k的发送脉冲相对应的相同范围间隔中的低频分量的平均 振幅。则能够从公式(26)中获得第一定量非线性图像参数/信号(非线 性传播图像参数)：
$n{p}_i=-\frac{2\delta {\tau }_{\mathrm{ni},k}}{T_i{p}_{0\mathrm{ik}}}={\beta }_{\mathrm{nia}}{\kappa }_{\mathrm{ia}}---\left(27\right)$
根据本发明的用于成像的第二信号是公式(19)的非线性散射信 号znc(2r/c)的包络anc(r)。该包络与物质中的非线性散射参数有关：
$a_{\mathrm{nc}}\left(r\right)=\mathrm{Env}\left\{z_{\mathrm{nc}}(2r/c)\right\}~k_1^2{\upsilon }_n\left(r\right)p_0\left(r\right)G\left(r\right)\exp \{-2f_1\underset{0}{\overset{r}{\int }}\mathrm{ds\mu }\left(s\right)\}---\left(28\right)$
在此，如联系公式(2，9)所讨论的在2kl附近对υn(r)进行带通滤波，并 将其与在对于范围r的高频波束曲线上的低频脉冲的振幅p0一起进行 横向平均。指数项描述了组织中的高频超声脉冲的吸收衰减，并且通 过在超声设备中的用户可调的时间/深度增益补偿G(r)来对该指数项 进行补偿。
通过与延迟校正后的线性散射信号包络，即公式(17)的zlc(t)，进 行比较就会得到吸收因子，其与组织中的线性散射参数和超声吸收相 关，为：
$a_{1c}\left(r\right)=\mathrm{Env}\left\{z_{1c}(2r/c)\right\}~k_1^2{\upsilon }_1\left(r\right)G\left(r\right)\exp \{-2f_1\underset{0}{\overset{r}{\int }}\mathrm{ds\mu }\left(s\right)\}---\left(29\right)$
在此，在2kl附近对υl(r)进行带通滤波，并如上所述的，在对于范围 r的高频曲线上对其进行横向平均。
当p0(r)已知时，例如通过如上所述的计算和测量来得到，我们能 够将在公式(28，29)中的信号合并，来获得组织的第二定量非线性图像 参数信号，即定量非线性散射参数/信号：
$\mathrm{ns}\left(r\right)=\frac{a_{\mathrm{nc}}\left(r\right)}{a_{1c}\left(r\right)p_0\left(r\right)}=\frac{{\upsilon }_n\left(r\right)}{{\upsilon }_1\left(r\right)}---\left(30\right)$
这个调节后的时移则带有在局部间隔Ti上进行平均后的传播信 息βniaκia，而非线性散射信号znc(t)带有在Ti间隔内的βnκ中的局部 空间波动的信息。也可以使用沿着快时间将τik插值到τk(t)的插值结 果，并让公式(26，27)表示沿着快时间样本的差别，来得到非线性图像 参数npi的更加平滑的形式np(t)。类似的，可以把npi的值分配给在 间隔Ti内的点并对在这些点之间的值进行插值以呈现图像，这与上 面描述的传播延迟的插值相类似。
联系图2和公式(14)所述的降低脉冲混响的方法可以与对波前象 差的校正进行估计的方法(例如在美国专利6,485,423，美国专利 6,905,465和美国专利申请10/894387中所描述的方法)结合使用，以 减小混响噪声对象差校正估计的破坏性效果。对于象差校正，可以使 用具有2维元件分布的超声传感器阵列，并且在波束形成器中最终求 和之前，对每个元件的信号进行校正，或者在很多情况下，可以将来 自相邻元件的信号合并为子孔径信号，在此，在最终波束求和之前对 子孔径信号进行象差校正，而不是直接对单个元件信号进行校正。当 在象差校正的估计之前对所有元件(或者子孔径)进行脉冲混响噪声 抑制时，得到象差校正的估计的最佳结果，但是也可以对求和后的波 束信号进行脉冲混响噪声抑制，这是因为在元件信号与求和后的波束 信号之间的相互关系中的脉冲混响效果降低了，如在所引用的专利中 所述。
将超声传播速度的空间变化写成c0a( r)＝c0+Δc0a( r)，在此c0是在根 据同类物质的假设计算波束形成器延迟时所假设的恒定传播速度 (～1.54mm/μsec)，我们可以将波前象差延迟近似为：
${\tau }_{\mathrm{ab}}\left(\underset{‾}{r}\right)=-\underset{\Gamma (\underset{‾}{r},{\underset{‾}{r}}_f)}{\int }\frac{\mathrm{ds}}{c_0}\frac{\Delta c_{0a}\left(\underset{‾}{s}\right)}{c_0}---\left(31\right)$
在此， r是实际元件或子孔径的阵列表面上的元件位置向量， rf是波 束焦点的位置向量，Г( r， rf)是从元件中心 r到焦点 rf的放射路径。在 物质之间的质量密度和压缩率之间变化具有强相关性，其根据公式(3) 暗示了压缩率的变化和传播速度的变化之间的相互关系为：
$\frac{\Delta c_{0a}\left(\underset{‾}{s}\right)}{c_0}\approx -{\beta }_c({\beta }_{\mathrm{na}}\left(\underset{‾}{s}\right){\kappa }_{0a}\left(\underset{‾}{s}\right)-{\beta }_{n0}{\kappa }_0)=-{\beta }_c(n{p}_i\left(\underset{‾}{r}\right)-n{p}_{\mathrm{avg}})---\left(32\right)$
在此βc是通过试验确定的比例常数，我们注意到βnaκa＝np是公式(27) 中的定量非线性传播参数，该参数是对于由阵列表面上的位置 r所定 义的每个元件或子孔径信号而进行估计的。βn0κ0和npavg是所有元件 和延迟间隔的空间平均参数。将该表达式插入到公式(31)中，我们得 到象差校正的近似估计：
${\tau }_{\mathrm{ab}}\left(\underset{‾}{r}\right)\approx \frac{1}{c_0}{\Sigma }_i({\mathrm{np}}_i\left(\underset{‾}{r}\right)-{\mathrm{np}}_{\mathrm{avg}})---\left(33\right)$
该最后总和是与 r不相关的。该估计也用作对于以上引用的专利和专 利申请中所给出的过程的初始估计。
npi( r)随 r的变化主要是由通过体壁的传播所造成的，并且τab( r) 随着元件或子孔径位置 r而进行的变化造成了象差，因此可以通过对 公式(33)中的仅仅轻微通过体壁的间隔i求和来获得良好的结果。在 这个临近域区域中，可以将低频域设计为使得p0( s)对每个元件而言在 体壁中近似恒定，从而能够将其从公式(10)中的对τ( r)的积分中取出 来。这样我们看到，我们能够将象差校正延迟直接与通过体壁的非线 性传播延迟关联起来，并在所有元件上减去τ( t)的空间平均值，τavg， 即
${\tau }_{\mathrm{ab}}\left(\underset{‾}{r}\right)\approx -\frac{{\beta }_c}{p_{\mathrm{avg}}\left(\underset{‾}{r}\right)}(\tau \left(\underset{‾}{r}\right)-{\tau }_{\mathrm{avg}})$
                                                (34)
$\tau \left(\underset{‾}{r}\right)=-\underset{\Gamma (\underset{‾}{r},R_b)}{\int }\frac{\mathrm{ds}}{c_{0a}\left(\underset{‾}{s}\right)}{\beta }_{\mathrm{na}}\left(\underset{‾}{s}\right){\kappa }_{0a}\left(\underset{‾}{s}\right)p_0\left(\underset{‾}{s}\right)$
在此，pavg( r)是沿着从元件位置 r通过具有厚度 Rb的体壁的传播路 径Г( r，Rb)的低频域p0( s)的空间平均。
非线性参数βn像压缩率κ那样对于硬物质变得很低。因此，尤 其是在软组织和硬组织(例如带有高密度的结缔纤维分子、钙化或其 他高密度物质的组织)之间的交接面处，非线性散射就会变强。类似 地，在与诸如脂肪、泡沫细胞之类的更软物质的交接面处得到强非线 性散射，尤其是在组织中的微气泡的交接面处，在此非线性散射得到 进一步增强，如下所述。因此，非线性成像增强了这些结构的可视化。 因此，本发明对于可视化微组织中的微钙化是有用的，例如用于对乳 房和其他组织中的瘤进行成像，或者对采用现有超声成像方法很难可 视化的动脉粥样硬化斑块进行成像。而且，对于物质压缩率的较小的 引人注目的变化，由于顺应性(compliance)随着结缔组织的内生长 而下降或顺应性随着脂肪或泡沫细胞的内生长而增加，因此与现有成 像相比，采用这些方法所估计的非线性参数对于组织变化给出了图像 对比度的提高。公式(27，30)中的图像参数则允许对组织变化的定量评 价。
