OFDM是一种无线环境下的宽带传输技术，能够同时满足宽带传输和抗 多径干扰两方面的要求，不仅能够提高频谱利用率，提供更高的数据吞吐率， 还能够有效抑制多径干扰，在无线通信领域具有很大的优势。因此，人们普 遍估计OFDM技术将成为第四代移动通信(4G)的核心技术之一。
图1是典型的OFDM系统的信号处理过程示意图。OFDM技术虽然对 无线多径信道具有很好的适应性，但是对频偏、多普勒频率引起的子载波不 正交从而导致子载波间干扰(ICI)却比较敏感。当移动台处于移动状态时，移 动台和基站接收到的信号都存在多普勒频偏或者多普勒扩展。另外，由于各 移动台的参考频率是独立的，尽管可以通过频率同步使移动台的参考频率同 步到基站参考频率，但是总会有剩余频差存在，各移动台发射的上行信号不 会严格频率同步。因此，在OFDM无线通信系统中，当移动台处于移动状 态下，或上行传输采用频分多址，就存在ICI，从而限制了系统的性能。
目前广泛使用的扩频码主要是M序列和LAS码。M序列的非零自相关 值比较小，但是互相关值比较大；LAS码的自相关和互相关序列在零偏移附 近的相关值为零，但是LS码本身没有保护间隔，需要在LS码插入保护间 隔，降低了频谱效率。

本发明的目的在于提供一种利用具有低干扰窗特性的正交扩频码在频 域，即，在OFDM的各个子载波上，进行扩频/解扩操作，减小由于频偏或 者多普勒频率造成的子载波之间的相互干扰，改善OFDM系统移动接收性 能和上行传输性能的方法。
为实现上述的发明目的，本发明采用下述的技术方案：
一种改善OFDM系统子载波间干扰的方法，其特征在于包括以下步骤：
1)在OFDM系统发送端，对各个用户数据选择不同的扩频码，确定 调制方式；
2)在OFDM系统发送端，对用户数据进行编码，并进行星座映射；
3)在OFDM系统发送端，利用步骤1)中选择的所述扩频码，对星座 映射后相应的用户数据进行扩频，并相加，得到全部用户数据扩 频结果；
4)在OFDM系统发送端，将步骤3)中得到的全部用户数据扩频结果 频域变换和数模变换后发送出去；
5)在OFDM系统接收端，接收到数据进行前端处理、模数变换和频 域变换后，利用步骤1)中选择的所述扩频码进行解扩；以及
6)在OFDM系统接收端，通过星座映射和解码，得到用户数据。
其中，
步骤2)中，对编码后用户数据进行分组和分段，对每段数据进行星 座映射。
所述分组和分段步骤是指，根据步骤1)中所述调制方式和所述扩频码 的个数及码字长度，将编码后的信息比特分组和分段，其中，所述分组 中的分段数小于或等于所述扩频码的个数，每个所述分段中的数据长度 决定于所述调制方式。
步骤3)中对星座映射后相应的用户数据进行扩频，是指将经过星座 映射后的数据进行分组，分组组数小于等于扩频码个数，然后再利用步 骤1)中选择的所述扩频码对每组数据进行扩频。
如果所述分组组数小于扩频码个数，则，用所述扩频码中与所述分 组组数相同数目的扩频码分别对所述每组数据进行扩频。
所述扩频码是具有低干扰窗的扩频码，其不同码之间正交，而且在 靠近零偏移的窗口内，除零之外，所述扩频码的自相关和互相关值低于 设定值的扩频码。
所述具有低干扰窗的扩频码的自相关和互相关值越靠近零偏移，相 关值越小。
所述具有低干扰窗的扩频码是在CCK码的分量码之间插入保护间隔 得到的，或者是在LAS码之间插入保护间隔得到的。
所述的保护间隔是插入在分量码之间或分量码边上的连续的零，所 述插入在分量码之间的零的个数等于分量码的长度；所述插入在分量码 边上的连续的零的个数不低于分量码的长度的一半。
所述的保护间隔是插入在LAS码之间或LAS码边上的连续的零，所 述插入在LAS码之间的零的个数等于LAS码零干扰窗的大小的1/2；所 述插入在LAS码边上的连续的零的个数不低于LAS码零干扰窗的大小的 1/4。
