通常通过利用AC信号的三个特有性质——振幅、频率和相位——中的一者或一者 以上来点到点传递数字数据。
使用振幅性质的一些调制方法为OOK(开-关键控)和常见的AM(调幅)。在OOK 中，数据位由载波的存在或不存在表示。在AM中，数据位由载波的相对振幅中的差异 表示，或通过使用表示数字数据的不同音调对载波进行调幅来表示。
使用频率性质的典型调制方法为FSK(频移键控)和FM(调频)。对于FSK，数字 数据的二元状态用两个预定的固定频率之间的突然频率变化表示。在FM中，数据位由 载波的相对频率中的差异表示，或通过使用表示数字数据的不同音调对载波进行调频来 表示。
调相也是常见的调制方法，但当单独使用时难以与FM区分。最近已开发并已利用 了更为复杂的调制方法。举例来说，相对较新且普及的调制方法是QAM(正交调幅)， 其使用调幅与调相的组合。视应用而定，QAM存在若干不同的变化形式。
这些调制方法的每一者均为可行的，在适当的通信应用中得以证实并使用。所有这 些调制方法共同的几个不合需要的特性是，其均需要若干循环来传输一个位，且这样做 的话会产生显著的旁带。这些旁带对于从载波提取信息是必要的，且在通信信道中占据 显著带宽，从而需要邻近信号之间有显著间隔。

根据本发明的调制技术使用一个或一个以上正弦曲线载波。包括许多数字位的数字 数据在每一半的正弦曲线循环内被编码。n个位中的每一个别位位于循环的预定相角θn 处。一个数字表示项(例如，“零”)由在相角θn处正弦曲线波形的振幅Y不发生变化 来表示。其它数字表示项(例如，“一”)通过改变相角θn处正弦曲线波形来表示。当前 优选的是，通过在相角θn之后短时间间隔Δθ内维持振幅Y＝sinθn来改变正弦曲线波形。 或者，可通过增大(或减小)正弦曲线波形的振幅并接着在相角θn之后短时间间隔Δθ 内维持振幅Y＝sinθ(n+Δθ)来改变正弦曲线波形。
当前优选但并非必要的是，每隔一个位进行反相(即，“一”反相为“零”，且“零” 反相为“一”)。为了许多目的，可适应性地改变或可选择性地改变位的数目n和相角θn 中的任一者或两者。
在使用复数个正弦曲线载波的实施例中，正弦曲线载波可在频率上相关使得其可产 生为具有某一相位关系，所述相位关系的特征是，所有载波均周期性地同时为零度 (sinθ＝0)。此零度相位一致可用作用于使数据通信的不同方面同步化的组帧事件 (framing event)。
根据本发明的一个方面，可使用载波峰值和载波零检测代替数据开始和停止位，因 此减小额外开销并增大真实数据速率。载波峰值或载波零交叉的任一者可被检测到并用 来组帧数据字，以代替数据字开始和停止位。此技术的使用消除了每数据字使用两个非 数据额外开销位。
根据本发明的解调技术检测经调制的载波，并通过对其进行检查以确定载波的正弦 曲线函数是否已以每一相角θn之后的时间间隔Δθ而改变来检索数字数据。举例来说， 如果已通过在相角θn之后的短时间间隔Δθ内维持振幅Y＝sinθn而调制了载波，那么检 查经调制的载波以确定相角θn之后的时间间隔Δθ期间是否Y＝sinθn，或每一相角θn之 后的时间间隔Δθ期间振幅是否遵循函数Y＝sinθ。此检查可通过(例如)将检测到的正 弦曲线载波与具有与所述载波相同频率和相位的参考正弦曲线信号混合以检测参考正 弦曲线信号与经调制的载波之间的相差，或通过对经调制的载波执行快速傅里叶变换 (fast-fourier-transform，FFT)分析来实现。接着可对数字数据进行缓冲或以另外的方 式处理并如数字数据领域中已知的方式加以利用。
根据本发明的示范性调制设备可用来以数字的方式产生经调制的载波。可如此项技 术中已知，使用计数器来通过正弦函数查找表驱动数字到模拟(D/A)转换器，以便从 D/A转换器产生正弦曲线输出电压。如果希望在时间间隔Δθ期间维持D/A转换器的输 出为值Y＝sinθ，那么，可将在表示θn的时间点上计数器的输出锁存到正弦函数查找表 中。在时间间隔Δθ结束时，释放锁存，并将计数器的当时的计数输出提供给查找表。 根据本发明的一个实施例，位速率为可适应的。
根据本发明的一个示范性解调设备可用来从经调制的载波提取数字信息。使用经调 制的载波来产生与经调制的载波具有相同频率和相位的参考正弦曲线信号。将经调制的 载波与参考正弦曲线信号在双平衡混合器中混合。数字电路检查在包含时间间隔Δθ和 刚好在时间间隔Δθ之后的时窗期间混合器的输出，以获得指示经调制的载波与参考正 弦曲线信号之间的相位变化的信号。感应到的信号变成解调器的数字输出流。
另一示范性解调设备使用光学技术从经调制的载波提取数字信息。这些技术利用在 存在编码位期间LED的亮度将较高的事实。
根据本发明的一个通信系统使用调制器将根据本发明的至少一个经调制的载波插 入到电话线或其它线对通信线的一端上。优选地，将通过保护带数目而在频率上分离的 复数个这样的经调制的载波注入到线中。解调器耦合到电话线或其它线对通信线的另一 端。根据本发明的一个实施例，调制器和解调器可位于线的每一端，且所述通信可为双 向通信。根据本发明的另一实施例，调制器和解调器可协商将要用于通信的位速率。
根据本发明的另一通信系统使用调制器将根据本发明的至少一个经调制的载波插 入到配电线上。优选地，将通过保护带数目而在频率上分离的复数个这样的经调制的载 波注入到线中。解调器在用户位置(例如，住宅或商业位置)处在(例如)常规二联式 出口处耦合到配电线。根据本发明的一个实施例，所述通信可为双向通信。根据本发明 的另一实施例，调制器和解调器可协商将要用于通信的位速率。根据本发明的又一实施 例，电力公司可使用通信系统来通过在用户位置处选择性地开关器具和照明电路来在高 负载需求时段期间调节负载。
根据本发明的另一通信系统使用调制器将根据本发明的至少一个经调制的载波插 入到同轴电缆通信线的一端上。经调制的载波可在插入到同轴电缆线上之前进行增频转 换。优选地，将通过保护带数目而在频率上分离的复数个这样的经调制的载波插入到线 中。解调器耦合到同轴电缆通信线的另一端。根据本发明的一个实施例，调制器和解调 器可位于线的每一端，且所述通信可为双向通信。根据本发明的另一实施例，调制器和 解调器可协商将要用于通信的位速率。
根据本发明的另一通信系统使用调制器来产生根据本发明的至少一个经调制的载 波，并用所述至少一个经调制的载波进一步调制射频(RF)载波以形成无线RF信号。 经调制的载波可在进行RF调制之前进行增频转换。优选地，对通过保护带数目而在频 率上分离的复数个这样的经调制的载波进行RF调制。接着发射经RF调制的信号。所 发射的经RF调制的信号接着由陆地RF接收器检测。解调器耦合到陆地RF接收器。根 据本发明的一个实施例，所述通信可为双向通信。根据本发明的另一实施例，调制器和 解调器可协商将要用于通信的位速率。
根据本发明的另一通信系统使用调制器来产生根据本发明的至少一个经调制的载 波，并用所述至少一个经调制的载波进一步调制射频(RF)载波以形成无线RF信号。 经调制的载波可在进行RF调制之前进行增频转换。优选地，对通过保护带数目而在频 率上分离的复数个这样的经调制的载波进行RF调制。接着将经RF调制的信号发射到 环地轨道(earth-orbiting)或其它卫星或航天器。解调器耦合到环地轨道或其它卫星或 航天器中的RF接收器。环地轨道或其它卫星或航天器接着可将RF信号转发到另一RF 接收器，或可对其进行解调以供本地使用。根据本发明的一个实施例，所述通信可为双 向通信。根据本发明的另一实施例，调制器和解调器可协商将要用于通信的位速率。
附图说明
图1A是说明根据本发明技术调制的示范性单个正弦曲线载波的一个半循环 (half-cycle)的图。
图1B是电压对时间的曲线图，其展示根据本发明技术调制的正弦波载波的单个循 环、从所述载波检测到的示范性数据，和通过对正弦波载波的峰值检测和零交叉检测任 一者的选择获得的字开始和字停止同步脉冲。
图2是说明可根据本发明技术调制的复数个正弦曲线载波的图。
图3是用于产生根据本发明技术的经调制的正弦曲线载波的说明性调制器电路的方 框图。
图4A和4B分别是可用于根据本发明的通信系统的增频转换器和降频转换器的方框 图。
图5A是复数个说明性调制器电路的方框图，所述说明性调制器电路的每一者用于 产生经调制的正弦曲线载波，所述经调制的正弦曲线载波的输出根据本发明技术而混合 在一起。
图5B是包含复数个说明性调制器电路的系统的方框图，所述说明性调制器电路的 每一者用于产生经调制的正弦曲线载波，所述经调制的正弦曲线载波的输出根据本发明 技术而混合在一起。
图6是用于从根据本发明技术的经调制的正弦曲线载波提取信息的说明性解调器电 路的方框图。
图7是复数个说明性解调器电路的方框图，所述说明性解调器电路的每一者用于解 调经调制的正弦曲线载波，所述经调制的正弦曲线载波的输出根据本发明技术而组合成 输出数据流。
图8是可根据本发明而使用的光学解调器电路的方框图。
图9A是说明根据本发明的通信系统的方框图，所述通信系统通过例如电话线的线 对通信线而操作，所述通信系统包含：调制器，其在电话线的每一端以便将根据本发明 的至少一个经调制的载波插入到线对通信线的一端上；和解调器，其耦合到电话线或其 它线对通信线的每一端以便执行双向通信。
图9B是说明根据本发明的通信系统的方框图，所述通信系统通过配电线而操作， 所述通信系统包含：调制器，其耦合到配电线以便将根据本发明的至少一个经调制的载 波插入到配电线的一端上；和解调器，其耦合到配电线的每一端以便执行双向通信。