对于微气泡，或者是由于减压自动形成的微气泡，或者是注入到 对象中作为超声造影剂的微气泡，采用一个微分公式描述了气泡散射 动力，其提供了在入射波和散射波之间具有依赖于频率的相位滞后的 共振散射，这与来自组织的散射的情况相反，在来自组织的散射中该 相位滞后的频率变化非常低。低频脉冲控制微气泡直径(正p0为小直 径，负p0为大直径)，从而控制微气泡的共振频率。这除了控制散射 信号的振幅之外还控制了高频脉冲的散射信号的相位滞后。该控制对 于如在2004年5月21日申请的美国专利申请10/851,820中所述的在 微气泡共振频率附近的高频脉冲特别强。
例如根据公式(19)的经过校正的非线性信号znc(t)则包含几乎全 部的来自造影剂气泡的高频散射能量(线性和非线性分量)。因此，对 于包含微气泡的散射组织而言，与对这种气泡的成像的现有方法相 比，本发明通过从微气泡中提取出几乎全部的散射高频信号能量，尤 其是强大的线性分量而不只是非线性分量，来明显增加CNR(对比 噪声比)。对非线性传播延迟的低频脉冲转换的校正，提供了对于来 自组织的线性散射能量的抑制，得到大的CTR(对比组织比，Contrast to Tissue Ratio)。因此该方法将非线性前向传播效果从局部非线性散 射中分离出来，并通过对于来自微气泡的散射信号相位的频率变化的 局部控制来从微气泡中获得局部组织信号得到高度抑制的强局部信 号。
这与现有的造影剂成像方法不同，在现有方法中，非线性传播对 前向传播造成累积效果，该效果还增强了在检测过程中来自组织的线 性散射，因此该来自组织的线性信号屏蔽了来自微气泡的信号(以及 来自组织的非线性散射信号)。
当脉冲通过微气泡群时，这些气泡将对前向传播脉冲造成增加的 累积的非线性传播滞后，并在脉冲振幅中造成非线性变化，该现象增 加了对于非线性传播延迟和脉冲振幅中变化进行校正来获得对于在 该微气泡群之外的组织信号的良好抑制的需求。因此本发明与以上微 气泡成像方法相比具有很强的优势。例如，采用谐波成像，得到对于 通过微气泡群的脉冲的增加的累积的谐波失真，作为在来自该微气泡 群之外的组织的线性散射中的强谐波分量。例如，这能够提供由心肌 所造成的对于已经通过在心室中的造影剂群的脉冲的强谐振散射，屏 蔽了来自心肌中造影剂微气泡的散射信号。该影响能够在具有低灌注 或者没有灌注的心肌的区域中错误地指示血液灌注。使用本方法，通 过对非线性传播延迟的校正，将在心室中的微气泡群对于前向传播脉 冲的影响从来自心肌并通过该微气泡群的散射中去掉。本发明将局部 非线性散射从累积的非线性前向传播效果中分离出来，从而确保了对 于局部非线性散射的测量，这很大程度上避免了对在心肌中不存在的 微气泡的这种错误指示。
与非线性谐波成像方法相比，本发明可以使用一个更宽的宽带发 送脉冲，并因此实现更高的图像范围分辨率。此外，可以使用更高的 成像频率，与其他成像造影剂相比，造成在横向分辨率和范围分辨率 上的明显提高。与谐波成像方法相比，本发明的性能对成像脉冲的振 幅较为不敏感。连同所指示的对于所接收组织信号的抑制以及由此造 成的CTR的增加一起的是，本发明帮助了对于具有低机械瞄准标线 (MI)的单个造影剂气泡的高分辨率无破坏检测和成像。
超声造影剂的提高了的敏感度和高分辨率成像在对于微脉管中 的变化的成像中具有很强的潜力，例如对于瘤的新脉管源或瘤中的坏 疽或者在心肌中的血液灌注的降低的成像，在这些情况中，已经开发 了一些新的使用造影剂的流入时间的标准方法。在公式(27，30)中的定 量参数提供了对于组织中的造影剂密度的定量信息，并因此提供了对 于微脉管的相对容量的改进评估。通过破坏在一个区域中的造影剂气 泡并测量流入时间，我们能够根据已知原理获得通过组织的血液灌流 的定量数值。造影剂的高敏感性和高清晰度成像也可以用于在瘤外科 中对淋巴排泄进行跟踪以发现前哨淋巴结。
由于公式(27，30)给出了不依赖组织中的吸收的成像参数，因此可 以使用这些组织参数来描述组织的特征(比如脂肪含量)，尤其是基于 试验确定传播速度随着温度的局部变化。这可以用于采用疾病组织的 热治疗(例如高能超声聚焦(HIFU)，射频切除或低温理疗(cryo-surgery)) 来监视组织温度中的变化。温度可以从定量参数的变化中进行监视， 也可以从传播速度的变化中进行监视，其中，传播速度随着温度的变 化在图像到图像的反向散射信号之间引起时间滞后。时间滞后中的径 向梯度决定了局部温度。
由于高频脉冲的局部线性散射不受低频脉冲影响，这就暗示了除 了图3中所示出情况之外，发送脉冲的低频分量的振幅和/或相位和/ 或频率的变化可以在如上所述的对体壁脉冲混响进行抑制以获得具 有降低了的混响噪声的线性散射信号和对线性反向散射的抑制，以获 得非线性散射信号时具有类似结果。例如，图3b中的第二脉冲的低 频部分可能丢失，或者高频脉冲不必精确地位于低频脉冲的正顶峰上 或者负底槽上。这种灵活性很重要，因为两个频率脉冲之间的相位可 能由于传感器阵列的辐射表面对于低频分量和高频分量的衍射和位 移而随着沿波束的传播距离进行变化。
发送脉冲的低频带和高频带经常如此显著地分离，以至于宁愿使 用分离的传感器阵列来发送脉冲的两个频带。这些阵列可以制造为具 有不同共振频率的同心环，在此，来自阵列的波束自动交叠，或者阵 列可以相互依靠放置，并且波束倾斜交叉。
当我们使用用于低频分量和高频分量的两种不同阵列时，采用在 偏斜方向交叠的波束，在低频脉冲和高频脉冲之间的相位关系可以有 强空间依赖性，这取决于这两个径向阵列表面的位置布置和尺寸。根 据本发明的沿着z轴辐射的分离的低频和高频传感器阵列的示例安 排如图8a所示，在此，801示出了高频阵列，802示出了低频阵列， 该低频阵列包括在高频阵列的每个边上的两个部分。例如，该图可以 示出了通过线性阵列布置的横截面，在此，Y轴是上升方向，其垂直 于方位扫描平面，而方位扫描平面是与y-z平面垂直的x-z平面。该 图也示出了将z轴作为辐射轴的环形阵列布置的横截面，在此，801 示出了通过高频环形阵列的横截面，802示出了通过低频环形元件的 横截面。直线形布置和环形布置对于低频和高频阵列呈现出不同的传 播延迟，这些阵列必须在阵列设计和信号处理过程中仔细阐述以充分 利用本发明所隐含的基本物理效果。
例如，实例的低频波束的边界如803所示，而高频波束的边界如 804所示。我们注意到，在阵列前面有一个临近区域805，在该区域 中，在低频波束和高频波束之间存在有限交叠，因此采用联系公式 (14，16)和图7所述的方法，提供了对于向外去脉冲的体壁混响的强抑 制。
我们还注意到，从低频阵列到靠近z轴的散射体的传播距离对于 低频脉冲而言要比高频脉冲大，这取决于低频阵列和高频阵列的几何 位置尺寸。在z轴上的点806和角频率ω0＝ck0处的轴向低频率域是：
$H_l\left(z\right)P_{\mathrm{lt}}=\frac{e^{-i{k}_0{R}_{\mathrm{li}}\left(z\right)}-e^{-i{k}_0{R}_{\mathrm{lo}}\left(z\right)}}{F-z}F{P}_{\mathrm{lt}}$
                                                  (35)
$=i2e^{-i{k}_0(R_{\mathrm{lo}}\left(z\right)+R_{\mathrm{li}}\left(z\right))/2}\frac{\sin k_0(R_{\mathrm{lo}}\left(z\right)-R_{\mathrm{li}}\left(z\right))/2}{F-z}F{P}_{\mathrm{lt}}$
在此，Plt是阵列表面的发送压力，Rlo(z)是从低频阵列外边缘到z轴 上的806的距离807，Rli(z)是从低频阵列的内边缘到806的距离808。 相位项表示平均传播滞后
${\tau }_l\left(z\right)=\frac{1}{{2c}_0}(R_{\mathrm{lo}}\left(z\right)+R_{\mathrm{li}}\left(z\right))$ ${\tau }_h\left(z\right)=\frac{1}{2c_0}(R_{\mathrm{ho}}\left(z\right)+z)---\left(36\right)$
在此，τi(z)是从低频阵列到806的传播滞后，τh(z)是从高频阵列到806 的传播滞后，在此，Rho(z)是从高频阵列外边缘到806的距离809。 除了传播相位滞后之外，在公式(35)中的作为相位Hl(z)的一部分的 sine项的符号会发生变化，当sine项中的传递0时将是以±π的步长 进行变化。图8b中810示出在低频域和高频域的传播滞后之间的相 位滞后的差值，其按如下给出：
Δθl(z)＝-∠{Hl(z)}-ω0τh(z)    (37)
其对于典型几何学而言是z的函数，并且在此高频孔径为Dh＝7mm， 低频孔径的内部部分和外部部分分别为Dli＝10mm以及Dlo＝15mm。 由于低频阵列的外部边框和内部边框之间的差异传播相位 Δθl(z)＝ω0(Rlo(z)-Rli(z))/2c0经过零点，因此在811处(z～6.6mm)具 有相位滞后下降π，这造成公式(35)中的sin项从-1变化到+1。低频 域Hl(z)的振幅在未标定的log值中以812表示，我们注意到，振幅 中的零点与相位中的π偏移相一致。当阵列的外部边缘和内部边缘到 域点(field point)的相位传播滞后差异是π的奇数倍时，在域中得到0， 并且在Δθl(z)中具有步长π。
为了对比，将低频阵列和高频阵列之间的相位传播差异表示为 813，按如下给出：
