领域

本发明涉及无线通信方法和系统，尤其涉及频域均衡方法和系统。

背景

在具有较高数据率——例如，在50-200Mbps范围里的数据率——的通信系 统中，接收信号中的误差可能导致阻碍可用带宽的充分利用的重发延迟。减少重发 延迟的一种方式是减少接收信号中的比特差错率(BER)。

更具体地，在无线信道上通信期间，信道行为随时间变化，由此影响在信道 上发送的信号(例如，增加其中的差错)。需要预测或表征随时间变化的信道行为 以在接收发送信号时补偿信道特性的此类变动。在某些系统中，在时域中实现信道 均衡以更准确地估计发送信号。但是，时域中的均衡要求接收机中有强大的计算能 力，并使得电路复杂化。此外，诸如信道上的白噪声等噪声的存在进一步使得时域 中的校正复杂化。因此，需要简化计算信道行为和校正在信道上发送的信号中的计 算复杂度。

概述

本发明的一个方面包括一种处理信号的方法。该方法包括接收一在信道上发 送的信号。该信号包含一信息信号以及至少一部分的已知信号。该方法进一步包括 至少部分基于该部分已知信号来确定信道特性的至少一个指标。该方法进一步包括 至少部分基于信道特性的该至少一个指标来生成指示该信息信号的第一值。该第一 值包含一误差信号。该方法进一步包括至少部分基于该部分已知信号来从该信号的 第一估计消除该误差信号。

本发明的另一个方面包括一种配置接收在信道上发送的信号的设备。该信号 包含一信息信号以及至少一部分的已知信号。该设备包括第一电路，该第一电路配 置成至少部分基于该部分的已知信号来确定信道特性的至少一个指标。该设备进一 步包括一第二电路，该第二电路配置成至少部分基于信道特性的该至少一个指标来 生成指示该信息信号的第一值。该第一值包含一误差信号。该设备进一步包括一第 三电路，该第三电路被配置成至少部分基于该部分已知信号来从该信号的第一估计 消除该误差信号。

本发明的另一个方面包括一种配置成接收在信道上发送的信号的设备。该信 号包含一信息信号以及至少一部分的已知信号。该设备包括至少部分基于该部分已 知信号来确定信道特性的至少一个指标的装置。该设备进一步包括至少部分基于信 道特性的该至少一个指标来生成指示该信息信号的第一值的装置。该第一值包含一 误差信号。该设备进一步包括至少部分基于该部分已知信号从该信号的第一估计消 除该误差信号的装置。

附图简述

图1示出一种示例性无线通信系统的概观。

图2是示出用于在图1的系统的一个实施例中传送的一种示例性数据帧结构 的框图。

图3是更详细地示出图1的示例性无线通信系统的框图。

图4是示出在图3所示的示例性系统中传送数据的方法的一个实施例的流程 图。

图5是示出在诸如图4所示的方法的一部分中的一种估计信道特性的示例性 方法的流程图。

图6是示出在诸如图4所示的方法的一部分中的一种执行频域均衡的示例性 方法的流程图。

图7是示出在诸如图4所示的方法的一部分中的一种消除残余码元间干扰 (ISI)的示例性方法的流程图。

具体说明

以下具体说明针对本发明的某些具体实施例。但是，本发明可用如所附权利 要求定义和涵盖的众多不同方式实施。在此说明中对附图进行参考，贯穿所有附图， 相似的部分被标以相同的标号。

在一个实施例中，一接收机接收在射频(RF)信道上发送的信号。这些信号 包含例如导频信号的一已知信号、以及例如数据信号的一未知信号。该接收机至少 部分基于该已知信号的至少一接收部分来对该通信信道的特性作出估计。该接收机 至少部分基于所估计的信道特性来生成该未知信号的第一估计。该未知信号的第一 估计包含例如残余码元间干扰(ISI)的一误差信号。该接收机至少部分基于该已 知信号来确定该误差信号的估计。该接收机至少部分基于该误差信号估计来从该信 号的第一估计消除该误差信号。