图10是说明根据本发明用于同轴电缆通信线的通信系统的方框图，所述通信系统 使用调制器将根据本发明的至少一个经调制的载波插入到同轴电缆通信线的每一端上， 并使用耦合到同轴电缆通信线的每一端的解调器。
图11是说明根据本发明的另一通信系统的方框图，所述通信系统在每一端使用调 制器来产生根据本发明的至少一个经调制的载波并用所述至少一个经调制的载波进一 步调制射频(RF)载波以形成无线RF信号，并使用耦合到解调器的陆地RF接收器。
图12是说明根据本发明的另一通信系统的方框图，所述通信系统在每一端使用调 制器来产生根据本发明的至少一个经调制的载波并用所述至少一个经调制的载波进一 步调制射频(RF)载波以形成发射到环地轨道或其它卫星或航天器的无线RF信号，并 使用耦合到环地轨道或其它卫星或航天器中的RF接收器的解调器。
图13是说明数字信号处理技术可如何用于根据本发明的通信系统中以产生如图2 所示的至少一个经调制的正弦曲线载波的方框图。
图14是说明数字信号处理技术可如何用于根据本发明的通信系统中以解调至少一 个经调制的正弦曲线载波的方框图。
图15是说明根据本发明的通信系统可如何与现有的调制解调器协议结合使用的方 框图。
图16是描绘多频率正弦波接收器的说明性实施例的方框图。

所属领域的技术人员将了解，对本发明的以下描述仅为说明性的且在任何情况下均 不具有限定性。所述技术人员将很容易了解本发明的其它实施例。
首先参看图1A，其为说明根据本发明技术调制的示范性单个正弦曲线载波10的图。 图1A中展示正弦曲线波的正半循环。图1A的x轴是正弦曲线载波10的从0°到180° 的相角，且图1A的y轴是如此项技术中已知的在相角90°处规格化为峰值1的正弦曲线 载波10的瞬时振幅。所属领域的技术人员通过观察图1A将了解如何执行正弦曲线载波 10的从180°到360°的第二半循环的编码。
接着根据本发明，在每一半的正弦曲线循环内编码n个数字位。n个位中的每一个 别位位于循环的预定相角θn处。一个数字表示项(例如，“零”)由在相角θn处正弦曲 线波形的振幅Y不发生变化来表示。其它数字表示项(例如，“一”)通过改变相角θn 处正弦曲线波形来表示。当前优选的是，通过在相角θn之后短时间间隔Δθ内维持振幅 Y＝sinθn来改变正弦曲线波形。当前优选的是，每隔一个位进行反相(即，“一”反相为 “零”，且“零”反相为“一”)。所属领域的技术人员将了解，根据本发明的教示，除 了在相角θn之后的时间间隔Δθ期间维持电压恒定之外，还可能对正弦曲线载波进行变 化。举例来说，可通过增大(或减小)正弦曲线波形的振幅并接着在相角θn之后短时间 间隔Δθ内维持振幅Y＝sinθ(n+Δθ)来改变正弦曲线波形。根据本发明，可使用这两种技术 的组合。
在图1A中，将n选择为4仅仅是为了方便说明本发明。本发明不限于正弦曲线载 波10的每半个循环编码4个数字位，且所属领域的技术人员将发现，可在正弦曲线载 波10的每半个循环编码其它数目的位。经编码的位在载波10上的位置分别展示在相角 θ1、θ2、θ3和θ4处。图1A中展示这些位的位置是对称地定位的。这样定位使执行信号 的解调较为方便，但根据本发明并非必要的。
为了实现图1A的目的，“零”数据值由正弦曲线波形的振幅Y不发生变化来表示， 且“一”通过改变正弦曲线波形的振幅Y来表示。在图1A的实例中，在所使用的调制 技术中，每隔一个位进行反相(即，“一”反相为“零”，且“零”反相为“一”)。因此， 图1A中展示位2和4被反相。虽然此调制技术(每隔一个位进行反相)当前是优选的， 但所属领域的技术人员将了解，这对于实践本发明来说并非必要。
图1A说明编码四位序列1000，其中位2和4被反相使得经编码的序列展示为在正 弦曲线载波10的第一半个循环内编码的1101。因此，在相角θ1处开始并在相角θ1之后 短时间间隔Δθ内，sinθ函数变得不连续，且Y值保持恒定为值Y＝sinθ1。在时间间隔Δθ 结束时，Y值跃升为Y＝sin[θ1+Δθ]。类似地，在相角θ2处开始并在相角θ2之后短时间间 隔Δθ内，sinθ函数变得不连续，且函数的Y值保持恒定为值Y＝sinθ1，因为正编码经过 反相的“0”(“1”)。在时间间隔Δθ结束时，Y值升高为Y＝sin[θ2+Δθ]。sinθ函数在紧 接着相角θ3之后的角时间间隔Δθ处不存在中断，因为在所述位置处正编码零。最后， 在相角θ4处开始并在相角θ4之后的短时间间隔Δθ内，函数的Y值保持恒定为值Y＝sinθ4， 因为正编码经过反相的“0”(“1”)。在时间间隔Δθ结束时，Y值降低为Y＝sin[θ2+Δθ]。
通过观察第一和第四经编码的位，所属领域的技术人员将发现，相角θ1和θ4处的 经编码的位处的波形的部分不对称。在小于90°的相角处，Y值的升高延迟，且在大于 90°的相角处，Y值的降低延迟。然而，在两种情况下，Y值的突然变化(ΔY)发生在时 间间隔Δθ结束时，在时间间隔Δθ期间Y一直为恒定的。检测器将感应到此突然变化以 便解调信号并提取数字信息。如先前所述，所属领域的技术人员将了解，在大于90°的 相角处可促使突然变化在时间间隔Δθ开始时发生，或振幅的突然变化可在小于90°的相 角处在时间间隔开始时发生，且在大于90°的相角处在时间间隔结束时发生。
图1A中，用斜纹阴影线识别对称地定位在90°附近的正弦曲线载波10的中心部分。 据信，实践中，对称地定位在90°附近的相角存在某一范围，在所述范围中，Y值的突 然变化ΔY将很难或不可能被检测到，因为随着θ从两个方向接近90°，dsinθ/dθ(即， cosθ)接近零。这可通过将ΔY1与ΔY2进行比较并注意到后者为较小的振幅变化而得知。 因此当前优选的是，避免将位的位置定位在相角θ＝90°附近。此禁区的尺寸将取决于例 如(但不限于)所使用的检测方案、所使用的传输媒介和传输媒介中的环境噪音水平的 因素。
所属领域的技术人员将了解，参看图1A而揭示的调制技术在不脱离本发明概念的 情况下可能存在变化形式。举例来说，已参照使用恒定相角时间间隔Δθ来产生电压值Y 的突然变化的值所导致的突然变化揭示了本发明的这一方面。同样预期使用电压值的恒 定的突然变化ΔY，结果使得相角时间间隔Δθ的量值将取决于希望发生电压值的变化ΔY 的角位置。另外，在图1A的实例中，时间间隔Δθ期间的电压保持恒定为值Y＝sinθn， 但可使用其它函数。
现参看图1B，其呈现根据本发明技术调制的正弦波载波的单个循环的和从所述载 波检测到的示范性数据的电压对时间的曲线图。在第一描记线12中，展示正弦波载波 的单个循环以每360°八个位的循环进行调制。为了说明的目的，所有的位均为“一”。 任何零位将展示为在位位置相角处不存在从正弦曲线函数的偏移的区域。
在图1B的第二描记线14中，展示将使用本发明技术从所述载波检测到的电压的图 示。注意到，关于90°对称的区域中不存在经编码的数据。
在图1B的第三描记线16中，展示将在峰值检测器的输出处产生的同步位的图示。 第四描记线18展示将在零交叉检测器的输出处产生的同步位的图示。当前优选的是， 使用峰值检测器同步位而不是使用零交叉检测器同步位来组帧字。相信邻近于相角90° 和270°处的波最小值和最大值的数据禁区更好地确保防止数据字组帧错误，因为通过一 起观察第二、第三和第四描记线看到，数据位与零交叉同步位之间的时间间隔在相角0° 和180°处的正弦波零交叉附近最紧密。数据位与最小和最大同步位之间的间隔在相角 90°和270°处的正峰值和负峰值处大很多。
峰值检测和零检测技术是众所周知的，且可用来产生本发明的解调技术的字组帧开 始和停止位。举例来说，可通过使用已知的电压比较器电路来完成零交叉检测，且可使 用已知的微分器电路来完成峰值检测。如先前所提及，峰值检测电路中的时序错误与零 交叉检测电路中这样的错误相比是更可以容许的。也可使用锁相回路技术来产生峰值和 零交叉同步信号。由于零交叉检测比峰值检测更易于实施，所以可求得传入的正弦波载 波的微分以从其中获得从原始正弦波刚好相移90°的余弦波形。可将产生的余弦波馈给 到零检测电路。所属领域的技术人员将了解，余弦波的零交叉对应于原始正弦波的最小 和最大峰值。
所属领域的技术人员将了解，根据本发明的字开始和字停止位的产生可通过消除在 数据流中插入开始位和停止位的需要来显著地增大数据生产率。举例来说，组帧有开始 位和停止位的八位数据字包括十个位。通过消除开始位和停止位，只需要传输所述八个 数据位，导致位生产率额外开销节省20％。在使用十六位字的系统中，需要传输十六个 位而不是十八个位，导致位生产率额外开销节省大约9％。
现参看图2，其为说明本发明的另一方面的图，其中根据本发明技术可用相同的通 信信道中的不同的数字数据来调制复数个正弦曲线载波。在图2的说明性实例中，可以 看到，展示七个正弦曲线载波的若干部分在40mS“帧”内，其中所有载波在每一帧开 始时处于相角零处。所属领域的技术人员将了解，这可通过选择频率在算术上相关的载 波频率而容易地完成。在图2的说明性实例中，已选择开始于400Hz处且间隔开25Hz 的载波频率(即，250Hz、275Hz、300Hz、325Hz、350Hz、375Hz和400Hz)。如图2 说明的特定实例中所示，每循环使用16个位导致数据速率为每帧1,456个位，或每循环 36,400个位。
从图2可知，载波在算术上相关，使得帧内含有第一载波的十个完整循环、第二载 波的十一个完整循环、第三载波的十二个完整循环、第四载波的十三个完整循环、第五 载波的十四个完整循环、第六载波的十五个完整循环和第七载波的十六个完整循环。这 样组帧(其中所有载波在每一帧开始时处于相角零处)对于使用多个载波实践本发明并 非必要，但其可有利地用于根据本发明的通信系统中的数据恢复和其它同步活动。举例 来说，图2中说明的帧开始定相可用于同步目的等。