Δφl(z)＝ω0(τl(z)-τh(z))    (38)
我们注意到，Δθl(z)在811处的-π步长之前跟随Δl(z)，并且其 后具有差异π。由于低频阵列和高频阵列之间的大的、依赖于z的传 播相位滞后，我们将得到高频脉冲和低频脉冲之间的依赖于z的相对 位置。例如，当相位延迟Δθl(z)变化π时，最初在如814所示的低频 脉冲的顶部峰脊处开始的高频脉冲向在815处的低频脉冲的底槽处 滑动，以此类推。
将一个压力
p0(s)＝Plt|Hl(s)|cosΔθl(s)    (39)
插入到公式(10)中，并且使得βn＝5，κ0a＝400·10-12Pa-1，c0a＝1540m/s， 我们通过使得Plt＝50kPa得到图8c中816所示的非线性传播滞后。因 为相位滞后Δθl(z)(810)沿着图8b中的z轴变化了几个π，因此我们得 到在816中高度振荡的非线性传播滞后，其具有τmax＝2nsec的最大延 迟。如果我们不对该非线性传播延迟进行延迟校正，我们将得到对于 线性后向散射信号的最大抑制，其对于fl＝10MHz为2sin(ωlτmax)～ -18dB。
对于造影剂成像，一般使用较高的低频压力p0，也就是 p0～200kPa，在上面例子中其将得到τmax＝8nsec，并且对于f1＝10MHz， 将线性散射高频信号的抑制降低2sin(ωlτmax)～-6dB，甚至在低频分量 和高频分量之间的相位关系存在巨大的变化，如在该设计实例中所 示。因此，50kPa的振幅对于低频压力而言是很低的，但是其在特殊 情况下可以提供造影剂和其他微气泡的令人感兴趣的成像。因而，如 果阵列设计为使得可以得到如同816中一样的非线性延迟的振荡变 化，则在不对非线性传播延迟进行校正的情况下能够将造影剂信号增 强到一定程度。我们应该注意到，当在低频振荡中高频脉冲接近零点 时，非线性散射和前向传播影响是很低的。通过使用在连续发送脉冲 中的低频分量和高频分量之间的差异相位来避免该影响，这将偏移在 在低频振荡中高频脉冲接近零点时的空间位置。通过改变连续发送脉 冲之间的低频中心，可以使得低频域的振幅|Hl(s)|中的零点在空间中 偏移。而且，由于高频波束的宽度，可以从|Hl|≠0的轴外部获得信号， 并且脉冲包含对很多频率的零点进行平均的频带。振幅零点可以通过 降低低频阵列的宽度来避免，然而这也降低了阵列的压力振幅与驱动 电压的比率。
然而，为了提取来自例如微钙化等其他组织的非线性散射并产生 定量组织参数，必须要使用更高的低频振幅，在此，需要强制性地对 非线性传播延迟进行校正，以便抑制线性散射并提取非线性散射。这 同样也是使用该方法来抑制脉冲混响噪声的情况，如联系图7所示 的。而且，由于非线性传播延迟的更小的振荡变化，对延迟进行校正 来检测微气泡将具有莫大的好处，即使是采用低频脉冲的低振幅也是 如此。
经常要选择对于低频辐射孔径和高频辐射孔径的设计，以便能够 得到在低频脉冲和高频脉冲之间的最小延迟变化，以沿着整个图像范 围使得高频脉冲的散射和传播参数的非线性控制最大化。这对于造成 如图4所示的非线性传播延迟的单调递增而言是必需的。为了避免在 810中的相位的π偏移(振幅中相应的零点)，必须使用宽度更小的低 频元件(即，Rlo和Rli之间的差异更小)，并且为了更进一步减小低频 脉冲和高频脉冲之间的相位变化，必须把低频辐射表面拉到接近高频 辐射表面，也可以是与高频辐射表面交叠。然而，对于很多应用而言， 可以容忍非线性传播延迟的振荡行为，甚至使用它来得到如图7c中 所示的低非线性传播延迟，或者将临近范围到中等范围的脉冲长度压 缩变为深范围的脉冲长度扩展，以便降低频率和提高的敏感度，如联 系图2所述的。
为了降低脉冲混响噪声对于非线性传播延迟的校正估计以及非 线性散射信号的影响，可以根据本发明的第三种方法，发送其低频脉 冲具有两种以上不同振幅和/或相位和/或频率的2个以上的脉冲。在 根据本发明的第一个例子中，在散射体和传感器阵列之间没有移动 (即零多普勒频移)，例如，我们发送具有振幅+p0，0，-p0的低频脉 冲，在此，高频脉冲如图3a和3b中所示例子那样接近低频脉冲的峰 顶或底槽。则来自3个脉冲的所接收高频信号在间隔Ti中可以写成：
y1(t)＝xl(t+τi)+xn(t+τi)+r(t)
y2(t)＝xl(t)+r(t)          (40)
y3(t)＝xl(t-τi)-xn(t-τi)+r(t)
在此，x1(t)是线性散射信号，xn(t)是低频脉冲振幅为+p0的非线性散射 信号，r(t)是高频脉冲的混响信号，-τi是当高频脉冲在低频脉冲的具 有压力+p0的正峰脊上传播时高频脉冲的非线性传播延迟。采用根据 本发明的一个实施例，我们形成这三个信号的合并如下：
z1(t)＝y2(t)-y1(t)＝xL(t，τi)-xn(t+τi)
z2(t)＝y3(t)-y2(t)＝xL(t-τi，τi)-xn(t-τi)     (41)
在此，xL(t，τi)＝xl(t)-xl(t+τi)是线性散射信号的组合。该组合已经除去了 来自z1(t)和z2(t)的脉冲混响噪声，并且由于非线性散射信号的振幅比 线性散射信号低得多，我们大致得到z2(t)＝z2(t-τi)，并且对于间隔Ti 通过最大化如下关于τi的函数能够确定延迟校正τi：
$J_i=\underset{T_i}{\int }\mathrm{dt}|z_1(t-{\tau }_i)+z_2\left(t\right){|}^2---\left(42\right)$
当估计τi时，我们能够从公式(41)中解出线性散射信号分量和非 线性散射信号分量，例如，通过在快时间中对公式(41)进行傅立叶变 换来产生一组在XL(ω)和Xn(ω)中的线性公式。
上述过程的本质是，具有对于非线性传播延迟的3个能级(level) 或更多能级的控制的3个或者更多的脉冲允许我们合并测量数据来 提供脉冲混响噪声得到很好抑制的至少两个信号，并且这些新信号可 用于延迟校正的估计。采用如所述的过程，相邻低频脉冲的振幅之间 的差值必须是恒定的，给出每个信号的非线性传播延迟，其是一个延 迟的总乘积。由于在传感器阵列和散射体之间的恒定径向运动造成在 每个脉冲的所接收信号之间的恒定多普勒延迟，因此我们具有要估计 的第四个未知量，这要求我们发送其低频脉冲具有不同振幅的至少4 个脉冲，或者我们可以使用如公式(40)中的其低频脉冲具有3种振幅 的5个脉冲，在此，通过采用与公式(21，42)相同的方式最大化信号能 量，我们能够估计合并在一起的非线性传播延迟和多普勒延迟。然后， 可以在类似公式(24，25)的运算中将非线性传播延迟和多普勒延迟分 开，在此，任何本领域技术人员都可以根据本发明得到该过程和类似 过程的细节。
然而，τi自身必须从类似公式(42)的合并中或在傅立叶变换中的 等价物中估计出来，并且由于z1和z2包含线性散射信号和非线性散 射信号，非线性散射信号将在延迟校正估计中引入误差，该误差虽然 非常低，但是其进而在非线性散射信号的估计中引入误差，该方式与 公式(17-22)中所给出估计的方式相同。
这个误差的根本原因是我们对静态对象有四个未知量：线性散射 xl(t)，非线性散射xn(t)，脉冲混响噪声r(t)和非线性前向传播延迟 τ(t)(没有多普勒延迟的静态组织)。由于τ(t)有一个随着t的慢变化， 我们可以将其近似为在如上所述的时间间隔Ti上的常量。为了对所 有四个未知量进行最准确估计，应该有至少4个测量数据，例如使用 低频脉冲的4个能级+p0，+p0/3，-p0/3，-p0，给出：
y1(t)＝xl(t+τi)+xn(t+τi)+r(t)
$y_2\left(t\right)=x_l(t+{\tau }_i/3)+\frac{1}{3}{x}_n(t+{\tau }_i/3)+r\left(t\right)$
$y_3\left(t\right)=x_l(t-{\tau }_i/3)-\frac{1}{3}{x}_n(t-{\tau }_i/3)+r\left(t\right)$
                                                 (43)
y4(t)＝xl(t-τi)-xn(t-τi)+r(t)
可以按照公式(41)估计r(t)，产生3个信号z1(t)，z2(t)和z3(t)，并 且确定τi来将所有这些信号和与公式(42)类似的函数的最大值进行对 齐(align)。在估计τi时xn(t)的影响将比3个测量数据要低，但是它 所引入的错误没有被完全除去。
根据本发明第四种方法的更好的方法将xn(t)对于τi的确定的影 响去耦合，该方法是通过在间隔Ti上对公式(43)进行傅立叶变换得到 的，在此，τ(t)能够用常量τi近似，得到以下形式的超定(over-determined) 的一组线性公式：
Y(ω)＝A(ωτi) X(ω)    (44)
在此， Y(ω)T＝{Y1(ω)，Y2(ω)，Y3(ω)，Y4(ω)}T， X(ω)T＝{X1(ω)，Xn(ω)，R(ω)}， A(ωτi)是根据已有方法从公式(43)的傅立叶变换中得到的4×3维矩阵。 采用这样一个超定系统，就能够使用矩阵A(ωτi)的伪逆变换得到提供 在最小二乘意义上的最佳估计的 X(ω)：
$\underset{‾}{\overset{~}{X}}\left(\omega \right)={\left(A^{H}A\right)}^{-1}{A}^H\underset{‾}{Y}\left(\omega \right)---\left(45\right)$
在此，AH(ωτi)是A(ωτi)的Hermittian转置矩阵，τi现在能够从关于τi 的最小二乘自适应中的误差最小化中来估计：