图1示出示例性无线通信系统100的概观。在该示例性实施例中，通信系统 100包括一个或多个基站102以及一个或多个用户终端104。在该示例性实施例中， 该通信系统被配置成作为一蜂窝无线电网络来工作。蜂窝无线电网络包含一个或多 个基站102。每个基站102向不同区域(“小区”)(它们可能重叠)提供通信， 以提供其区域大于一个小区的区域的无线电覆盖。用户终端104的位置可以是固定 的或移动的。可以使用各种切换技术来允许移动着的用户终端104在诸如进入或穿 过各小区时与不同基站102通信。在其它实施例中，通信系统100可包括用户终端 102之间的点对点通信或者是单向通信链路。另外，本文中某些实施例是参考使用 射频(RF)载波的无线通信来讨论的。但是，在其它实施例中，该通信网络可包 括其它通信介质，诸如光信号或是有线连接上的通信等。

系统100的各种实施例可在一个或多个RF频带——例如，一般称为800MHz、 850MHz、900MHz、1800MHz、1900MHz或2000MHz的频带——中的一个或 多个信道上通信。通信系统100的实施例包括决定该通信系统如何操作基站102 与用户终端104之间的无线电链路的空中接口。例如，通信系统100可使用基于码 分多址(CDMA)的空中接口或是时分多址(TDMA)空中接口。在一个示例性实 施例中，通信系统100包括使用1900MHz频带中的一5MHz信道的宽带CDMA (W-CDMA)空中接口。通常，此5MHz频带中仅3.84MHz可供使用。

某些类型的数据传输可能对重发延迟很敏感，例如语音和诸如TCP(传输控 制协议)等常用因特网协议。例如，如果传输时间(包括在较低通信层中重发丢失 的数据的时间)太大，则TCP连接一般没有充分利用可用信道带宽。例如，在一 个实施例中，可实现在50Mbps范围里的数据率，其TCP SER(分段差错率)在 2×10-5到5×10-6范围里。在一个实施例中，通过对接收信号执行信道均衡，通信系 统100的比特差错率(BER)得以降低，由此最终诸如TCP等较高层协议的分段 差错率也得以降低。

信道是指可在其上传输信号的通信介质。一般而言，信道不是理想的，例如 信道一般具有影响在该信道上传送的信号的时间和/或频率相关特性。在数学上， 信道可由将输入——例如发送——到该信道的信号与从该信道输出——例如，接 收——的信号相关的信道冲激响应h(t)表示或表征。信道均衡一般是指响应于在其 上发送信号的信道的动态特性来调整接收信号的过程。

均衡可在时域或频域中执行。但是，时域均衡器可能计算复杂度高。另外， 有限长度时域均衡器在某些信道状况下易有性能损失。在一个实施例中，本发明提 供一种包含计算效率高且能补偿多普勒效应的频域均衡器的设备。

在以下将进一步详细阐述的一个实施例中，系统100通过将一已知信号随一 数据信号传送给接收机来执行信道均衡。该数据信号可包含一种或多种形式的数 据，诸如语音或其它数据。例如，该数据信号可包括至少部分在IP(网际协议) 网络上传送的TCP数据。该接收机标识该已知信号，并利用其来估计信道的特性。 此信道估计被用于在频域中执行信道均衡。

码元间干扰(ISI)一般是指在一信号的脉冲(对应于数据中的不同码元)之 间的干扰，在相邻脉冲在时间上弥散从而相互重叠的情况下会发生这种干扰。当此 重叠变得太大时，接收机可能不再能够正确地区别或标识每个脉冲。在一个实施例 中，经均衡信号可能包含尚未被均衡消除的码元间干扰(ISI)。在一个此类实施 例中，通过使用该已知信号与该已知信号的接收版本之差估计此残余ISI来消除此 残余ISI。