步骤3)中所述扩频步骤之后，还包括对OFDM调制步骤，将OFDM 的子载波分为两部分，一部分进行常规OFDM调制，另一部分进行扩频调 制。
进行扩频调制的子载波可以是连续的，也可以是分段连续的；如果是分 段连续的，那么一段数据的相邻数据对应的子载波也是相邻的。
一种改善OFDM系统子载波间干扰的信号处理电路，包括顺序连接的 编码电路、比特星座映射电路，IFFT变换电路、数模转换电路、模拟前端处 理电路，其特征在于：所述比特星座映射电路与所述IFFT变换电路之间还 包括扩频电路和加法电路，其中扩频电路对星座映射后用户数据进行扩频， 并且在加法电路中对扩频结果执行相加，得到全部用户数据扩频结果。
所述扩频电路将经过星座映射后的数据进行分组，分组组数小于等 于扩频码个数，然后再对每组数据进行扩频；如果所述分组组数小于扩 频码个数，则，用所述扩频码中与所述分组组数相同数目的扩频码分别 对所述每组数据进行扩频。
所述扩频电路中使用的扩频码是具有低干扰窗的扩频码，其不同码 之间正交，而且在靠近零偏移的窗口内，除零之外，所述扩频码的自相 关和互相关值低于设定值的扩频码。
一种改善OFDM系统子载波间干扰的信号处理电路，包括顺序连接的 模拟前端处理电路、模数转换电路、FFT变换电路、星座比特映射电路和解 码电路，其特征在于：所述FFT变换电路和所述星座比特映射电路之间还包 括解扩电路，所述解扩电路对FFT变换电路的输出进行解扩。
所述解扩电路解扩处理所用的扩频码是具有低干扰窗的扩频码，其不 同码之间正交，而且在靠近零偏移的窗口内，除零之外，所述扩频码的 自相关和互相关值低于设定值的扩频码。
本发明所述的改善OFDM系统子载波间干扰的方法可以减小由于频偏 或者多普勒频率造成的子载波之间的相互干扰，改善OFDM系统移动接收 性能和上行传输性能。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的说明。
图1是典型的OFDM系统的信号处理过程示意图。
图2是扩频OFDM系统信号处理过程示意图。
图3是直接序列扩频OFDM与常规OFDM在频偏下的子载波干扰性能 对比图。

首先，本发明需要选择一个低干扰窗特性的扩频码。作为示例，本发明 采用下述的技术方案：
设一组扩频码为C＝(C1，C2，...，CM)，Ci＝(C1 i，C2 i，...，CN i)，Ci j∈{1， 0，-1}，M为扩频码的个数，N为扩频码的长度。所选择的扩频码必须满足 如下原则：
1.正交性。不同码之间必须正交。即
C1 iC1 j+C2 iC2 j+...+CN iCN j＝0对任意i≠j
2.低干扰窗特性。在一定的窗口内，扩频码的自相关和互相关应当比 较低。并且越靠近零偏移，相关值越小。定义码字序列的非循环相关序列为
Rij(n)＝c1 ic1+n j+c2 ic2+n j+...+cN-n icN j      n＝-N+1，-N+2，...，N-1
对于具有低干扰窗特性的扩频码，当-W＜＝n＜＝W时，n越接近零， Maxij{｜Rij(n)|}越接近于零(不考虑Rii(0))。
例如，扩频码选择为利用扩频增益为16的LAS码构造的具有低干扰窗扩 频码，记为Ci＝(C1 i，C2 i，...，C16 i)，i＝1，2，3，4，且Cj i∈{1，-1}。