本发明的多个载波方面可用来扩展在给定的通信信道中可用的总带宽。举例来说， 如本文将揭示，典型的双绞线电话线的带宽约为3KHz。根据本发明，复数个正弦曲线 载波每一者可在此频率范围内在频率上间隔开约50-100Hz，并在相同的电话线上传输。 可利用此来显著地增大其中可使用本发明的任何通信信道中的有用带宽。所属领域的技 术人员从本揭示案将了解，可在其它频率下使用其它频率间隔。举例来说，在约100MHz 的频率下，复数个正弦曲线载波可彼此间隔开约500KHz。所属领域的技术人员将了解， 在根据本发明而实行的任何给定系统中，所需的载波间隔仅仅是在检测期间有必要用来 避免来自邻近的载波频率的干扰的载波间隔，且将取决于所利用的频率范围以及所使用 的检测技术。
根据本发明的另一方面，可通过选择两个或两个以上载波频率的组合来完成安全通 信。此系统中的经授权的传输可由经配置以检测选定的载波频率组合的存在的接收器来 识别。根据本发明的一个方面，通信系统可为适应性的，且可使用在控制信道上发送的 信息或由接收器检测到的用以移位一个或一个以上载波的频率的频移，用于以下目的： (例如)噪音的避免或最小化、安全目的、启用多个通信模式、识别希望供选定的接收 器使用的消息、识别事件等。可实施本发明的这一方面所为的目的将相差很大，且主要 是设计选择的问题。
现参看图3，其为描绘用于产生根据本发明技术的经调制的正弦曲线载波的说明性 调制器电路的方框图。图3的调制器仅为说明性的，且所属领域的技术人员将了解，可 使用例如经编程的微处理器和数字信号处理(DSP)技术、状态机等其它方案来执行此 功能。
已知通过使用驱动D/A转换器的正弦函数查找表来产生正弦曲线电压。将从0°到 360°的相角量化为许多离散值。多位计数器以恒定的时钟速率连续地对这些离散值从头 到尾进行计数。多位计数器的输出寻址提供每一量化的相角的数字编码的正弦函数值的 正弦函数查找表。D/A转换器输出与查找表的输入处的离散相角的正弦成比例的电压。
所述两个变量是相角分辨率和A/D转换器的分辨率。在图3的说明性调制器电路中， 展示0°到360°的相角范围分辨为9个位，或512分之一，使每一增量为θ＝0.703125°。 所属领域的技术人员将了解，可使用其它分辨率，尽管可在正弦曲线载波的半个循环中 编码的位的数目对于较小分辨率来说可能有限。举例来说，使用θ为9位分辨率，那么 每半个循环分辨为256个离散角。据信，可使用此角分辨率实现64位的实践限度。
类似地，D/A转换器的分辨率应选择成使得步距(step size)足够小，以便在由此 产生的未经调制的正弦曲线载波中提供相对较低的失真量。当前优选的是，D/A转换器 的分辨率为约10个位。所属领域的技术人员将了解，D/A转换器的分辨率将影响使用 FFT解调技术的能力，因为希望预期的最小ΔY显著大于D/A步距。
图3中描绘离散逻辑元件。所属领域的技术人员将了解，这些元件可使用例如双极 技术、CMOS技术等不同技术制造，且可依据据以设计电路的操作频率所规定的速度要 求来选择例如TTL、ECL等逻辑系列。此外，所述技术人员将了解，可将这些元件集成 到单个集成电路上，或可将这些元件编程到可编程集成电路(例如，场可编程门阵列) 中，或可将所执行的逻辑功能实行为状态机。
图3中，展示时钟产生器20驱动9位二进制计数器22。通过延迟元件24将来自计 数器22的9位计数输出提供到锁存器26。锁存器26配置成当其时钟输入为低时为透明 的，且当其时钟输入为高时在其输出处锁存出现在其输入处的9位值。锁存器26的输 出用来驱动正弦查找表28。正弦查找表28的输出驱动D/A转换器30。图3中展示D/A 转换器30在图3中分辨率为10个位，但所属领域的技术人员从本揭示案将了解，可使 用不同的分辨率。图1A的经调制的正弦曲线载波出现在D/A转换器30的输出处。所 属领域的技术人员将了解，在图3的9位计数器实例中，将时钟产生器20的频率选择 为期望的正弦曲线载波频率的512倍。
可通过在许多时钟脉冲期间暂时冻结对于正弦查找表28的输入来对正弦曲线载波 施加调制，所述许多时钟脉冲的周期合起来等于对应于Δθ的期望的时间间隔。有经验 的数字设计者将了解，存在完成此目的的多种方式。
图3中展示执行此调制技术的极其灵活的方法的一个说明性实例，其使用非易失性 存储器32。非易失性存储器32可为任何一种非易失性存储器，例如掩模型只读存储器 (mask ROM)、PROM、EPROM、EEPROM、快闪存储器等。
来自计数器22的9位计数输出也提供到非易失性存储器32的9个最低有效位，于 是非易失性存储器32具有对应于正弦曲线载波被分辨成的每一离散相角的一个位置。 在图3的电路中，非易失性存储器32中的对应于范围[θ1+Δθ]、[θ2+Δθ]、[θ3+Δθ]和[θ4 +Δθ]内的相角的存储器位置含有值“1”，且非易失性存储器32中的对应于在这些范围 外的相角的存储器位置含有值“0”。
将要编码的数据传递到数据输入寄存器34。数据输入寄存器34是并入串出 (parallel-in serial-out)寄存器。数据输入寄存器34装载有n个位数据，n为可编码到 正弦曲线载波的一半循环中的位位置的数目。数据输入寄存器34由非易失性存储器32 的数据输出进行下降沿计时。在第一时钟脉冲之前，第一数据位出现在数据输入寄存器 34的串行输出处。当9位计数器22的输出计数达到对应于将要编码的第一数据位的相 角位置的值时，非易失性存储器32的输出如先前所揭示呈现“1”值。如果出现在数据 输入寄存器34的串行输出处的第一数据位的值也为“1”值，那么AND门36的输出变 为真(true)(值“1”)。此将9位计数器22的计数锁存在锁存器26的输出处，从而导 致D/A转换器30的输出保持恒定。所属领域的技术人员通过观察图3将了解，延迟元 件24内插在计数器22的输出路径中以允许非易失性存储器32的输出和AND门36的 输出在新的计数到达锁存器26之前安定下来。
在此时间期间，9位计数器22继续计数，且其输出依次寻址非易失性存储器32的 内容。只要非易失性存储器32的输出向AND门36呈现“1”值，锁存器26的输出保 持被锁存。当非易失性存储器32的输出下降为“0”值时，AND门36释放锁存器26， 且9位计数器22的当前输出计数呈现给查找表28，从而导致D/A转换器30的输出立 即升高(或降低)为值Y＝sinθ，以用于由9位计数器22的当前输出计数表示的θ的当 前值。
如先前所述，存在通过在许多时钟脉冲期间暂时冻结对于正弦查找表28的输入来 调制正弦曲线载波的多种方式，所述许多时钟脉冲的周期合起来等于对应于Δθ的期望 的时间间隔。利用图3所示的使用非易失性存储器32的方案的一个优点是，相角θ1、θ2、 θ2和θ4处的数据位的位置以及时间间隔Δθ可简单地通过编程非易失性存储器32的内容 而全体或个别地进行调节。举例来说，如本文中先前所揭示，可个别地调节时间间隔Δθ 的长度以使导致用于表示“1”值位的大体上相等的ΔY变化。
通过使用非易失性存储器32获得的另一优点是(如图3所示)，可选择性地改变调 制的位速率。图示非易失性存储器32包含由位速率控制器42控制的较高级别位地址输 入38和40。此实例允许寻址非易失性存储器32的四个单独的段。可用表示不同数目的 位编码相角、对于Δθ的不同时间间隔或两个参数的不同组合的数据来编程每一段。
如所属领域的技术人员将了解，位速率控制器42可经配置以响应于其中使用本发 明调制器的通信信道内变化的状态，来适应性地且动态地改变位速率和/或对于Δθ调制 的时间间隔。举一非限定性实例，此技术可用来如现今拨号调制解调器中所进行而协商 双绞线电话线上的连接速度。类似地，此技术可用来改变本发明调制技术的在其被使用 的任何通信信道中的位速率，以便补偿通信信道中动态变化的状态，例如噪音等。
同样如所属领域的技术人员将了解，可通过使用位速率控制器42和附加的地址线 来转变位速率和/或Δθ调制的相角位置中的一者或一者以上，以便为了其它目的而访问 其它存储器位置。这些目的包含识别同步帧、识别用于IP或其它包协议系统的包标题， 或识别其它事件或状态。以此方式，可向对接收到的载波中“出位(out-of-position)” 的位的检测分配例如识别事件、提供附加数据等含义。这些含义可依据此活动在“帧” 中发生的位置而变化。
位速率控制器42的性质在很大程度上将取决于安置有调制器的系统的性质和结构， 并取决于将用来改变位速率或位相角位置的状态。举例来说，位速率控制器42可配置 成状态机、微控制器或微处理器。状态机的配置和/或微控制器或微处理器的编程当然将 取决于正执行的准确过程，且对于所属领域的技术人员来说是一个例行的任务。
然而，举一个一般的实例，位速率控制器可经调整以感应状态、请求、中断、事件 或类似情况的存在，且对存储器32中的含有用以产生期望数目的位且/或在正弦曲线载 波的期望的相角处设定一个或一个以上位位置的数据的某一位置确立一地址，以便实现 对于状态、请求、中断、事件或类似情况的特定响应。如果正编码附加的数据，那么正 弦曲线载波中位位置的一个相角设定可表示第一数字状态(例如，“零”)，且正弦曲线 载波中位位置的第二相角设定可表示第二数字状态(例如，“一”)。