图2是示出用于在通信系统100的一个实施例——例如，高速下行链路分组 接入(HSDPA)系统——中传送的一种示例性数据帧结构的框图。HSDPA是宽带 码分多址(W-CDMA)系统中的一种基于分组的数据服务，其中数据在时隙110 期间被传送给接收机。在一个实施例中，该数据包括表示诸如语音、图像、视频或 其它数据的用户数据的一个或多个比特的“码片”。例如，可使用前向纠错码将用 户数据比特编码成若干码元。通过应用“扩展”码，这些码元中的每一个可被进一 步编码成更大数目的码片。在诸如CDMA等空中接口中使用扩展码来创建扩频信 号，例如在显著宽于用户数据的频率内容的频带中传输的信号。

在图2的示例性结构中，时隙110包括各有1280个码片的两个子隙。每个子 隙包括三个数据块112，两个为448个码片，一个为128个码片。示例性时隙110 还包括分隔这些数据块112的64比特前缀114和64比特后缀116。在前缀114和 后缀116中传送一已知或导频信号xp(t)，从而发射机302在每一时隙内传送这些 已知信号xp(t)和数据信号xd(t)。在一个实施例中，该已知信号在每一时隙中是相 同的。例如，该已知信号可被选为跨整个带宽具有恒定频率响应。这样一个序列可 包括多相序列， x p [ n ] = e - | πn 2 / P ∀ 0 ≤ n ≤ P - 1 , 其中P是表示该已知或导频序列的长度 的有限整数，例如在图2中所示的实施例中为64。在一个实施例中，该导频序列 包括无频谱零点的信号，例如，Xp(f)(xp(t)在频率空间中的形式)被选为异于0。

在另一个实施例中，已知信号xp(t)是在一不同码信道上传送的信号，例如 CDMA系统的导频信道信号。就在数据信号之前、之后或与之并发接收的导频信 号的一部分可被用作该已知信号。在一个实施例中，CDMA系统的导频信道被以 伪随机数(PN)序列编码。由此，系统100的这样一个实施例中的该已知信号xp(t) 是时变的，并且依赖于在该PN序列内的位置。在其它实施例中，导频信号可包括 任何已知的信号。

图3是更详细地示出示例性无线通信系统100的框图。在各种实施例中，图3 中所示的功能块可由执行软件指令的处理器实现，被实现为数字电路，被实现为模 拟电路，或由其组合实现。此框图示出系统100中的发射机302和接收机304两者 的一部分。特别地，在一个实施例中，发射机302可包括块122-124，而接收机 304可包括块130-146。在一个实施例中，接收机304包括使用半导体制造技术形 成的一个或多个集成电路。这些集成电路可包括通用处理器、专用集成电路 (ASIC)、数字信号处理器(DSP)、其它合适硬件或其组合当中的至少一个。 在一个实施例中，块130-146中的两个或多个被形成在单块集成电路上。在一个 实施例中，发射机302包括基站102，而接收机304包括用户终端104。在一个实 施例中，系统100中的通信是非对称的，例如，仅基站102包括图3的发射机302 部分，并且仅用户终端104包括接收机304部分。在其它实施例中，系统100中的 通信是对称的，基站102和用户终端104两者皆包括图3的发射和接收机功能块两 者。

在一个实施例中，发射机302包括将已知信号xp(t)与数据信号xd(t)组合以形 成信号x(t)的组合器122。在一个实施例中，组合器122将已知信号xp(t)与数据信 号xd(t)组合以形成如图2的时隙110中所示的数据流。在另一CDMA系统实施例 中，组合器122通过依从CDMA系统将已知信号xp(t)置于例如导频信道的一个码 信道中，并将数据信号xd(t)置于例如数据信道的另一个码信道中来将已知信号xp(t) 与数据信号xd(t)组合。

发射机302进一步包括脉冲整形器124，脉冲整形器124通过有效地将脉冲整 形信号p(t)与信号x(t)卷积来生成带宽受限的信号。该带宽受限信号在由信道冲激 响应h(t)表示、并且在图3中被示为块126的信道上被传送。信道的作用可被表示 为信道冲激响应h(t)与经整形的信号x(t)*p(t)卷积，例如，x(t)*p(t)*h(t)。