如果采用CCK码来构造具有低干扰窗扩频码，则分量码之间需要插入保 护间隔。例如B＝(B11，B12，...，B14；B21，B22，...，B24；B41，B42，...， B44；)，Bij＝(B1 ij，B2 ij，...，B4 ij)，对应的码字集合C为Ci＝(0，0，B1 i1， B2 i1，B3 i1，B4 i1，0，0，0，0，B1 i2，B2 i2，B3 i2，B4 i2，0，0，0，0，B1 i3， B2 i3，B3 i3，B4 i3，0，0，0，0，B1 i4，B2 i4，B3 i4，B4 i4，0，0)。对于一 般的CCK码，插入在中间的连续的零的个数为分量码的长度，边上的连续的 零的个数不低于分量码的长度的一半。如果OFDM的子载波采用了CCK码的 扩频调制和其他调制方式的混合调制，可以在CCK扩频和非CCK扩频的边界 上，对非CCK扩频调制的子载波调制零，使得对非CCK扩频调制中调制为零 的子载波与CCK扩频调制中调制为零的子载波可以构成不低于分量码长度 的相邻的子载波。
如果采用LAS码，分量码之间也需要插入保护间隔。插入方式与注1 类似，只是连续的零的个数只与零干扰窗的大小有关。如果零干扰窗为[-W， W]，则用(W+1)取代注1中的分量码长度值。
参照图2所示，基于已选择的具有低干扰窗特性扩频码，本发明扩频 OFDM系统信号处理过程可以分为以下几个步骤：
1.根据调制方式和扩频码个数及长度，将编码后的信息比特分组和分 段，其中，每组的分段数小于或等于扩频码个数，每段数据的长度由调制方 式决定。
设扩频码的个数为M，码字长度为N，每个码字的汉明重量为K(即码 字的非零码个数)，每个子载波调制的信息比特数为Q，将编码后的信息比 特分组，每组长度为mQ，每组分为m段，每段长度为Q。m小于或等于扩 频码个数M。每段的Q个比特属于同一用户，同一组的不同段可以属于不 同的用户，也可以属于相同用户。不同组对应的用户可以相同，也可以不同。
举例而言，设经过编码后的信息比特流为B＝(b1，b2，...，bk，...)。并 且OFDM的调制方式为16QAM，将信息比特流进行分组和分段，I＝(I111， I211，I311，I411，I112，I212，I312，I412，I113，I213，I313， I413，I114，I214，I314，I414，I121，I221，I321，I421，...，I1mn， I2mn，I3mn，I4mn，...)，m＝1，2，3，...，n＝1，2，3，4，Ikmn＝b4(4(m-1)+n-1)+k。
2.星座映射。
根据调制方式和比特星座图对应关系将每段Q比特信息映射为复数数 据。编码后的信息比特经过星座映射后成为复数数据流。数据流与信息比特 流一样分组，每组m个数据，m小于或等于扩频码个数M。
前述信息比特流经过星座映射后的复数数据流为D＝(d11，d12，d13， d14，d21，d22，d23，d24，...，dm1，dm2，dm3，dm4，...)。其 中dmn是一复数，与信息比特(I1mn，I2mn，I3mn，I4mn)对应。具体 的对应方式由调制方式确定。
3.扩频。将M个扩频码的m个码字分别对每一组的m个数据进行扩 频。
扩频操作就是将扩频码与一个复数数据相乘。将同一组的m数据扩频后 的m个数据流相加合并为一个数据流。扩频后的数据流也是分组的，每组包 含N个数据，对应于信息比特流分组后的一组比特流经过星座映射和扩频后 的数据。
前述举例中，扩频后的复数数据序列为S＝(s1 1，s2 1，....，s16 1，s1 2，s2 2，...， s16 2，...，s1 m，s2 m，...，s16 m，...)，其中si m＝dm1ci 1+dm2ci 2+dm3ci 3+dm4ci 4。
4.OFDM波调制。首先对OFDM的子载波分为两类，一类进行常规 OFDM调制，另一类进行扩频调制。进行扩频调制的子载波可以是连续的， 也可以是分段连续的，而且每个连续的段是码字长度N的整数倍。对需要进 行扩频调制的子载波分段，每段包含N个子载波，并且是相邻的。将每一段 数据流分别对应一段需要进行扩频调制的一段子载波，将每段数据流的每个 数据对应于一个载波，对应方式需要保证一段数据流的相邻数据对应的子载 波也是相邻的。