用于解调本发明的经调制的正弦波的接收器可经调整以检测一个或一个以上载波 中的一个或一个以上“出位”的位，并基于所述检测和分配于状态的含义来执行不同动 作。使用根据本发明技术的一个优点是，此可在仍然利用检测到的数据的同时完成，意 味着可在不会使通信信道的带宽降级的情况下获得功能的增加。举例来说，呈现“出位” 的经编码的位的载波可用来发出系统即将增大或减小信道中载波的数目的信号。所属领 域的技术人员将了解，本发明的这一附加的智能能力的用途本质上是没有限制的，且适 于使用其的系统的特定配置和最终用途。
D/A转换器30的输出可被缓冲，且/或与来自如本文揭示的其它调制器的D/A转换 器的输出混合，且可以另外的方式进行进一步调整，例如通过进一步进行为了将信号插 入到各种通信信道中作准备所必要的进一步调制或频率转换。图4A和4B中说明本发明 的这一方面，现关注此方面。
图4A是可用于为根据本发明经调制的载波在通信系统中传输作准备的增频转换器 的方框图。本地振荡器40驱动平衡RF混合器42的一个输入。经调制的正弦波载波集 合提供到平衡RF混合器42的另一输入。平衡RF混合器42的输出通过带通滤波器44。 图4A的用作增频转换器的配置在RF技术中是众所周知的。
图4B是可用于根据本发明对通信系统中接收到的经调制的载波信号进行降频转换 的降频转换器的方框图。与图4A中一样，本地振荡器40驱动平衡RF混合器42的一 个输入。将接收到的RF输入通过带通滤波器46提供到平衡RF混合器42的另一输入。 平衡RF混合器42的输出递送到本文所揭示的类型的检测器。图4B的用作降频转换器 的配置在RF技术中也是众所周知的。
举例来说，关于本发明情境中增频转换器和降频转换器的用途，可将在1MHz范围 内的频率处的载波频率转换为100MHz范围以供在同轴电缆通信信道上传输，且可将 100MHz范围频率转换为千兆赫范围以供在例如陆地点到点链路或卫星链路的微波链路 通信信道上传输。此信号调整和频率转换的技术在此项技术中是众所周知的。
图5A中说明本发明的另一方面，其为复数个说明性调制器电路的方框图，所述说 明性调制器电路的每一者均用于产生经调制的正弦曲线载波，所述经调制的正弦曲线载 波的输出根据本发明技术而混合在一起。所有的调制器电路50-1、50-2、50-3和50-4 可如图3中所说明而配置，或可以另外的方式配置。每一调制器的经调制的正弦曲线载 波输出馈给到混合电路52。混合电路52可如此项技术中已知而简单地配置成与加法放 大器一样，或可以另外的方式配置。
混合电路52的输出是含有来自调制器电路50-1、50-2、50-3和50-4的个别经调制 的正弦曲线载波的全部的复合波形。混合电路52的输出处的复合波形可以另外的方式 进行进一步调整，例如通过进一步进行为将信号插入到各种通信信道中作准备所必要的 进一步调制或频率转换。此信号调整和转换的技术在此项技术中是众所周知的。
现参看图5B，其为展示包含复数个说明性调制器电路的系统60的方框图，所述说 明性调制器电路的每一者均用于产生经调制的正弦曲线载波，所述经调制的正弦曲线载 波的输出根据本发明技术而添加在一起。此处描述的多频率基元相移数据发射器是使用 载波(或多个载波)的基元相移来传达数字数据的方法的许多实现方式中的一种。
控制器62提供对系统的监督和控制。数据缓冲器64存储从其来源进入的数据。从 外部来源对输入数据进行时钟输入。其在格式上可为串行的或并行的。在控制器62的 监督下的数据缓冲器64刚好在如上所述的基元相位变化的确立(assertion)(如果为一) 或取消确立(de-assertion)(如果位为零)的适当时间输出特定的数据位。
复数个序列器状态机66-1到66-6如名称所暗示，每一者是当计时时分别定序所有 地址输出来驱动复数个相应的正弦波查找表(LUT)68-1到68-6的状态机。所属领域的 技术人员将了解，本发明的实际实现方式中使用的这种序列器状态机的数目为任意的， 且仅作为说明性实例而展示六个。状态机66-1到66-6的每一者用来根据本发明原理产 生正弦波载波，且可经配置以(例如)执行参看图3而揭示的过程或产生图1A和1B 的经调制的正弦波载波的等效过程。
正弦波LUT 68-1到68-6是类似于只读存储器(ROM)的固定预编程存储器。这些 存储器每一者经编程使得对于每一输入地址位置，数据寄存器保存波位置一的特定相位 或角处的正弦波的振幅的特定数字值。在常见的实施方案中，随着地址依次被激励，数 据输出输出正弦波的数字表示项。峰值振幅为固定的，且正弦波的频率直接对应于地址 被定序的速率和组成一完整波的地址步(address step)的数目。
序列器状态机66-1到66-6每一者具有三个输入：时钟、数据和复位。时钟促使序 列器状态机66-1到66-6定序所有地址以便从LUT 68-1到68-6产生正弦波信号。当数 据位存在并处于正弦波的正确相位位置处时，序列器将促使其关联的LUT延迟其输出 引起其输出中的基元相位变化。当复位被确立时，其使每一序列器状态机返回已知的状 态。
LUT 68-1到68-6每一者基本上是类似于只读存储器(ROM)的固定预编程存储器。 此存储器经编程使得对于每一输入地址位置，数据寄存器保存波位置的一特定相位或角 处的正弦波的振幅的特定数字值。在常见的实施方案中，随着地址依次被激励，数据输 出输出正弦波的数字表示项。峰值振幅为固定的，且正弦波的频率直接对应于地址被定 序的速率和组成一完整波的地址步的数目。
可使用多种方案来分配来自数据缓冲器64的数据以便将数据分配到序列器状态机 66-1到66-6。如先前所述，序列器状态机66-1到66-6的每一者的数据速率将各不相同。
分配数据的一种示范性方式是轮流将每一位分配到序列器状态机66-1到66-6中即 将编码下一位的一个序列器状态机。本文中此方法可称为“流式”，且其优点是：不需 要在接收器处重新组合数据，因为数据为简单的串行数据流的形式。一旦指定了系统设 计且确定载波的数目和频率，即可依据简单的算术获得此时序。根据已知序列将数据从 数据分配器选通到序列器状态机66-1到66-6中一个适当的序列器状态机的细节是例行 数字电路设计事宜。再次举例参看图2，且假定将把4个位编码到每一正弦波载波的每 半个循环中，对于单个帧中每一正弦波载波来说，可容易地计算相角θ1、θ2、θ2和θ4的 每一角位置的时间绝对位置。控制器62可使用这些时间的每一者和正弦波载波中的与 其关联的一个正弦波载波将下一数据位分配到序列器状态机66-1到66-6中一个适当的 序列器状态机。
分配数据的另一示范性方式是，对于每一帧来说，向序列器状态机66-1到66-6的 每一者分配一组数据，所述数据具有与序列器将在当前帧中进行编码的位的数目相等数 目的位。一旦指定了系统设计且确定载波的数目和频率，即可知晓此信息。在图2的实 例中，表1展示对于每一载波来说，每一帧将使用的位的数目。   频率   每帧的循环数   每帧的位数   250Hz   10   160   275Hz   11   176   300Hz   12   192   325Hz   13   208   350Hz   14   224   375Hz   15   240   400Hz   16   256
所属领域的技术人员将了解，依据分配在编码端的数据的复杂性，此数据分配方案 可能受到限制，因为其可能无法适应接收端上极其快的数据速率，而这是因为数据分配 器必须等待在数据组准备释放之前每一载波的所述数据组被填充。
LUT 68-1到68-6的输出分别提供到D/A转换器70-1到70-6。D/A转换器70-1到 70-6线性地且连续地将来自LUT 68-1到68-6的并行8位数字字节转换为加法放大器72 的输入。加法放大器72是电路的常规配置，其使用运算放大器线性地将若干个别模拟 信号加在一起以产生一个复合信号。
根据本发明的解调技术检测经调制的载波，并对其进行检查以确定载波的正弦曲线 函数是否已以每一相角θn之后的时间间隔Δθ而改变。举例来说，如果已通过在相角θn 之后的短时间间隔Δθ内维持振幅Y＝sinθn而调制了载波，那么检查经调制的载波以确定 相角θn之后的时间间隔Δθ期间是否Y＝sinθn，或每一相角θn之后的时间间隔Δθ期间振 幅是否已遵循函数Y＝sinθ。此检查可通过(例如)将检测到的正弦曲线载波与具有与所 述载波相同频率和相位的参考正弦曲线信号混合以检测参考正弦曲线信号与经调制的 载波之间的相差，或通过对经调制的载波执行快速傅里叶变换分析来实现。此解调器也 可含有用以检测安置在载波中的一者或一者以上中的“出位”的位的电路。
图6是用于从根据本发明技术的经调制的正弦曲线载波提取信息的说明性解调器电 路的方框图。首先，将传入的经调制的正弦曲线载波提供到信号输入调整方框80。信号 输入调整方框80内部的电路的性质将取决于通信信道中使用的传输媒介。举例来说， 如果传输媒介是例如电话网络中会遇到的双绞线电缆，那么信号输入调整方框80可由 差动线接收器形成。如果传输媒介是例如无线或卫星通信系统中可遇到的无线电或微波 发射器，那么信号输入调整方框80可由通常的RF和IF前端电路组成，包含天线、RF 放大器、降频转换器和RF检测器(如果适用于所使用的RF系统)。
信号输入调整方框80的输出提供到窄带通滤波器82。窄带通滤波器82的Q应约 为至少100。窄带通滤波器82的中心频率选择为经调制的正弦曲线载波的频率。来自窄 带通滤波器82的信号在放大器84中放大，并提供到双平衡混合器86的一侧。双平衡 混合器86的另一侧由数控振荡器(NCO)88的输出馈给。NCO 88的频率和相位设定 为带通滤波器82的通频带内的经调制的正弦波的一者的频率和相位。