在一个实施例中，在接收机上，对该信号应用匹配滤波器130(与脉冲整形块 124匹配)来接收发送的信号。匹配滤波器130对接收自该信道的信号x(t)*p(t)*h(t) 应用该脉冲整形信号的复共轭p*(-t)来产生接收信号y(t)。在数学上，从匹配滤波 器130输出的接收信号y(t)可被表示为：

y(t)＝x(t)*p(t)*h(t)*p*(-t)。(式1)

接收信号y(t)包含对应于发送数据信号xd(t)和发送已知信号xp(t)的接收数据 信号yd(t)和接收已知信号yp(t)。

接收机304进一步包括快速傅立叶变换(FFT)模块132，该模块132将接收 信号y(t)从时域变换成频域信号Y(f)。通过将脉冲整形和匹配滤波视为构成一有效 传输信道，频域中的接收信号可被表示为发送信号X(f)与信道的传递函数H(f)之 积：

Y(f)＝X(f)·H(f)，其中“·”表示相乘。(式2)

在一个实施例中，是基于信道特性的估计来获得发送信号的估计。特 别地，接收机304包括基于分别与发送已知信号xP(t)和XP(f)对应的这部分接收已 知信号yP(t)和YP(f)来确定信道特性的估计的信道估计器134。例如，在一个 此类实施例中，已知信号xP(t)和该已知信号的接收版本yP(t)可在离散频率空间中 分别被表示为XP[k]和YP[k]。类似地，信道的传递函数H(f)在离散频率空间中可 被表示为H[k]。假定系统中存在表示为W[k]的加性白噪声，并且假定该已知信号 XP[k]包括具有整数长度的P个码片或脉冲的信号，则接收已知信号YP[k]可用离 散形式被表达为：

Y P [ k ] = P · H [ k ] · X P [ k ] + W [ k ] . (式3)

可使用该已知发送信号(在离散频率空间中)XP[k]与已知接收信号(在离散 频率空间中)YP[k]之间的关系来求解此式以确定信道特性的估计。求解该式 的一种方法包括应用称为最小均方估计(MMSE)技术的统计解。在一个实施例中， 可在离散频率空间中得到信道估计的MMSE解如下：

H ^ ( k ) = R cc [ k ] · P · X P * [ k ] P · R cc [ k ] · | X P [ k ] | 2 + R ww [ k ] · Y [ k ] ,

其中平均信道统计表示为Rcc＝E{H[k]|2}(式4)

而平均噪声方差表示为Rww[k]＝E{W[k]|2}。

在一个实施例中，信道和噪声方差统计Rcc和Rww可从先前接收的数据推导。 例如，Rcc可从的长期平均——诸如在若干帧上的平均来计算。Rww可基于 导=样本中的误差来估计。在另一个实施例中，可得到迫零(ZF)(其中噪声方 差被取为其零极限)MMSE离散解如下：

H ^ [ k ] = 1 P 1 X P [ k ] Y P [ k ] (式5)

使用信道估计器134的输出，接收机304进一步包括均衡器136，均衡器136 使用该信道估计来对接收信号Y(f)进行滤波以得到发送数据信号的估计 如以上提及的，接收信号Y(f)等于发送信号X(f)与信道传递函数H(F)之积。由此， 通过取接收信号Y(f)与信道传递函数的复共轭H*(f)之积可得到发送信号x(t)的频 域估计考虑到加性白噪声W(f)的存在，估计的发送信号可被表示为：

X ^ ( f ) = X ( f ) · H ( f ) · H * ( f ) + W ( f ) = Y ( f ) · H * ( f ) + W ( f ) . (式6)

接收信号的这一估计的最小均方估计(MMSE)均衡器解可被表示为：

X ^ ( f ) = Y ( f ) · H ^ * ( f ) | H ^ ( f ) | 2 + σ 2 , (式7)