$\delta \underset{‾}{Y}\left(\omega \right)=\underset{‾}{Y}-A\left(\omega {\tau }_i\right)\underset{‾}{\overset{~}{X}}\left(\omega \right)=(I-A\left(\varpi {\tau }_i\right)(A^H\left(\omega {\tau }_i\right)A\left(\omega {\tau }_i\right){)}^{-1}{A}^H\left(\omega {\tau }_i\right))\underset{‾}{Y}\left(\omega \right)$
(46)
该过程经常称为总体最小二乘。该方法提供了一个系统化过程，来采 用通过低频脉冲的至少四种不同级别得到的至少四个测量数据，以估 计所有的四个未知量，尤其是非线性传滞后，其中脉冲混响和非线性 信号对其造成的影响降低了，而同时，在很多情况下公式(17-22和 40-43)描述的方法提供了足够的结果。我们还注意到，低频脉冲的振 幅可以被设成任意的，从而使得不同脉冲的非线性延迟可以设为 τi＝kiτ，在此，ki是低频振幅与参考值的比率，t是采用根据以上过程 所估计的参考值的非线性传播延迟。
我们也强调按照该结构的方法提供了对线性散射信号和非线性 散射信号(以及脉冲混响噪声)的估计，并且受到脉冲混响噪声的影响 最小，原则上在线性散射信号和非线性散射信号估计之间的完全去耦 合。因而，使用该方法，可以用所估计的xl(t)来表示采用第二种方法 对公式(14)的脉冲混响噪声进行了强抑制的第一成像信号，和公式(29) 中的线性散射的第三成像信号，而所估计的xn(t)表示来自如公式 (19，28)所示的非线性散射的第二图像信号，并且两者还用于对在公式 (30)中的第二定量非线性散射参数的计算中，在此，所估计的非线性 延迟t用于对在公式(27)中的第一定量非线性参数进行估计。
至于前面的方法，我们可以在每个发送脉冲复合体的所接收信号 之间加入一个固定的多普勒延迟τd，其又给出了5个未知量Xl(ω)， Xn(ω)，R(ω)，τ和τd。这些未知量可以通过最小化公式(46)中的δ Y， 从来自5个发送脉冲复合体的所接收信号中估计出来，这5个发送脉 冲复合体的低频脉冲例如具有振幅(+p0，+p0/2，0，-p0/2，-p0，)并且高频 脉冲具有相同振幅。
因此上面的讨论给出了对于如何处理造成更多的要估计的未知 量的更为复杂情形的一般性要点。例如，我们能够具有发送低频脉冲 振幅的不确定性，例如在公式(43)中的+p0，+a1p0/3，-a2p0/3，+a3p0， 在此，向量 a＝(a1，a2，a3)表示振幅中的未知变化。这些不确定性将影 响非线性散射的振幅和公式(43)中的延迟，我们看到我们得到了7个 未知量，也就是Xl(ω)，Xn(ω)，R(ω)，τ，a1，a2和a3，这也就意味着 我们有有太少的测量公式来用于在对公式(46)中的δ Y的最小化中的τ 的充分确定。因此我们必须使用精确仪器来添加新的测量数据，以便 能够使得振幅不确定性的数量最小化。例如可以使用可能的精确仪器 采用给出5个未知量Xl(ω)，Xn(ω)，R(ω)，τ，a的5个发送脉冲以及 低频脉冲振幅(+p0，+ap0/2，0，-ap0/2，-p0)，得到仅仅一个不确定振幅a， 即，该数量与使得在公式(46)中δ Y最小化将提供无多普勒延迟的所 有5个未知量的情况中的公式的数量相同。
低频脉冲对于高频脉冲的散射和传播参数的非线性控制也可以 采用来自组织的发送和有角度散射测量数据的线断层摄影计算机图 像重构得到有利的结果，例如采用图9a中所示的设备。在该图中901 示出了对象的横截面，其被环形超声传感器阵列902所包围，传感器 元件903安装整个对象周围。中间声学耦合介质904可以是例如水或 其他流体。可以从整个组中自由地选出元件组905，用于发送超声波 束906，超声波束906通过对象的方向用单元向量 ei表示，所述方向 能够通过从整个元件中选择不同组的发送元件来在所有通过对象的 方向上进行扫描。在前向方向 ei中，脉冲在907处到达环形阵列并具 有前向传播滞后，该前向传播滞后是公式(10)的修改：
$t_f\left({\underset{‾}{e}}_i\right)=t_{0f}\left({\underset{‾}{e}}_i\right)+\tau (2a;{\underset{‾}{e}}_i)$
$t_{0f}\left({\underset{‾}{e}}_i\right)=\underset{{\Gamma }_f(2a;{\underset{‾}{e}}_i)}{\int }\frac{\mathrm{ds}}{c_{0a}\left(s\right)}$ $\tau (2a;{\underset{‾}{e}}_i)=-\underset{{\Gamma }_f(2a;{\underset{‾}{e}}_i)}{\int }\mathrm{ds}\frac{{\beta }_{\mathrm{na}}\left(s\right){\kappa }_{0a}\left(s\right)p_0\left(s\right)}{c_{0a}\left(s\right)}$
(47)
在此，Гf(2a； ei)是在阵列的整个直径2a上沿着波束轴的前向传播路 径。低频脉冲为零振幅的传播延迟是t0f而低频脉冲所造成的非线性 延迟由τ给出。在907处的所接收信号首先是发送脉冲，接着是多个 反射脉冲。然而，参考图7，多散射信号将具有更低的非线性时间滞 后τ，并且其可以是被强烈抑制的、其低频发送信号的振幅和/或相位 和/或频率沿着上述线而变化的至少两个所接收信号的组合。当高频 脉冲位于在图1所示的低频脉冲的空间梯度上时，这些脉冲的共同传 播造成联系该图所讨论的高频脉冲压缩，并且因此可以通过频率滤波 (优选地，如联系图2所述的滑动)实现脉冲混响噪声的抑制。对于 更深入的穿透，可以设计高频和低频辐射表面，以便使得高频脉冲的 位置相对于低频脉冲而变化，以提供具有降低的频率的脉冲扩展，如 联系图2所述。在图7中示出了这些辐射表面的实例，并具有对造成 变化的效果的分析及其相关讨论。
根据计算机线断层摄影重构方法，可以使用不具有低频脉冲的延 迟t0f来得到传播速度c0a( r)，在此，r是平面中的空间坐标。增加一个 低频脉冲并测量非线性传播延迟τ，则实现βna( r)κ0a( r)的重构。使用前 向传播脉冲的振幅，也可以重构组织中的吸收的空间变化。在垂直方 向上移动扫描平面，则实现对象的3D成像。由于脉冲延迟和振幅是 对整个波束的平均，因此所有这些重构图像将具有受到发送波束宽度 限制的空间分辨率，而公式(47)中的模型假设所有延迟受限于波束 轴。类似的模型可以用于吸收。
在称为衍射线断层摄影、反射线断层摄影、反向散射线断层摄影 等方法中，也可以采用有角度散射信号获得改善的分辨率。在到发送 波束方向的角度方向上的元件上，例如在图9a，b中的由来自阵列中 心的单元向量 es的角度方向所定义的908上，可以从沿着发送波束的 不同深度上观察作为时间的函数的有角度散射信号。在909深度r处 沿着发送波束散射的高频脉冲，将首先沿着图9b中从910到909的 路径Гf与具有高振幅的高频脉冲一起传播，并且沿着从909到908 的路径Гs与具有由于散射过程中的振幅下降造成的可忽略振幅的低 频脉冲一起传播。则从910到908的整个传播时间滞后得到如下形式：
$t(r;{\underset{‾}{e}}_i,{\underset{‾}{e}}_s)=t_0(r;{\underset{‾}{e}}_i,{\underset{‾}{e}}_s)+\tau (r;{\underset{‾}{e}}_i)$
$t_0(r;{\underset{‾}{e}}_i,{\underset{‾}{e}}_s)=\underset{{\Gamma }_f(r,{\underset{‾}{e}}_i)+{\Gamma }_s(r,{\underset{‾}{e}}_i,{\underset{‾}{e}}_s)}{\int }\frac{\mathrm{ds}}{c_{0a}\left(s\right)}\approx \frac{1}{c_{0a}}(r+\sqrt{r^2+2a(r+a)(1+{\underset{‾}{e}}_i{\underset{‾}{e}}_s)})$
$\tau (r;{\underset{‾}{e}}_i)=-\underset{{\Gamma }_f(r,{\underset{‾}{e}}_i)}{\int }\mathrm{ds}\frac{{\beta }_{\mathrm{na}}\left(s\right){\kappa }_{0a}\left(s\right)p_0\left(s\right)}{c_{0a}\left(s\right)}$
                                                 (48)
在此，我们在最后的有关t0的表达中已经假设了沿着Гf和Гs的一个 恒定传播速度c0a。如联系图7所讨论的，多散射高频信号受到低频 脉冲的影响较小，所以通过把2个或更多的高频信号与不同振幅和/ 或相位和/或频率的低频脉冲结合起来，就能够很好地抑制脉冲混响 噪声。类似地，可以通过联系图1和2所讨论的由低频脉冲造成的高 频脉冲的频率变化来抑制脉冲混响噪声。本领域技术人员还清楚的 是，除了图9中所示的特定布置之外的其他传感器元件布置也能够用 于获得计算机线断层摄影重构的相同结果。
例如，使得在公式(21)所示类型的和公式(42)中的类似类型的函 数J1i最大化的延迟校正可以从对公式(21)所述的微分中得到：