在根据本发明的使用通信信道内复数个经调制的载波的通信系统中，规定单独地解 调载波的每一者以提取经编码的数据。现参看图7，其为展示驱动复数个说明性平衡混 合器92、94、96、98、100和102的输入线90的方框图。图7中展示六个平衡混合器， 但所属领域的技术人员将容易了解，视图5A的调制器电路产生多少个经不同频率调制 的正弦波而定，可使用任何数目的平衡混合器。
平衡混合器92、94、96、98、100和102也由NCO多正弦波产生器104的输出而 得以驱动。每一输出为将从其中提取数字编码的信息的经正弦波调制的载波频率的一者 处的正弦波形。平衡混合器92、94、96、98、100和102的输出根据已知技术在数据卷 积器(data convoluter)106中组合成串行或并行输出数据流。
数据卷积器106重新组合来自个别经调制的正弦波的数字数据。因为个别经调制的 正弦波处于不同频率处，所以来自每一者的n个位的数据将达到不同速率。举例来说， 在使用3KHz以下的电话线带宽的系统中，载波频率可能为1KHz、1.2KHz、 1.4KHz...3KHz。1Khz载波中的数据将达到每lmSec n个位的速率。3Khz载波中的数据 将达到所述速率的三倍。来自不同载波的数据的重新组合与重新组合IP包网络中的包 数据没有很大不同。可使用各种已知的技术。所属领域的技术人员将了解，重新组合过 程的细节将作为数据被划分在多载波系统中若干载波中的方式的函数而变化。
根据本发明的一个方面，可使用一个载波来承载对于通信的一个或一个以上方面来 说必要的控制信息，或控制信息与数据的组合。视通信信道中需要的控制信息的量而定， 可在具有最低数据速率(即，上述实例中1KHz载波)、最高数据速率(即，上述实例中 3KHz载波)的载波中，或在其它载波的一者中编码控制信息。
现参看图8，其展示用于解调根据本发明原理而调制的正弦曲线载波的替代电路和 方法。解调器通过驱动一移动点LED显示器而操作，其中照亮的点表示接收到的经调 制的正弦波的电平。因为正弦波载波的未经调制的部分和载波的用零位调制的部分(例 如图1A的相角θ4处所展示)的电压相当快速地变化，而载波的用一位调制的部分处(例 如图1A的相角θ4处所展示)的电压电平在较长周期内保持恒定，所以对应于开始于图 1A的相角θ4处的电压电平的LED将在较长时间内更亮。此亮度差异被感应并解码。这 是没有根据的。没有人会这样做。
图8的解调器电路将经调制的正弦波中的一者输出到逻辑和LED驱动器电路110。 在本发明的一个实施例中，逻辑和LED驱动器电路110可为点条式显示器(dot bar display)集成电路，例如可从加州圣克拉拉的National Semiconductor Corporation购得 的LM3914集成电路。LM3914是单片式集成电路，其感应模拟电压电平并具有用于驱 动复数个LED的输出，因此提供线性模拟显示器。所述显示器可配置成移动点显示器。 图示逻辑和LED驱动器电路110的输出驱动五个光绝缘体电路112-1到112-5。每一光 绝缘体电路含有光学上耦合到光电晶体管的LED。LED的阳极耦合到正电位，且其阴极 耦合到逻辑和LED驱动器电路110的输出中的一者。图8中展示光电晶体管的发射极接 地，且集电极耦合在一起并通过电阻器114耦合到正电压电位，但所属领域的技术人员 将了解，可使用其它电路配置。
“零”位与“一”位之间的差异是，对于“一”位来说，电阻器114的底部处的电 压较低，因为光电晶体管中正导电的一者所汲取的电流较高。从在特定系统中可得到的 可用的电压、相位和帧信息中容易获得用以确定哪一位正被感应的电压电平的时序。
所属领域的技术人员将了解，图8的配置将在较宽频率范围操作，且应注意选择希 望在较高频率下使用的此电路的组件以确保其响应时间对期望用途的频率来说是足够 的。
根据本发明的一个通信系统使用调制器将根据本发明的至少一个经调制的载波插 入到电话线或其它线对通信线的一端上。优选地，将通过保护带数目而在频率上分离的 复数个这样的经调制的载波注入到线中。解调器耦合到电话线或其它线对通信线的另一 端。根据本发明的一个实施例，调制器和解调器可位于线的每一端，且所述通信可为双 向通信。根据本发明的另一实施例，调制器和解调器可协商将要用于通信的位速率。
现参看图9A和9B，其为说明根据本发明的双向通信系统120的方框图，所述双向 通信系统120使用电线作为通信媒介。图9A展示根据本发明的使用电话线或其它线对 通信线作为通信媒介的通信系统。用户站122-1和122-2分别包含输入装置124-1和124-2 (例如，计算机)。所属领域的技术人员将了解，用户站122-1和122-2中的一者可为例 如因特网服务提供者(ISP)的提供者，且如此项技术中已知的，许多用户站可连接到 单个ISP。
每一站还分别包含调制器/解调器以及I/O信号调整单元126-1和126-2。调制器/解 调器可如本文所揭示而配置。所属领域的技术人员将了解，如此项技术中已知的，I/O 信号调整单元用来为经调制的信号作准备，以便在线对通信线128上发送到电话公司中 央局130。
图9B展示根据本发明的使用电力线宽带(broadband-over-power-line，BPL)技术 的通信系统140，所述技术利用电力线作为通信媒介。用户站142-1和142-2分别包含 输入装置144-1和144-2(例如，计算机)。所属领域的技术人员将了解，用户站142-1 和142-2中的每一者可彼此点到点通信，或可为包含其它用户站(未图示)的局域网 (LAN)环境中的用户站或服务器。
每一站还分别包含调制器/解调器以及I/O信号调整单元146-1和146-2。调制器/解 调器可如本文所揭示而配置。所属领域的技术人员将了解，I/O信号调整单元用来将用 户站耦合到商业或住宅区中的电出线口以便在电力线148上发射和接收经调制的信号， 所述经调制的信号如此项技术中已知地(通过降压变压器)馈给到4.8KV配电变压器 150。去往由配电变压器150服务的配电树外部的位置或来自所述位置的数据可如BPL 技术中已知的，在(例如)光纤电缆152上通过I/O耦合电路154而耦合到配电变压器 150并从中进出。如通信领域中已知的，光纤电缆152可耦合到ISP或其它服务器实体。
根据本发明的另一通信系统使用调制器将根据本发明的至少一个经调制的载波插 入到同轴电缆通信线的一端上。经调制的载波可在插入到同轴电缆线上之前进行增频转 换。优选地，将通过保护带数目而在频率上分离的复数个这样的经调制的载波插入到线 中。解调器耦合到同轴电缆通信线的另一端。根据本发明的一个实施例，调制器和解调 器可位于线的每一端，且所述通信可为双向通信。根据本发明的另一实施例，调制器和 解调器可协商将要用于通信的位速率。图10中概略地展示本发明的这一方面。
现参看图10，其为说明根据本发明的双向通信系统160的方框图，所述双向通信系 统160使用例如可在电缆电视(CATV)系统中出现的同轴电缆通信线作为通信媒介。 用户站162-1和162-2分别包含输入装置164-1和164-2(例如，计算机)。所属领域的 技术人员将了解，用户站162-1和162-2中的一者可为例如因特网服务提供者(ISP)的 提供者。
每一站还分别包含调制器/解调器以及I/O信号调整单元166-1和166-2。调制器/解 调器可如本文所揭示而配置。所属领域的技术人员将了解，如此项技术中已知的，I/O 信号调整单元用来为经调制的信号作准备，以便在同轴电缆通信线168上发送到CATV 首端(head end)170。
根据本发明的另一通信系统使用调制器来产生根据本发明的至少一个经调制的载 波，并用所述至少一个经调制的载波来进一步调制射频(RF)载波以形成无线RF信号。 经调制的载波可在进行RF调制之前进行增频转换。优选地，对通过保护带数目而在频 率上分离的复数个这样的经调制的载波进行RF调制。接着发射经RF调制的信号。所 发射的经RF调制的信号接着由陆地RF接收器检测。解调器耦合到陆地RF接收器。根 据本发明的一个实施例，所述通信可为双向通信。根据本发明的另一实施例，调制器和 解调器可协商将要用于通信的位速率。图11中概略地展示本发明的这一方面。
现参看图11，其为说明根据本发明的双向通信系统180的方框图，所述双向通信系 统180使用陆地RF无线通信线作为通信媒介。用户站182-1和182-2分别包含输入装 置184-1和184-2(例如，计算机)。所属领域的技术人员将了解，用户站182-1和182-2 中的一者可为例如因特网服务提供者(ISP)的提供者。
每一站还分别包含调制器/解调器以及I/O信号调整单元186-1和186-2。调制器/解 调器可如本文所揭示而配置。所属领域的技术人员将了解，如此项技术中已知的，I/O 信号调整单元用来为经调制的信号作准备，以便进行无线发射和接收。RF收发器188-1 和188-2用来进行RF调制并传输经调制的正弦曲线载波，以及接收和解调从另一站传 输的RF信号。此RF设备在RF发射和接收技术中是众所周知的。如本文所使用，术语 “RF”希望涵盖约500KHz一直到频谱的VHF和UHF部分以及频谱的微波部分之间、 并包含频谱的VHF和UHF部分以及频谱的微波部分的频谱。
根据本发明的又一通信系统使用调制器来产生根据本发明的至少一个经调制的载 波，并用所述至少一个经调制的载波来进一步调制射频(RF)载波以形成无线RF信号。 经调制的载波可在进行RF调制之前进行增频转换。优选地，对通过保护带数目而在频 率上分离的复数个这样的经调制的载波进行RF调制。接着将经RF调制的信号传输到 环地轨道或其它卫星或航天器。解调器耦合到环地轨道或其它卫星或航天器中的RF接 收器。环地轨道或其它卫星或航天器接着可将RF信号转发到另一RF接收器，或可对 其进行解调以供本地使用。根据本发明的一个实施例，所述通信可为双向通信。根据本 发明的另一实施例，调制器和解调器可协商将要用于通信的位速率。图12中概略地展 示本发明的这一方面。