其中σ2表示与该噪声项W(f)相关的噪声方差项。

MMSE解中的噪声方差项σ2起到偏项的作用，以消去可能会在此式中引入不 连续的零点。在一个实施例中，接收信号的以上表示的离散频率空间MMSE 解可被表达如下：

X ^ ( k ) = R bb [ k ] · P · H ^ * ( k ) P · R bb [ k ] · | H ^ [ k ] | 2 + R ww [ k ] · Y [ k ] ,

其中Rbb[k]＝E{X[k]|2}并且Rww[k]＝E{W[k]|2}并且(式8)

其中W表示数据信号中的噪声。

在这一实施例中，数据统计Rbb和噪声统计Rww可从估计接收数据的信号能 量或从先前接收的数据来推导。Rbb可从接收数据信号星座能量或从话务或数据能 量与导频能量之比来推导。Rww可基于导频样本中的误差来估计。

如以上所提及的，估计的信号包含执行快速傅立叶逆变换之后的残余ISI。

在一个实施例中，此残余ISI被校正以得到发送数据信号xd(t)的估计特别地， 接收机304进一步包括快速傅立叶逆变换(IFFT)模块140，该模块140将经均衡 信号转换成时域信号接收机304进一步包括ISI校正模块142，该模块 142对残余ISI进行校正以推导数据信号xd(t)的估计在参考图7进一步详细 讨论的一个实施例中，ISI校正模块142基于已知信号与该已知信号的接收版 本——例如xP(t)与——之差对残余ISI进行校正。接收机304进一步包括对估 计的数据信号作进一步处理的解调器144。此处理可包括例如使用诸如QPSK、 16-QAM、64-QAM或任何其它合适的方案的解调方案来从调制信号恢复该信号。

图4是示出在图3的示例性系统100中传送数据的方法200的一个实施例的 流程图。方法200始于框202，在此例如基站102的发射机标识要进行传输的数据 信号xD(t)。在一个实施例中，该数据信号至少被部分地调制，例如，该数据信号 xD(t)包括已用一个或多个纠错码编码的诸如声音、视频、语音或其它数据的数据。 移到框204，发射机302生成一已知或导频信号xP(t)。在一个实施例中，该导频信 号xP(t)包括作为前缀(例如，在前)或后缀(例如，在后)插入到要在一时隙期 间发送的数据块的数据脉冲、码片。在一个实施例中，该导频信号的长度为64个 码片。

前进至框206，发射机302在信道上将该数据信号xD(t)和导频信号xP(t)传送 给例如用户终端104的接收机作为接收信号y(t)＝yD(t)+yp(t)。接下来在框210， 接收机304执行快速傅立叶逆变换以将该接收信号y(t)从时域转换到频域中成为 Y(f)。

移到框212，接收机304基于至少一部分的该已知信号XP(f)和相应的Yp(f) 来推导频域中的信道特性估计此估计过程将参考图5更详细地说明。接下来 在框214，接收机304基于该信道估计生成接收数据信号的包含残余ISI的估 计此过程将参考图6更详细地说明。

移到框216，接收机304执行快速傅立叶逆变换以将该频域接收信号Y(t)转换 到时域信号y(t)。接下来在框220，接收机304校正残余ISI以产生数据信号xd(t) 的估计信号在一个实施例中，接收机304基于至少一部分该已知信号xP(t) 与对应于该已知信号的接收信号yP(t)之差来校正残余ISI。此过程将参考图7来更 详细地说明。前进至框222，接收机304通过对纠错或其它编码进行解码来解调接 收数据信号以提供原始声音、视频、语音或其它数据。

图5是示出在诸如图4所示的方法200的一部分中的一种估计信道特性的 示例性方法212的流程图。在框250，接收机304标识导频信号yp(t)的P个样本， 并执行FFT以将那些样本转换到频域，例如Yp(f)。接下来在框252，接收机304 如以上参考图3的信道估计器134所述地基于导频信号Yp(f)来推导信道估计 在一个实施例中，可使用式4或5来推导的离散形式