设OFDM符号序列为Smb1，Smb2，...，Smbn，...，每个符号有16K (小于一个OFDM符号的所有子载波数目)个子载波进行扩频调制，将进 行扩频调制的子载波编号：SC11 1，SC12 1，...，SC116 1，SC11 2，SC12 2，...， SC116 2，...，SCm1 n，SCm2 n，...，SCm16 n，...。其中m表示子载波所属 的OFDM符号，n＝1，2，...，K，并且SCmi n与SCmi+1 n是相邻的子载波。 子载波SCmi n对应的调制数据对应为si 16K(m-1)+n。
5.离散傅利叶反变换(IDFT)。子载波调制过后得到频域数据，余下的 处理和常规OFDM调制相同。
在接收端，按照与发射端相反的顺序处理。
(1)离散傅利叶变换(DFT)。首先对接收到的基带信号进行离散傅立叶 变换。
(2)解扩。将DFT变换后的数据按照与发射端子载波调制相同的方式 分类和分段。对于每一段数据，如果该段属于扩频调制，就用相应的扩频码 进行解扩。
(3)星座比特映射和解码。解扩后的数据需要进行星座比特映射和解 码，这部分的操作和常规OFDM解调相同。
本发明一个示例设定如下参数：
OFDM的子载波总数：512
子载波编号：-256，-255，...，-1，0，1，...，254，255，0对应直流 子载波
可用子载波数：384，编号从-192到-1，和1到192
扩频方式：所有子载波均采用扩频调制
调制方式：BPSK，0映射为1，1映射为-1
用户1数据：110011010010000100010100
用户2数据：110110101110000101010111
用户3数据：011111000110110110111111
用户4数据：010011001001000110100011
1.扩频码的选择。扩频码选择为利用扩频增益为16的LAS码构造的 具有低干扰窗扩频码：
C1＝(1-1 1 1 1-1-1-1 1 1 1-1 1 1-1 1)
C2＝(1-1 1 1-1 1 1 1 1 1 1-1-1-1 1-1)
C3＝(1-1-1-1 1-1 1 1 1 1-1 1 1 1 1-1)
C4＝(1-1-1-1-1 1-1-1 1-1-1-1-1 1-1-1)
2.发射端的实现。
(1)扩频码分配。用户1使用扩频码C1，用户2使用扩频码C2，用 户3使用扩频码C3，用户4使用扩频码C4；
(2)数据分组和分段。由于每个用户只有一个扩频码，所以数据不用 分组。BPSK的调制方式每个星座对应一比特，所以每段数据为一比特；
(3)星座映射。根据BPSK调制方式，数据0映射为1，数据1映射-1， 由此得到各用户的数据星座映射后的结果为：
用户1：
D1＝(-1-1 1 1-1-1 1-1 1 1-1 1 1 1 1-1 1 1 1-1 1 1 1 1)
用户2：
D2＝(-1-1 1-1-1 1-1 1-1-1-1 1 1 1 1-1 1-1 1-1 1-1-1-1)
用户3：
D3＝(1-1-1-1-1-1 1 1 1-1-1 1-1-1 1-1-1 1-1-1-1-1-1-1)
用户4：
D4＝(1-1 1 1-1-1 1 1-1 1 1-1 1 1 1-1-1 1-1 1 1 1-1-1)
(4)扩频。将每个用户经星座映射后的每个数据乘以相应的扩频码。 处理结果如下：
用户1：
Dk1＝D1*C1＝(-C1-C1 C1 C1-C1-C1 C1-C1 C1 C1-C1 C1 C1 C1 C1 -C1 C1 C1 C1-C1 C1 C1 C1 C1)＝(-C1-C1...C1)＝(-1 1-1-1-1 1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1-1 1-1-1-1 1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1...1-1 1 1 1-1-1-1 1 1 1-1 1 1-1 1)；