现参看图12，其为说明根据本发明的双向通信系统190的方框图，所述双向通信系 统190使用卫星无线通信线作为通信媒介。用户站192-1和192-2分别包含输入装置 194-1和194-2(例如，计算机)。所属领域的技术人员将了解，用户站192-1和192-2 中的一者可为例如因特网服务提供者(ISP)的提供者。
每一站还分别包含调制器/解调器以及I/O信号调整单元196-1和196-2。调制器/解 调器可如本文所揭示而配置。所属领域的技术人员将了解，如此项技术中已知，I/O信 号调整单元用来为经调制的信号作准备，以便进行无线发射和接收。卫星站198-1和 198-2用来对经调制的正弦曲线载波进行微波调制并将其传输到卫星200，以及接收和解 调通过卫星200从另一站传输的微波信号。此卫星设备在微波发射和接收技术中是众所 周知的。
如先前所揭示，图3到8中展示的调制器和解调器电路仅为说明性的，且其它调制 和解调解决方案包含在本发明范围内。所属领域的技术人员将了解，根据本发明的通信 系统中可使用数字信号处理技术来产生如图2所示的至少一个经调制的正弦曲线载波并 解调所述至少一个正弦曲线载波。图13和14中分别展示此DSP调制器和解调器。
快速傅里叶变换(FFT)是一种将时域中的信号转换成频域中的表示项的算术方法。 快速傅里叶逆变换(IFFT)通过获取并行数字数据格式的频率系数并将其重新转换成时 域中的连续周期信号来逆转所述过程。IFFT可用来产生根据本发明的经调制的正弦波信 号，且FFT可用来解调根据本发明的所述经调制的正弦波信号。所属领域的技术人员将 了解，根据本发明用于解调和调制的FFT和IFFT技术至多可用于其中处理引擎时钟速 度以及A/D和D/A转换速度约为将要调制和解调的经最高频率调制的正弦波载波频率 的6倍的频率。
现参看图13，将频率系数提供到IFFT方框210。使用已知的DSP技术来配置IFFT 方框210。IFFT将每一音频载波的数字表示项调制成所需要的精确的基元相移信号。从 IFFT方框210输出的时域数据接着馈给到数字到模拟(D/A)转换器212以产生时域信 号。IFFT方框210和D/A转换器212的典型分辨率大于约8个位。D/A转换器212应 足够快以便每秒执行至少100K的转换。
D/A转换器的输出由低通滤波器214过滤。对输出信号的过滤限于去除高频噪音而 不损害每一载波的信息内容。为达成此目的，可将低通滤波器214实施成(例如)6极 巴特沃思滤波器(6-pole butterworth filter)或实施成具有60分贝/倍频程下降的零群延 迟(zero-group-delay)实现结果。
现参看图14，其揭示根据本发明的解调器电路的FFT DSP实施例。FFT技术在此 项技术中是众所周知的。解调器电路包括A/D转换器216和FFT方框218。
现参看图15，其为说明根据本发明的通信系统可如何与现有的调制解调器协议结合 使用的方框图。虽然图15展示此系统220使用V.90调制解调器协议，但所属领域的技 术人员通过观察图15和所附的揭示内容将了解，可将其它调制解调器协议集成到本发 明中。
电话混合电路(Phone hybrid)222提供调制解调器与物理电话网络之间的接口。混 合电路也提供调制解调器的发射与接收侧之间的隔离以便通过匹配阻抗并减小本地发 射器在接收器中造成的噪音成份(noise contribution)来增强操作。
交换器224将混合电路的连接转向标准V.90调制解调器226或由图19的其余元件 配置的多频率调制解调器。交换器的状态处于微控制器228的控制下。微控制器228控 制系统的总体操作。其为自含式微处理单元，包含RAM、ROM和CPU。其提供10/100 以太网或通用串行总线(USB)230与V.90调制解调器226或由图15的其余元件配置 的多频率调制解调器之间的接口。V.90调制解调器是此项技术中众所周知的标准“56K” 调制解调器。V.90调制解调器提供使调制解调器在转变为由上述单元提供的高速链路之 前在标准低速度下通信的能力。
微控制器228还命令并控制到达IFFT和FFT方框232和234的接口。微控制器228 从10/100和USB总线230接收数据并将其格式化为对IFFT 232的适当输出，以便产生 供输出到电话线的必要的信号。微控制器228还从FFT方框234接收数字字并在将其传 送到10/100和USB总线230之前翻译这些数字字以获得数据内容。微控制器的系统时 钟由时序产生器236提供。时序产生器236为系统操作提供时钟和系统同步。
快速傅里叶逆变换(IFFT)方框232是将表示频域中的信号的数字字转换成时域中 的信号的数字信号处理(DSP)过程。表示频域参数的数字字并行地馈给到IFFT 232。 IFFT 232输出表示将在时域中产生的模拟信号的并行数字字的连续流。IFFT 232的数据 流馈给到D/A转换器238，D/A转换器238进而将并行数字数据的序列转化为模拟电平 的序列，所述模拟电平的序列随着时间的过去产生表示输入到IFFT 232的频率参数的连 续的模拟信号。IFFT转换的转换时钟和同步由时序产生器236提供。
16位D/A转换器238将来自快速傅里叶逆变换(IFFT)方框232的输出的并行的 16位数字字线性地且连续地转换成代表性模拟电平。模拟输出样本的连续依次流随着时 间的过去产生复合输出模拟信号，所述复合输出模拟信号通过交换器224和混合电路222 而馈给到电话线。用于构造模拟信号的取样速率由时序产生器236确定。
16位A/D方框240将来自混合电路222的模拟输出通过交换器224线性地转换成 作为每一取样模拟电平的表示项的16位数字字。16位样本并行地馈给到快速傅里叶变 换(FFT)234的输入。模拟信号到数字字的取样速率由时序产生器236确定。
傅里叶变换(FFT)234是将时域中的模拟信号转换成频域中的信号的数字表示项 的数字信号处理(DSP)过程。表示来自A/D转换器240的时域样本的数字字并行地馈 给到FFT 234。FFT 234随后将表示取样的时域(模拟)信号的频率分量的并行数字字 输出到微控制器228。FFT转换的转换时钟和同步由时序产生器236提供。
系统220使用V.90调制解调器协商连接。如果另一站指示其可使用本发明技术通信， 那么微控制器228促使交换器224将D/A转换器238和A/D转换器240连接到混合电 路222而不是V.90调制解调器。
现参看图16，其为描绘多频率正弦波接收器250的说明性实施例的方框图。此附图 和关联的描述内容是关于多频率系统中使用的许多载波中的一者的接收。实际的系统将 具有在不同频率上一起工作的这些接收器中的若干者以便使用此调制技术来传递大量 数据。
前置放大器252放大传入的信号以补偿带通滤波器254的插入损失(insertion loss)。 带通滤波器254过滤信号以减小带外干扰。后置放大器256放大过滤的信号以补偿带通 滤波器254的插入损失，并将信号电平升高到平衡混合器258所需要的电平。
双平衡混合器258将传入的信号与本地振荡器的输出混合，从而产生两种信号的和 与差。本地振荡器可由零交叉检测器260形成，所述零交叉检测器260当传入的信号跨 越零伏电平时产生输出。零交叉检测器260用来产生用于充当本地振荡器的载波再生器 262和产生数据时钟的锁相回路264的参考。载波再生器262获取零交叉检测器的输出， 并产生具有与传入的信号相同频率和相位的本地振荡器输出。锁相回路264使用零交叉 检测器260的输出来产生用来对比较器268的输出处的检索到的数据进行计时的高频时 钟。
低通滤波器266从混合器258的输出中去除和频率分量，从而留下表示输入信号与 离开本地振荡器的参考信号之间的绝对相差的差分量。比较器268将来自混合器258的 差信号与固定的参考进行比较，从而当输入信号高于参考信号时产生输出。输出指示输 入与本地振荡器之间存在相差，从而指示存在值为“一”的数据位。
处于微控制器272的控制下的时钟对准方框270通过可变延迟电路来对准数据时 钟。通过使用数据位存在于信号的相位中的何处的已有知识，此电路过滤出不与出自比 较器的已知的有效数据位对准的数据时钟脉冲。将所述数据时钟输入到多级移位寄存器 274中，所述多级移位寄存器274用作从比较器268的输出时钟输入的数据位的收集库。 微控制器272是监视并控制接收器的操作的预编程装置。微控制器272将存储在移位寄 存器中的所接收到的数据传递出并传到其它区域。
微控制器272还检测“出位”的位，并将其检测作为可由如本文揭示的系统使用的 事件来报告。
虽然已参照示范性实施例描述了本发明，但所属领域的技术人员将了解，在不脱离 本发明范围的情况下，可对本发明的元件作出各种变化并可用等效物代替本发明的元 件。
权利要求书
(按照条约第19条的修改)