一般而言，数据块要比导频样本的数目P长得多。例如，在图2的示例性实 施例中，数据块包含D＝448或128个码片，而前缀或后缀块仅为P＝64个码片长。 由此，信道估计的离散数据点或称抽头(tap)的数目与接收信号Y(f)的离散 数据点或称抽头的数目之间存在着失配。由此，在将参考框254-258进一步说明 的一个实施例中，P-抽头(例如，有P个离散值)的频域信道估计被转换到 D-抽头(例如，具有D个离散值)的频域信道估计以便于在图4的均衡块214中 使用。特别地，在图5的框254，接收机304执行IFFT以将信道估计转换到 时域成为接下来在框256，接收机304使用合适的阈值来执行噪声抑制(迫 零)。在一个实施例中，落在阈值——例如，数据中的最大值的10-30％——之 下的数据点被迫零或设为零，或从信道估计中被移除。移到框258，接收机304执 行FFT以将信道估计转换到D-抽头(例如，在一个实施例中有D值＝448)频 域信道估计该信道估计由此可供进一步处理接收信号使用。

图6是示出在诸如图4所示的方法200的一部分中的一种执行频域均衡的示 例性方法214的流程图。在框270，接收机304标识接收信号X(f)的一部分。在一 个实施例中，该估计的信号X(f)包含一部分的导频信号XP(f)。所包括的这一部分 导频信号由此如参考图6所讨论地被均衡以便于在后面的处理步骤中使用。接下来 在框272，接收机304基于信道估计推导发送数据信号的包含残余ISI的估计 例如在一个实施例中，该估计信号包含数据信号部分和 导频信号部分在一个实施例中，如以上参考图3的估计器136所讨论的， 接收机304使用下式的MMSE或ZF-MMSE离散解来推导该估计信号：

X ^ ( f ) = Y ( f ) · H ^ * ( f ) | H ^ ( f ) | 2 + σ 2 , (式7)

由此提供经均衡信号以便于进行进一步处理。

图7是示出在诸如图4所示的方法200的一部分中的一种消除残余码元间干 扰(ISI)的示例性方法220的流程图。在框280，接收机304标识已均衡的一部分 导频信号和在框282到286，接收机304使用标识出的导频信号 来推导滤波器抽头(数据样本)和系数以便于执行从经均衡信号滤 除残余ISI的时域均衡。特别地，在框282，接收机304至少部分基于信道估计 该已知导频信号xP(t)(已转换到频域成为XP(f))以及该估计的导频信号来 标识滤波器抽头位置(滤波器中使用的数据点)。在一个实施例中，在时域滤波器 中使用的滤波器抽头可用离散形式表示为：

在频域中的 E [ k ] = 1 P · 1 H ^ [ k ] · 1 X P [ k ] · Y P [ k ] , (式9)；以及

在时域中的 e [ n ] = 1 P · Σ k = - ( P / 2 ) ( P / 2 ) - 1 E [ k ] · e - j · 2 · π · k · n / P , (式10)。

在一个实施例中，对这些数据点应用一合适的阈值以使得仅较显著的数据点 被选择在滤波器中使用。在一个这样的实施例中，该阈值为一被选择成使得只有那 些落在主抽头(最强的，例如最大值)的约6db或10％范围内的数据点被使用的 预定阈值。在另一个实施例中，该阈值被选择成使得只有那些落在主抽头的1/10 与1/4之间的阈值范围内的抽头被使用。在一个实施例中，仅使用主抽头。