                                             (49)
在此，延迟总数量是按照联系公式(17)的讨论中的K-1。由于 的 Hermittian对称，这个公式可以修改为：

在此，Re表示总和的实数部分。注意， ${\partial x}_1(t+{\tau }_{\mathrm{ip}})/{\partial \tau }_{\mathrm{ip}}={\partial x}_1(t+{\tau }_{\mathrm{ip}})/\partial t,$ 我们可以将公式(50)重新整理为：

在此， 是公式(17)中用τik进行延迟校正的信号。由于我们没有 的解析表达，因此满足该组等式的延迟必须在数字上发现，例如通过 如下的迭代方案：
  
                                               (52)
在此，q表示迭代步数，μ是增益系数，对其进行调节以保证迭代的 收敛。
使得公式(22)中的Jni关于hip最小化可以通过使得导数为0来实 现，即：

由于 的Hermittian对称，该等式变换成下面的特征向量等式：

则Jni的最小化由具有最小特征值λi的特征向量给出。引入公式 (22)中对于校正矩阵的表达，允许将公式(54)重新整理为；

在此， 是公式(19)中用τik进行延迟校正的信号。因而，可以通 过在射频元件信号和延迟与振幅校正高通滤波器输出射频信号之间 的相互关系来得到校正振幅，在此涉及了hik。然后，可以在迭代过 程中解出公式(55)，为：

   
                                                  (56)
在上面的分析中，我们使用了通过使用公式(11)中的希尔伯特变 换而从所接收射频信号中获取的信号的复解析表述。希尔伯特变换的 近似值在公式(71)中给出。本领域技术人员都很清楚的是，上述分析 可以进行修改，以对作为解析信号的实数部分的所接收射频信号进行 操作。
对于公式(52，56)中的过程，很自然地在最低滞后处开始对间隔 T0的估计，随后，在连续的间隔中进行估计。然后，可以将为先前间 隔所估计的延迟校正τip滤波器振幅hip用于每个新间隔的迭代过程中 的初始值，从将τ0p,0＝0和hip＝1作为第一个间隔的初始条件开始。使 用为先前间隔所估计值作为初始条件的附加优点在于，当在与延迟相 关的相位ωlδτip中的步长在每个间隔之间小于±π/ωl时，可以在整个 深度范围上跟踪相关相位|ωlτip |＞＞π的延迟。
当这些信号的带宽足够小并且延迟小于中心频率的一个周期时， 下面的近似是足够的：
   
                                                 (57)
其中，在公式(56b)中，我们把延迟校正分割为：
${\tau }_{\mathrm{ik}}=\delta {\tau }_{\mathrm{ik}}+{\tilde{\tau }}_{\mathrm{ik}}---\left(58\right)$
在此， 是τik的估计或近似值，在此，例如我们在下面将使用 ${\tilde{\tau }}_{\mathrm{ik}}={\tau }_{i-1,k}$ 。因而公式(57b)表示具有相位ωlδτik的相位延迟与具有τik 的估计值 的真实延迟的组合。该近似的准确性的改善是通过对ωl 附近的信号进行带通滤波以降低 的带宽而获得的。引入公式(57) 的近似值把公式(51，52)修改为：


                                               (59)
使得最后的表达式等于0，允许我们把δτip计算为

在此，∠{}代表复数表达式的相位角度。这给出如下的用于相位与延 迟校正的迭代公式：
     
在此，通常从τip，0＝τi-1.p开始迭代，并且以τ0p，0＝0作为第一个间隔的初 始条件。
采用公式(57)中的近似，我们能够将在公式(17，21)中的能量最大 化发展为特征值问题。我们使用公式(58)十的延迟分割，给出了如下 公式：

$S_{\mathrm{ik}}=e^{i{\omega }_1\delta {\tau }_{\mathrm{ik}}}---\left(62\right)$
在公式(21)中的函数被修改为：


J1i关于Sik的振幅和相位的最大化把Sik作为下面的对于最大特征 值λi的特征值问题的解：
        ${\underset{‾}{S}}_i=\left\{S_{\mathrm{ik}}\right\}---\left(64\right)$
通过对分量信号进行最佳可能排列来得到J1i的最大值，从而从特征 向量分量的相位中得到最佳校正延迟。公式(62)中定义的向量 Si的分 量都有统一的模数，而公式(64)中的特征向量的分量一般有不一致的 模数，因为J1i的大小可以通过为不同分量信号添加不同权重来得到 进一步增加。从而，特征向量分量的相位将给出使得公式(17，62)中 的能量最大化的延迟校正。注意，矩阵 是Hermittian的，即 这暗示了特征值是实数，特征向量形成复数K维空间CK 的完整的正交基。
通过降低信号的带宽提高了公式(57)中的近似和由此得到的公 式(64)中的特征向量解的准确度。在ωl处的部分总和信号的傅立叶变 换提供了非常强的带通滤波，从而使得公式(57a)中的微分和公式57b 中的相位延迟变得准确。然而，为了避免相位延迟超过±π的基本范 围，把公式(58中)的延迟分开也是很有优势的，由此得出：