1.一种用于从一大体上正弦曲线波形中解码信息的方法，所述大体上正弦曲线波形含 有选定相角θn处的经编码的数字数据，所述波形具有一在相角处的振幅Y＝sinθ，所 述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域外部，所述波形具有一在相 角处的振幅Y＝sinθ，所述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域内 部，其中将编码具有第一值的数据，所述波形具有一在相角处的由一不同于Y＝sinθ 的函数界定的振幅Y，所述相角位于具有一与每一相角θn关联的范围Δθ的区域内部， 其中将编码具有第二值的数据，所述方法包括：
接收含有经编码的数字数据的所述正弦曲线波形；
从含有经编码的数字数据的所述大体上正弦曲线波形中产生一参考正弦曲线波 形，所述参考正弦曲线波形与含有经编码的数字数据的所述正弦曲线波形具有一恒 定相位关系；
将所述参考正弦曲线波形与含有经编码的数字数据的所述大体上正弦曲线波形 在一平衡混合器中混合；
从所述平衡混合器中提取所述经编码的数字数据；
检测所述正弦曲线波形和所述参考正弦曲线波形的一者的零交叉；和
从所述检测到的零交叉中产生一同步信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目是可变的。
3.根据权利要求1所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于来自一 接收所述每一波形的接收设备的反馈的一通信期间是动态可变的。
4.根据权利要求1所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于与一接 收所述每一波形的接收设备的协商的一通信期间是动态可变的。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn的至少 一者的值在一时间间隔期间经改变以识别一事件。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn的至少 一者的值在一时间间隔期间经改变以编码一附加的数据位。
7.一种用于从一大体上正弦曲线波形中解码信息的方法，所述大体上正弦曲线波形含 有选定相角θn处的经编码的数字数据，所述波形具有一在相角处的振幅Y＝sinθ，所 述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域外部，所述波形具有一在相 角处的振幅Y＝sinθ，所述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域内 部，其中将编码具有第一值的数据，所述波形具有一在相角处的由一不同于Y＝sinθ 的函数界定的振幅Y，所述相角位于具有一与每一相角θn关联的范围Δθ的区域内部， 其中将编码具有第二值的数据，所述方法包括：
接收含有经编码的数字数据的所述正弦曲线波形；
从含有经编码的数字数据的所述大体上正弦曲线波形中产生一参考正弦曲线波 形，所述参考正弦曲线波形与含有经编码的数字数据的所述正弦曲线波形具有一恒 定相位关系；
将所述参考正弦曲线波形与含有经编码的数字数据的所述大体上正弦曲线波形 在一平衡混合器中混合；
从所述平衡混合器中提取所述经编码的数字数据；
检测所述正弦曲线波形和所述参考正弦曲线波形中的一者的峰值；和
从所述检测到的峰值中产生一同步信号。
8.根据权利要求7所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目是可变的。
9.根据权利要求7所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于来自一 接收所述每一波形的接收设备的反馈的一通信期间是动态可变的。
10.根据权利要求7所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于与一接 收所述每一波形的接收设备的协商的一通信期间是动态可变的。
11.根据权利要求7所述的方法，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn的至少 一者的值在一时间间隔期间经改变以识别一事件。
12.根据权利要求7所述的方法，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn至少 一者的值在一时间间隔期间经改变以编码一附加的数据位。
13.一种用于从一大体上正弦曲线波形中解码信息的方法，所述大体上正弦曲线波形含 有选定相角θn处的经编码的数字数据，所述波形具有一在相角处的振幅Y＝sinθ，所 述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域外部，所述波形具有一在相 角处的振幅Y＝sinθ，所述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域内 部，其中将编码具有第一值的数据，所述波形具有一在相角处的由一不同于Y＝sinθ 的函数界定的振幅Y，所述相角位于具有一与每一相角θn关联的范围Δθ的区域内部， 其中将编码具有第二值的数据，所述方法包括：
接收含有经编码的数字数据的所述正弦曲线波形；
将含有经编码的数字数据的所述正弦曲线波形数字化；
产生一数字参考正弦曲线波形，所述数字参考正弦曲线波形与含有经编码的数字 数据的所述正弦曲线波形具有一恒定相位关系；和
对所述参考正弦曲线波形和含有经编码的数字数据的所述大体上正弦曲线波形 执行快速傅里叶逆变换数字信号处理；
检测所述正弦曲线波形和所述参考正弦曲线波形中的一者的零交叉；和
从所述检测到的零交叉中产生一同步信号。
14.根据权利要求13所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目是可变的。
15.根据权利要求13所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于来自一 接收所述每一波形的接收设备的反馈的一通信期间是动态可变的。
16.根据权利要求13所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于与一接 收所述每一波形的接收设备的协商的一通信期间是动态可变的。
17.根据权利要求13所述的方法，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn的至少 一者的值在一时间间隔期间经改变以识别一事件。
18.根据权利要求13所述的方法，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn的至少 一者的值在一时间间隔期间经改变以编码一附加的数据位。
19.一种用于从一大体上正弦曲线波形中解码信息的方法，所述大体上正弦曲线波形含 有选定相角θn处的经编码的数字数据，所述波形具有一在相角处的振幅Y＝sinθ，所 述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域外部，所述波形具有一在相 角处的振幅Y＝sinθ，所述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域内 部，其中将编码具有第一值的数据，所述波形具有一在相角处的由一不同于Y＝sinθ 的函数界定的振幅Y，所述相角位于具有一与每一相角θn关联的范围Δθ的区域内部， 其中将编码具有第二值的数据，所述方法包括：
接收含有经编码的数字数据的所述正弦曲线波形；
将含有经编码的数字数据的所述正弦曲线波形数字化；
产生一数字参考正弦曲线波形，所述数字参考正弦曲线波形与含有经编码的数字 数据的所述正弦曲线波形具有一恒定相位关系；和
对所述参考正弦曲线波形和含有经编码的数字数据的所述大体上正弦曲线波形 执行快速傅里叶逆变换数字信号处理；
检测所述正弦曲线波形和所述参考正弦曲线波形中的一者的峰值；和
从所述检测到的峰值产生一同步信号。
20.根据权利要求19所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目是可变的。
21.根据权利要求19所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于来自一 接收所述每一波形的接收设备的反馈的一通信期间是动态可变的。
22.根据权利要求19所述的方法，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于与一接 收所述每一波形的接收设备的协商的一通信期间是动态可变的。
23.根据权利要求19所述的方法，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn的至少 一者的值在一时间间隔期间经改变以识别一事件。
24.根据权利要求19所述的方法，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn的至少 一者的值在一时间间隔期间经改变以编码一附加的数据位。
25.一种用于在一通信媒介中通信的通信系统，其包括：
一第一站，其包含：
一编码器，其用于产生含有选定相角θn处的经编码的数字数据的至少一个大体 上正弦曲线波形，所述波形具有一在相角处的振幅Y＝sinθ，所述相角位于具有 一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域外部，所述波形具有一在相角处的振幅Y ＝sinθ，所述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域内部，其中将 编码具有第一值的数据，所述波形具有一在相角处的由一不同于Y＝sinθ的函数 界定的振幅Y，所述相角位于具有一与每一相角θn关联的范围Δθ的区域内部，其 中将编码具有第二值的数据；和