用户2：
Dk2＝D2*C2＝(-C2-C2 C2-C2-C2 C2-C2 C2-C2-C2-C2 C2 C2 C2 C2-C2 C2-C2 C2-C2 C2-C2-C2-C2)＝(-C2-C2-C2)＝(-1 1-1-1 1-1-1-1-1-1-1 1 1 1-1 1-1 1-1-1 1-1-1-1-1-1-1 1 1 1-1 1...-1 1 -1-1 1-1-1-1-1-1-1 1 1 1-1 1)
用户3：
Dk3＝D3*C3＝(C3-C3-C3-C3-C3-C3 C3 C3 C3-C3-C3 C3-C3 -C3 C3-C3-C3 C3-C3-C3-C3-C3-C3-C3)＝(C3-C3...-C3)＝(1-1 -1-1 1-1 1 1 1 1-1 1 1 1 1-1-1 1 1 1-1 1-1-1-1-1 1-1-1-1-1 1...-1 1 1 1-1 1-1-1-1-1 1-1-1-1-1 1)
用户4：
Dk4＝D4*C4＝(C4-C4 C4 C4-C4-C4 C4 C4-C4 C4 C4-C4 C4 C4 C4-C4-C4 C4-C4 C4 C4 C4-C4-C4)＝(C4-C4...-C4)＝(1-1-1-1-1 1-1-1 1-1-1-1-1 1-1-1-1 1 1 1 1-1 1 1-1 1 1 1 1-1 1 1...-1 1 1 1 1-1 1 1-1 1 1 1 1-1 1 1)
各用户扩频后的数据相加得到如下的数据：
Dk＝(0 0-4-4 0 0 0 0 0-2-4 2 0 2 0-2-4 4 0 0 0 0 0 0-4-2 0 2 0-2 0 2...-2 2 2 2 2-2-2-2-2 0 2 0 2 0-2 4)
(5)OFDM调制。将Dk的第1到第192个数据依次调制到OFDM子 载波-192到-1，将Dk的第193到第384个数据依次调制到OFDM子载波1 到192。调制过程可以用如下公式表示：
Xt(n)＝∑191 0Dk(m)ejw(m-192)n+∑384 193Dk(m)ejw(m-191)n，w＝2π/512，n＝0，1，...，511
(6)其它处理。余下的处理和常规OFDM调制相同。
3.接收端的实现。
(1)前端信号处理，确定进行DFT处理的数据段。这部分的处理和常 规OFDM接收处理相同。接收的的信号经过变频、采样量化后得到基带离 散数字信号，并确定将要进行DFT处理的连续采样的离散数字信号：Xr(0)， Xr(1)，...，Xr(511)。
(2)DFT。对信号Xr(0)，Xr(1)，...，Xr(511)号进行离散傅立叶变换， 得到频域离散数字信号：R(n)＝∑511 0Xr(m)e-jwmn，w＝2π/512，n＝-192，...，192。
(2)解扩。将DFT变换后的数据按照与发射端子载波调制相同的方式 分类和分段。对于每-段数据，如果该段属于扩频调制，就用相应的扩频码 进行解扩。计算解扩信号的公式为：
Km(n)＝∑15 0Cm(i)R(16n-192+i)，m＝1，2，3，4，n＝0，...，11
Km(n)＝∑16 1Cm(i-1)R(16n-192+i)，m＝1，2，3，4，n＝12，...，23 其中Km(n)表示用户m的解扩后的第n个数据，Cm为第m个扩频码。
(3)星座比特映射和解码。解扩后的数据需要进行星座比特映射和解 码，这部分的操作和常规OFDM解调相同。
图3是直接序列扩频OFDM与常规OFDM在频偏下的子载波干扰性能 对比图。从图3可以看出，在频偏情况下，常规OFDM的子载波干扰性能 比直接序列扩频OFDM相差10dB左右。本发明直接序列扩频OFDM方法 有效改善了子载波间的干扰。