                                                    (65)
$S_{\mathrm{ik}}=e^{-\mathrm{i\omega \delta }{\tau }_{\mathrm{ik}}}$   
然后，可以通过最大化以下函数来确定延迟：

                                                    (66)

所述最大化将导致对于每个频率的特征值问题，这与公式(64)类 似，在公式(64)中，延迟校正是从Sik的相位中得到的。由于傅立叶变 换的相位延迟是真实延迟的准确表示，因此公式(65)是完全准确的， 这与公式(62)相反，在公式(62)中，相位延迟仅仅在中心频率出取出。
上面的大部分分析是基于复解析射频元件信号的可用性以及其 对于经过校正的接收信号的进一步处理的。可以通过如下操作简化这 些计算，在此，我们注意到，公式(60)中的相位可以计算为：

                                                   (67)
对于Ti的积分是下面的总数学期望值的估计：
${\int }_{T_i}\mathrm{dt}{A}_i\left(t\right)\approx T_i<A_i>---\left(68\right)$
在此，<·>表示总体平均值，并且Ak(t)使用如下形式：
   
   
公式(68)中的近似在Ti-＞∞时趋于相等，在此，对于有限的Ti将 具有对于总体平均值的随机估计误差，这是公式(68)中的近似符号的 原因。从信号处理课本中我们得到：


对于有限的Ti，随机估计误差将造成以下的近似：

                                                     (71)

我们还注意到：
     
                                                     (72)
   
在此，通过将信号延迟π/2ω1而对希尔伯特变换的近似，对于以ω1 为中心的窄带信号是足够的。结合公式(71，72)，我们得到简化的表 达式：
$\delta {\tau }_{\mathrm{ip}}\approx -\frac{1}{{\omega }_1}\mathrm{ta}{n}^{-1}\frac{{\int }_{T_i}\mathrm{dt}{x}_p(t+{\tau }_{i-1,p})H\left\{z_{\mathrm{li}}\left(t\right)\right\}}{{\int }_{T_i}\mathrm{dt}{x}_p(t+{\tau }_{i-l,p})z_{\mathrm{li}}\left(t\right)}\approx -\frac{1}{{\omega }_1}{\tan }^{-1}\frac{{\int }_{T_i}\mathrm{dt}{x}_p(t+{\tau }_{i-l,p})z_{\mathrm{li}}(t-\pi /2{\omega }_1)}{{\int }_{T_i}\mathrm{dt}{x}_p(t+{\tau }_{i-l,p})z_{\mathrm{li}}\left(t\right)}$
                                                   (73)
在这个表达式中，希尔伯特变换或者其延迟近似运算仅仅对于经 过校正的高通滤波器输出起作用，因而只需对一个信号进行运算，简 化整个操作。类似的表达式可以从公式(71)的最后部分中得出，但是 在公式(71)中，希尔伯特变换者其延迟近似必须对所接收信号xp(t)进 行运算，这需要更多处理。在估计变化中某种程度的降低可以通过沿 着公式(67)的线将公式(71)中的第一个和最后一个表达式合并来获 得。
我们还注意到如下的关系：

                                                      (74)
该关系允许以上对于解析信号的运算可以由对于复包络的运算所替 换，在此，它的实数部分和虚数部分可以作为在上面描述的标准正交 解调器输出信号的相位和正交分量中得到。
采用超声波束的连续的机械扫描，使用无限刺激响应(IIR)低通滤 波器和高通滤波器也是引人关注的，在此一阶低通滤波器的例子可以 描述为：

                                                     (75)
  
在此，T是具有截至频率ωc＝1/T的滤波器时间常量，下标k如先前 一样表示脉冲数量，图像信号zik(t)针对每个新发送脉冲进行更新。对 于解析信号及其复包络具有相同的等式结构。
现在已经开发了对每个新发送波束的校正延迟τlk进行估计的递 归方案。我们假设对于m直到k-1给出τim。采用序号为k的具有所 接收信号xk(t)的新的发送波束，我们希望估计延迟校正τik。该估计 是通过最小化该函数来实现的，在此我们为了简便使用了解析信号近 似：

关于τik的微分给出：

在公式(57)中插入近似值，我们得到：


                                                    (78)
由于积分的最后一项是实数，因此当在以下情况中实现上面表达 式的相等：

更高阶的高通滤波器可以采用本领域技术人员已知的滤波器的 向量状态空间表示以相似的方式进行描述。从而，本领域技术人员能 够实现上面所示的沿着这些线的τik的递归。
为了对线性散射信号进行适当抑制，所需要的延迟准确度比大部 分超声波成像系统中的所接收射频信号的采样间隔低很多。该准确度 可以通过根据已知方法对样本之间的信号进行插值来获得。通过将具 有最接近样本 的准确度的延迟校正与在采用与公式(57)类似的 相位校正ωlδτik的组合，能够获得较差的准确度，但是该准确度经常 是足够的，该合并如下：