一发射器，其用于通过所述媒介发射含有经编码的数字数据的所述至少一个大 体上正弦曲线波形；
一第二站，其通过所述通信媒介而耦合到所述第一站，且包含：
一接收器，其用于通过所述媒介从所述第一站接收含有经编码的数字数据的所 述至少一个大体上正弦曲线波形，所述接收器包含一电路，所述电路用于检测 所述正弦曲线波形和所述参考正弦曲线波形中的一者的零交叉，且用于从所述 检测到的零交叉中产生一同步信号；和
一解码器，其用于使用所述同步信号从含有经编码的数字数据的所述至少一个 大体上正弦曲线波形中提取所述数字数据，并使用所述同步信号来组帧所述数 字数据。
26.根据权利要求25所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目是可变的。
27.根据权利要求25所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于来 自一接收所述每一波形的接收设备的反馈的一通信期间是动态可变的。
28.根据权利要求25所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于与 一接收所述每一波形的接收设备的协商的一通信期间是动态可变的。
29.根据权利要求25所述的通信系统，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn 的至少一者的值在一时间间隔期间经改变以识别一事件。
30.根据权利要求25所述的通信系统，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn 的至少一者的值在一时间间隔期间经改变以编码一附加的数据位。
31.一种用于在一通信媒介中通信的通信系统，其包括：
一第一站，其包含：
一编码器，其用于产生含有选定相角θn处的经编码的数字数据的至少一个大体 上正弦曲线波形，所述波形具有一在相角处的振幅Y＝sinθ，所述相角位于具有 一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域外部，所述波形具有一在相角处的振幅Y ＝sinθ，所述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域内部，其中将 编码具有第一值的数据，所述波形具有一在相角处的由一不同于Y＝sinθ的函数 界定的振幅Y，所述相角位于具有一与每一相角θn关联的范围Δθ的区域内部，其 中将编码具有第二值的数据；和
一发射器，其用于通过所述媒介发射含有经编码的数字数据的所述至少一个大 体上正弦曲线波形；
一第二站，其通过所述通信媒介而耦合到所述第一站，且包含：
一接收器，其用于通过所述媒介从所述第一站接收含有经编码的数字数据的所 述至少一个大体上正弦曲线波形，所述接收器包含一电路，所述电路用于检测 所述正弦曲线波形和所述参考正弦曲线波形中的一者的峰值，且用于从所述检 测到的峰值中产生一同步信号；和
一解码器，其用于使用所述同步信号从含有经编码的数字数据的所述至少一个 大体上正弦曲线波形中提取所述数字数据，并使用所述同步信号来组帧所述数 字数据。
32.根据权利要求31所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目是可变的。
33.根据权利要求31所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于来 自一接收所述每一波形的接收设备的反馈的一通信期间是动态可变的。
34.根据权利要求31所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于与 一接收所述每一波形的接收设备的协商的一通信期间是动态可变的。
35.根据权利要求31所述的通信系统，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn 的至少一者的值在一时间间隔期间经改变以识别一事件。
36.根据权利要求31所述的通信系统，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn 的至少一者的值在一时间间隔期间经改变以编码一附加的数据位。
37.一种用于在一通信媒介中通信的通信系统，其包括：
一第一站；
一第二站，其通过所述通信媒介而耦合到所述第一站：
其中所述第一和第二站每一者包含：
一编码器，其用于产生含有选定相角θn处的经编码的数字数据的至少一个大体 上正弦曲线波形，所述波形具有一在相角处的振幅Y＝sinθ，所述相角位于具有 一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域外部，所述波形具有一在相角处的振幅Y ＝sinθ，所述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域内部，其中将 编码第一值的数据，所述波形具有一在相角处的由一不同于Y＝sinθ的函数界定 的振幅Y，所述相角位于具有一与每一相角θn关联的范围Δθ的区域内部，其中将 编码第二值的数据；和
一发射器，其用于通过所述媒介发射含有经编码的数字数据的所述至少一个大 体上正弦曲线波形；
一接收器，其用于通过所述媒介从所述第一站接收含有经编码的数字数据的所 述至少一个大体上正弦曲线波形，所述接收器包含一电路，所述电路用于检测 所述正弦曲线波形和所述参考正弦曲线波形中的一者的零交叉，且用于从所述 检测到的零交叉中产生一同步信号；和
一解码器，其用于使用所述同步信号从含有经编码的数字数据的所述至少一个 大体上正弦曲线波形中提取所述数字数据，并使用所述同步信号来组帧所述数 字数据。
38.根据权利要求37所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目是可变的。
39.根据权利要求37所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于来 自一接收所述每一波形的接收设备的反馈的一通信期间是动态可变的。
40.根据权利要求37所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于与 一接收所述每一波形的接收设备的协商的一通信期间是动态可变的。
41.根据权利要求37所述的通信系统，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn 的至少一者的值在一时间间隔期间经改变以识别一事件。
42.根据权利要求37所述的通信系统，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn 的至少一者的值在一时间间隔期间经改变以编码一附加的数据位。
43.一种用于在一通信媒介中通信的通信系统，其包括：
一第一站；
一第二站，其通过所述通信媒介而耦合到所述第一站：
其中所述第一和第二站每一者包含：
一编码器，其用于产生含有选定相角θn处的经编码的数字数据的至少一个大体 上正弦曲线波形，所述波形具有一在相角处的振幅Y＝sinθ，所述相角位于具有 一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域外部，所述波形具有一在相角处的振幅Y ＝sinθ，所述相角位于具有一开始于每一相角θn处的范围Δθ的区域内部，其中将 编码具有第一值的数据，所述波形具有一在相角处的由一不同于Y＝sinθ的函数 界定的振幅Y，所述相角位于具有一与每一相角θn关联的范围Δθ的区域内部，其 中将编码具有第二值的数据；
一发射器，其用于通过所述媒介发射含有经编码的数字数据的所述至少一个大 体上正弦曲线波形；
一接收器，其用于通过所述媒介从所述第一站接收含有经编码的数字数据的所 述至少一个大体上正弦曲线波形，所述接收器包含一电路，所述电路用于检测 所述正弦曲线波形和所述参考正弦曲线波形中的一者的峰值，且用于从所述检 测到的峰值中产生一同步信号；和
一解码器，其用于使用所述同步信号从含有经编码的数字数据的所述至少一个 大体上正弦曲线波形中提取所述数字数据，并使用所述同步信号来组帧所述数 字数据。
44.根据权利要求43所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目是可变的。
45.根据权利要求43所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于来 自一接收所述每一波形的接收设备的反馈的一通信期间是动态可变的。
46.根据权利要求43所述的通信系统，其中每一波形的选定的相角θn的数目在响应于与 一接收所述每一波形的接收设备的协商的一通信期间是动态可变的。
47.根据权利要求43所述的通信系统，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn 的至少一者的值在一时间间隔期间经改变以识别一事件。
48.根据权利要求43所述的通信系统，其中所述波形的至少一者中的所述选定相角θn 的至少一者的值在一时间间隔期间经改变以编码一附加的数据位。