接下来在框284，接收机304基于该已知导频信号xp(t)与该估计的导频信号 之差来确定滤波器系数。假定在框282中选择了表示为τk的整数k个不同的 抽头位置或数据点，则可使用以下最优化问题的MMSE或ZF-MMSE解找到使指 示该导频信号xp(t)与该估计的导频信号之差的值最小化的滤波器系数值a[k] 的最优化值，例如如下式所示的滤波器系数aopt[k]，从而来推导离散形式的滤波 器系数a[k]：

a opt [ k ] = arg min a Σ n = 0 P - 1 | y ^ P ( n ) - Σ k a [ k ] · y ^ P [ n - τ k ] - x P [ n ] | 2 (式11)

移到框286，这些抽头和系数被用于从接收信号滤去残余ISI。同样可使用 下式来推导移除了残余ISI的数据信号的离散形式：

x ^ D [ n ] = y ^ D [ n ] - Σ k a opt [ k ] y ^ D [ n - τ k ] . (式12)

经均衡和滤波的信号由此被提供给解调器以进行进一步的处理。

应认识到，根据本实施例，本文中所描述的这些方法的某些动作或事件可按 不同顺序执行，可被添加、合并或一并省去(例如，所描述的动作或事件并非都是 实施各个方法所必须的)而不会偏离本发明的范围。另外，在某些实施例中，动作 或事件可被并发地执行，例如通过多线程处理、中断处理、或多处理器来并发地处 理，而不是顺序处理。

本领域技术人员将可理解，信息和信号可使用各种不同技术和方法中的任意 一种来表示。例如，贯穿以上说明可能被引述的数据、指令、命令、信息、信号、 比特、码元以及码片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或 其任意组合来表示。

本领域技术人员将可进一步认识到，结合本文中公开的实施例描述的各种说 明性逻辑块、模块、电路以及算法步骤可被实现为电子硬件、计算机软件、或两者 的组合。为清楚地说明硬件与软件的这一可互换性，以上各种说明性组件、框、模 块、电路以及步骤以其功能的方式作一般化的说明。此类功能是被实现为硬件还是 软件取决于具体的应用以及强加在整个系统上的的设计约束。本领域技术人员可针 对每种具体应用以不同方式来实现所说明的功能，但是此类实现决策不应被解释为 致使偏离本发明的范围。

结合本文中公开的实施例描述的各种说明性逻辑块、模块以及电路可用通用 处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列 (FPGA)或其它可编程逻辑器件，分立门或晶体管逻辑、分立硬件组件、或其设 计成执行本文中所描述的这些功能的任意组合来实现或执行。通用处理器可以是微 处理器，但替换地，该处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或者状态 机。处理器也可被实现为计算设备的组合，例如，DSP与微处理器的组合、多个 微处理器、与DSP核心协作的一个或多个微处理器、或任何其它此类配置。

结合本文中公开的实施例描述的方法或算法的步骤可直接在硬件中、在由处 理器执行的软件模块中、或在这两者的组合中实施。软件模块可驻留在RAM存储 器、快闪存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬 盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域中已知的任何其它形式的存储介质中。示例性 的存储介质被耦合到处理器，从而使得该处理器能从该存储介质读取信息以及向其 写入信息。在替换方案中，存储介质可被集成到处理器。处理器和存储介质可驻留 在ASIC中。ASIC可驻留在用户终端中。在替换方案中，处理器和存储介质可作 为分立组件驻留在用户终端中。

提供所公开的实施例的以上说明是为使本领域任何普通技术人员皆可制作或 使用本发明。对这些实施例的各种修改易为本领域技术人员显而易见，并且本文中 所定义的一般化原理可被应用于其它实施例而不会偏离本发明的精神或范围。由 此，本发明并不旨在被限定于本文中所示出的这些实施例，而是应符合与本文中公 开的原理和新颖特征一致的最广义的范围。

在U.S.C.§119下的优先权要求

本发明申请要求2005年2月4日提交、且被转让给本发明受让人并因此被明 确地援引包含在本文中的题为“FREQUENCY DOMAIN EQUALIZATION IN THE PRESENCE OF HIGH DOPPLER(存在高多普勒效应情况下的频域均衡)”的临时 申请No.60/650,042号的优先权。

背景