在此， 射频信号是公式(80)的实数部分。
联系图1和2描述的根据本发明第一种方法，可以实现为大多数 现有的数字扫描器中所具有的接收滤波器的变体，或者可以将接收滤 波引入到射频(RF)信号处理路径中。在图10中示出了用于根据本发 明的第二种和第三种方法对振幅和/或延迟校正进行估计的处理单元 的方框图并且在公式(14-30，40-42)中给出的根据本发明的图像参数。 将来自连续发送脉冲复合体的所接收RF信号xk(t)1001输入到慢时间 高通滤波器1002中，来根据公式(14)生成经过混响抑制的线性成像 信号1003，还将信号1001输入到存储单元1004，以实现对信号的更 加灵活的处理。然后，将所接收信号输入到振幅和/或延迟校正估计 器1005，该1005根据上面描述的方法之一进行操作，或者类似地， 提供对振幅和/或非线性传播延迟校正的准确估计1006。将所估计的 振幅和/或非线性传播延迟校正输入到校正单元1007，校正单元1007 从存储单元取出信号，并对于振幅和/或非线性传播延迟提供校正。 然后将经过校正的信号输入到单元1008，单元1008例如根据公式(17， 18)或者根据公式40的直接解决方案或类似提取出经过校正的线性信 号1009，将经过校正的信号输入到单元1010，单元1010例如根据公 式(19，20)，或公式(40)的直接解决方案或类似提取出经过校正的非线 性散射信号1011。应该注意的是，当采用与公式(40-42)类似的方法 进行估计时，脉冲混响对于延迟校正估计以及对于线性散射信号和非 线性散射信号的估计具有最小的影响。
然后，经过延迟校正的线性信号(1009)和非线性信号(1011)与所 估计的延迟校正(1006)一起输入到定量参数估计单元1012，该单元根 据公式(27)或类似计算定量非线性传播参数1015，并根据公式(30)或 类似的公式计算定量非线性散射参数1016。延迟校正单元1005还可 以给出多普勒相位1013，例如根据公式(24)，多普勒相位1013输入 到多普勒单元1014，该单元计算径向散射体位移1017，径向散射体 速度1018，径向散射体应变1019和径向散射应变率1020或其他参 数计算。然后，通常对信号1003、1009、1011、1015、1016、1017、 1018、1019、1020进行进一步处理和显示来根据已有方法产生超声 图像。
联系公式(43-46)所述的根据本发明的第四种方法更多地进行成 批操作，来估计非线性传播延迟的校正和线性散射信号与非线性散射 信号的校正。用于这些估计的处理器则可以使用图11中的方框图来 表示，在此，1101代表输入的所测量信号xk(t)，该信号输入到振幅 和/或延迟校正与估计单元1102，该单元1102生成作为其输出的线性 散射信号xl(t)1103、非线性散射信号xn(t)的1104，以及所估计的用于 非线性传播延迟τ(t)和振幅变化a(t)的校正1105。通过该方法，我们 注意到，脉冲混响和非线性散射信号对于延迟校正的估计有着最小的 影响。然后，将xl(t)，xn(t)，τ(t)和a(t)的估计值输入到定量参数估计 单元1106，该单元产生非线性传播参数1015，非线性散射参数1016 和径向散射体位移1017、径向散射体速度1018，径向散射体应变 1019，径向散射体应变率1020，或其他的参数计算。
然后，实现用于基于图9中的发送和有角度散射测量数据的线断 层摄影重构方法以及使用反向散射成像设备的线断层摄影重构方法 这两种方法的处理单元。在图12中示出了根据本发明的反向散射成 像设备在其最为敏感的情况下的方框图，在此，1201示出具有高频 (HF)部分和低频(LF)部分的超声传感器阵列。在该方法的最宽泛的实 现中，该阵列有一个2维元件分布，其称为2D阵列，这允许高频波 束和低频波束的全电子3D转向(steering)，该设备还能够估计和校正 波前象差。然而要清楚的是，这些方法可与较为不复杂的阵列一起使 用，如下面所讨论的。
阵列的高频部分在全3D成像应用中可以具有大数量的元件，例 如3000-10,000个，因此在子孔径单元1202中的接收和发送通道的数 量通常明显地降低，在此，在接收模式中来自几个相邻阵列元件的信 号被延迟和加和为子孔径信号1203，用于进一步处理。对于象差校 正，子孔径组的阵列表面的宽度比波前象差的相关长度要小，在此， 子孔径组和信号的典型数量是100-1000。
对于脉冲复合体的发送，HF发送波束形成器1204将脉冲输入到 子孔径单元1202中，该单元对信号进行延迟并把将其分布到HF阵 列元件的所有组或子组中，而LF发送波束形成器1205同时将脉冲 输入到LF阵列元件中。脉冲复合体发送通过设备控制器1206触发， 该控制器通过总线1207与各个子单元通信。
接收子孔径信号1203输入到单元1208，在此，在假设是具有恒 定的平均传播速度的均匀介质的情况下，对子孔径信号进行延迟，以 便改变接收波束的方向并进行聚焦，这称为均匀延迟。3D转向和聚 焦也可以用稀疏阵列完成，在该情况下通常可以不使用子孔径单元 1202。采用1.75维阵列，HF阵列元件的数量也可以降低很多，从而 可以省去子孔径单元。因此，在下面我们同义地使用元件和子孔径信 号。
在将元件信号求和得到最终接收波束信号之前，将采用均匀延迟 进行校正的元件信号1209输入到单元1210，在该单元中，进行对波 前象差的校正，例如根据公式(33，34)的描述或美国专利6,485,423， 美国专利6,905,465和美国专利申请10/894,38中的描述对其进行估 计。对于3D成像，使用具有小角度偏移的多个接收波束，所述小角 度偏移平行覆盖一个宽发送波束。对于角度偏移的波束的象差校正可 以是对于中心波束的校正的边偏移(side shift)形式，该形式与在单元 1210中对于角度偏移的均匀延迟相加在一起。
因此，单元1210的输出1211是一个或多个平行接收波束方向的 一个或多个RF信号，这些信号输入根据本发明的处理单元1212，处 理单元1212执行根据图2、图10和图11的一个或多个操作。我们 应该注意到，对于根据图2的操作，对于传播距离的整体而言，高频 脉冲位于低频压力振荡的负空间梯度上，而对于图10和图11描述的 方法，对于传播距离的整体而言，高频脉冲位于接近低频压力振荡的 峰脊或底槽。
象差校正在单元1213中进行估计，例如根据联系所引用的专利 和专利申请所述的方法以及有可能使用基于公式(33，34)的方法。单 元1213把经过均匀延迟校正的信号1209作为输入，并且还可能把具 有根据本发明进行抑制的脉冲混响噪声的最终波束信号1214作为输 入。经过延迟校正元件信号1209通常首先根据本发明的方法进行处 理，典型地是采用联系图2或公式(14)描述的方法，以便在延迟校正 估计之前抑制脉冲混响噪声。应该注意到，使用来自移动散射体(例 如从血液或心肌发现的以及美国专利6,485,423中所规定的)的信号， 将提高联系公式(14)所述的脉冲传播噪声的抑制方法的功能。基于公 式(33，34)中给出的单个元件/子孔径信号的非线性传播延迟的估计， 代表了引起人兴趣的估计本身，并且也可以作为根据所引用专利进一 步估计的起点，即，对第一发送波束聚焦和作为迭代方案的起点。
当对波前象差校正的估计是基于与具有高度抑制的混响噪声的 波束形成器输出信号1214相关的信号时，元件信号中的混响噪声与 波束形成器输出信号是不相关的。当象差校正估计的缓慢更新是可接 受时，可以使用很长的相关时间，从而使得校正估计时在元件信号中 的混响噪声的影响可以被忽略。然而，相关时间一般是非常短的，以 至于优选的是在对象差校正的估计之前还抑制在元件信号中的混响 噪声。
单元1212的输出是图10和11中描述的线性和非线性散射信号、 两个定量非线性参数和多普勒相位和频率数据。这些数据可以直接输 入到图像重构和扫描变换器单元1216中，单元1216呈现基于图10 和11所给出的输出的线性和非线性散射信号的振幅、定量非线性参 数/信号、以及组织的径向位移、速度、应变和应变率的压缩的和彩 色形式的图像。然而，为了测量血液或微气泡的径向速度，必须根据 已知方法进一步处理慢时间域中的线性和非线性散射信号来抑制来 自组织的杂波回波(echo)以获取多普勒处理的血液信号，这是在单元 1215中完成的。该单元的输出输入到图像构建单元1216，用于对其 进行选择并覆盖其他信息的图像。单元1216将它的输出输入到显示 器1217。
本领域技术人员应该清楚的是，可以对图12描述的设备进行许 多简化，同时仍然在设备中使用本发明的核心方面。例如在上升方向 上可以对元件进行粗略划分，这将限制在上升方向中波束的电子方向 转向，同时仍然可以获得对于随着在上升方向上的深度的波前象差和 动态聚焦的校正。这经常称为1.75维阵列，并且所具有的阵列元件 的总数比用于波束的全3D转向的2D阵列少很多，因此可以去掉子 孔径单元。稀疏阵列是另一种减少元件数量的方法，从而使得去掉子 孔径单元1202变得很实际。然而，只要沿着阵列表面的子孔径组的 尺寸小于波前象差的相关长度，就可以发现使用子孔径单元的好处。
也可以移除对于波前象差的估计和校正，即移除1210和1213单 元，并且仍然能够在1212单元中进行处理来产生如上面描述的线性 和非线性散射信号等。则可以对阵列进行进一步简化，在此，将对称 地位于波束扫描轴(方位角轴)周围的元件在电流上合并在一起，以便 进一步将独立通道的数量降低系数2，这经常称为1.5维阵列。可以 类似地使用一维(1D)阵列以及具有波束方向的机械扫描的环形阵列， 在此，对图12中方框图的唯一修改是单元1202的子孔径，象差校正 单元1210和象差校正估计单元1213被移除。
因而，由于我们希望得到具有不同复杂度或者可选择的复杂度的 设备，我们还希望得到能够在上述不同处理方法之间进行选择的设 备，以得到根据测量情况的最佳性能。上述方法的编号方式与这些方 法的复杂度的增加有关，是跟随着每个径向图像线所需要的脉冲数量 的增加的，并因此造成每个图像的时间的增加，其是倒转的帧速率。 这些方法的优点和缺点是：
1.如图1和2所示的根据本发明的第一种方法，采用单个发送 脉冲复合体获得了结果，并且通过在图12中单元1212中在快时间中 对所接收信号的射频(RF)滤波，提供具有一次谐波敏感度的对于脉冲 混响噪声的抑制。在单元1215和1216中，根据已有方法对经过混响 抑制的信号进行进一步处理，用于移动血液和组织的组织与多普勒成 像、相对散射体移动的径向应变和应变率成像。该方法没有提供非线 性散射参数或非线性传播延迟参数，但是提供了所有方法中的最高帧 速率。
2.在图3-7和公式(10-39)中描述了第二种方法，其对每个径向 图像线使用了两个或者更多的发送脉冲复合体，并且每个发送脉冲复 合体的低频脉冲的频率和/或相位和/或振幅中存在变化。通过将来自 几个脉冲的所接收信号结合起来，可以获得对脉冲混响噪声进行抑制 并具有第一谐波敏感度的第一图像信号、非线性传播延迟的估计以及 第一和第二定量非线性图像参数，其中，非线性传播延迟的估计给出 了表示来自组织、微钙化和微气泡的非线性散射的第二图像信号。当 发送3个或更多的脉冲时，可以根据公式(24)得到多普勒信息，其对 获知组织(例如心肌)的径向运动和速度，径向应变和径向应变率是非 常有用的。所处理的第一和第二图像信号可以用于在单元1216中的 振幅组织/对象成像和在单元1215中具有杂波噪声滤波的血液成像。 对于振幅组织成像，该方法给出了比上面的方法1低的帧速率，因为 对于每个径向图像线必须发送两个或更多的脉冲复合体，而对于多普 勒、应变和应变率，这两种方法的帧速率类似。当第一谐波信号用于 非线性传播延迟的估计时，延迟估计将具有由混响噪声引入的误差， 而可以采用较差的敏感度来估计来自混响噪声得到抑制的所接收信 号的二次谐波分量的非线性传播延迟，或采用其他方式的减小混响噪 声，以便获得由混响噪声引入的误差较少的非线性传播延迟估计。非 线性散射也在延迟估计中造成小误差，这将影响第二图像信号与定量 非线性图像参数的估计的准确度。然而，这些误差在形成二次图像信 号时在最小程度地降低了对于线性散射信号的抑制，这是一个重要的 结果。本发明还提供了设计双频带超声传感器阵列的原则，该阵列造 成发送低频脉冲的相位相对于高频脉冲而随着深度发生振荡变化，以 使得最大非线性传播延迟最小化，从而对于低频脉冲的低振幅 (～50kPa)可以估计近似的第二非线性图像信号并且不用对非线性传 播延迟进行校正。
3.公式(40-42)中描述了第三种方法，其使用其低频脉冲具有至 少3个级别的频率和/或相位和/或振幅的3个或更多的发送脉冲复合 体来产生一个经过处理的信号。该方法在进一步估计非线性传播延迟 之前消除脉冲混响噪声，并获得对脉冲混响噪声得到强烈抑制的线性 和非线性散射信号的估计。公式(27)中的第一定量非线性图像参数/ 信号和公式(30)中的第二定量非线性图像参数/信号如同方法2中一 样获得。采用4个或更多的脉冲，也能够估计在来自连续脉冲的信号 之间的多普勒延迟，该延迟对于每个估计间隔Ti都是恒定的，这与 方法2中的公式(24)类似。该多普勒延迟对于研究组织(例如心肌) 的径向移动和速度、径向应变和应变率很有用。对于需要杂波滤波器 去掉组织杂波的血液速度多普勒成像而言，则像其他方法一样在单元 1215中完成处理。非线性散射信号仍将在非线性延迟估计中引入小 误差，这将影响第二非线性散射图像信号的估计的准确性，但是对于 方法2而言，该误差将不会减小在第二非线性图像信号形成时对线性 散射信号的抑制，这是一个重要的结果。该方法产生了比方法2更低 的传播率。
4.公式(43-46)中描述了第四种方法，该方法使用了其低频脉冲 具有4个或更多级别的频率和/或相位和/或振幅的4个或更多的发送 脉冲复合体来产生一阶线性散射、一阶非线性散射和非线性传播延迟 的一个经过处理的信号。公式(27)中的第一个定量非线性图像参数/ 信号和公式(30)中的第二个定量非线性图像参数/信号象方法2中一 样来得到。采用其低频脉冲具有频率和/或相位和/或振幅的5个变体 的至少5个发送脉冲复合体，也可以估计在这5个发送脉冲值间的低 频脉冲相位和/或振幅和/或多普勒延迟中的误差。该多普勒延迟对于 研究组织(例如心肌)的径向移动和速度，径向应变和应变率很有用。 对于需要杂波滤波器去掉组织杂波的血液速度多普勒成像而言，则像 其他方法一样在单元1215中完成处理。非线性传播延迟的估计受到 脉冲混响噪声和非线性散射最小的影响，因而以所有方法中最低帧速 率的代价得到对非线性传播延迟，线性和非线性散射信号的最准确估 计。
本发明提出了一种可以根据至少两种方法运行的设备，该设备可 以根据需求选择最好的方法，其中，所述选择可以在操作员的直接控 制下完成，或操作员可以设定约束，其中，设备根据在不同操作条件 下的约束来自动选择实现最佳性能的方法。
操作员所设定的一个约束实例可以是最小帧速率，在此，对于可 以使用高脉冲重复频率的低深度范围而言，可以使用上面列表中的具 有最大序号的方法，该方法能够满足帧速率约束以获得具有所需帧速 率的最佳可能性能。对于脉冲重复频率必须降低的更大深度范围而 言，设备从较前的方法中选择一种能够满足帧速率约束但是具有较差 估计质量的方法。另外一个约束实例是帧速率和估计质量的合并，在 增加用于中间范围的范围的情况中，在保持帧速率的同时质量下降， 并且对于更大深度范围而言，在保持质量的同时帧速率下降。
所述方法选择还可以自动地依靠图像模态(modality)，在此，对 于心脏的线性组织成像而言，可以使用采用经过混响抑制的图像信号 的方法1来获得最高的帧速率，而为了研究心肌中的运动，设备可以 切换到对每个径向图像线采用2-4个发送脉冲复合体的方法2，对心 肌运动使用公式(24)。对于血液流速成像，设备可以切换到对每个径 向图像线采用8-16个发送脉冲复合体的方法2，使用单元1215中的 处理。对于如前列腺、乳房和肝脏等静态对象，通常可以选择方法4， 用于对一阶线性和非线性散射信号、非线性传播延迟和定量图像参数 进行最佳可能估计。
对于线断层摄影重构而言，根据本发明的处理通常将在根据不同 的重构算法对信号进行处理之前在单个接收元件信号上完成，在图 13中示出了根据本发明的用于线断层摄影图像重构的一种典型设备 的方框示意图。该图显示了采用环形阵列1301的测量，本领域技术 人员应该清楚的是，其他的阵列配置以及整体或部分地使用机械扫描 来收集数据的传感器阵列也可以使用而不会脱离本发明的范围。该阵 列环绕着对象1302。单元1303从所有元件中自由地选择一组发送元 件，并生成一个包含在时间上交叠的低频和高频脉冲的发送脉冲复合 体，例如在图1和图3中所显示的。脉冲复合体的发送由控制器单元 1307通过控制器总线1308触发。单元1304从元件的整个组中以顺 序方式或者并行方式或者顺序并行合并方式选择接收元件，并对元件 信号进行放大和数字化，以在单元1305中根据本发明进行进一步的 处理。该单元根据本发明的原则操作，例如如图1和2中所述的对于 用于每个被处理信号的单个脉冲复合体，或者如图10或11中所述的 对于用于每个被处理信号的多个发送脉冲。在单元1305中的处理为 一个或多个线性散射和发送信号提供了对于脉冲混响噪声(多散射)、 非线性散射信号以及定量非线性传播和散射参数的充分抑制，这些信 号向前传递到单元1206，单元1206提供对象的2维切片的计算机线 断层摄影图像。通过在垂直于该图的方向上移动与对象相关的阵列， 可以获得对象的3维重构图像。
因而，虽然已经示出和描述并指出了应用于本发明的实施例的本 发明的基本新颖特征，应该理解的是，在不脱离本发明的精神的情况 下，本领域技术人员可以对所示设备的形式和细节以及其操作进行各 种省略、替换和变更。
另一个清晰的意图是，对于这些元件和/或者方法步骤的所有组 合，只要这些组合采用基本相同的方式执行基本相同的功能并实现基 本相同的结果，就落入本发明的范围内。另外，应该认识到，联系本 发明的任何公开形式或实施例而示出和/或描述的结构和/或元件和/ 或方法步骤，可以与任何其他公开的或描述的或建议的形式或实施例 结合，作为普通设计选择。因此，意图是本发明仅仅受到附带权利要 求的范围的限制。
我们在权利要求中使用以下概念：
-接收信号是在公式(11)之前首先引入的信号xk(t)，或在公式(11) 中所定义的它的解析形式xk^(t)，或在公式(12，13)中所定义的它的复 包络。
-快时间和慢时间或脉冲数量坐标是联系图5而定义。
-慢时间滤波或沿着脉冲数量坐标的滤波是联系图6而定义的。
-脉冲混响噪声是联系图7而定义的。
-线断层摄影重构成像是联系图9而定义的。
-非线性散射信号是来自高频脉冲的、具有受到高度抑制的线性 散射分量的非线性散射信号，其是联系公式(9，11-13，19，40-46)而 定义的，或者是与对xk(t)的处理相类似的处理所定义的其解析形式或 者其复包络。
-线性散射信号是来自在由公式(9，11-13，17，40-46)所定义、来 自组织中的高频脉冲的线性散射的所接收信号，或者是与对xk(t)的处 理相类似的处理所定义的其解析形式或者其复包络。
-经过混响抑制的成像信号或第一成像信号是在公式(14，40-46) 中定义或者是联系图2定义的。
-非线性传播延迟是联系公式(10)所定义的。
-总传播延迟是联系公式(23)所定义的非线性传播延迟和多普勒 频移延迟(多普勒延迟)的总和。
对于非线性传播延迟或总传播延迟的延迟校正或者校正在公式 (10，17-25和47，48)中定义的。
-第二图像信号是在公式(19，28)和公式(40-46)中定义为非线性散 射信号的。
-第三图像信号是在公式(17，29)和公式(40-46)中定义为线性散射 信号的。
-振幅校正是联系公式(19，22)而定义的。
-估计间隔Ti是联系公式(21，42)而定义的。
-第一定量非线性成像参数或非线性传播参数在公式(27)中定义。
-第二定量非线性成像参数或非线性散射参数在公式(30)中定义。
-递归过程是重复几个步骤的计算过程，并且其中，在该过程中 参数值在每一步都更新，其是联系公式(52，56，61，79)而定义的。
-迭代过程与递归过程相同。