通常通过利用AC信号的三个特有性质——振幅、频率和相位——中的一者或一者 以上来点到点传递数字数据。
使用载波的振幅性质的一些调制方法为OOK(开-关键控)和常见的AM(振幅调 制)。在OOK中，数据位由载波的存在或不存在(全振幅或零振幅)表示。在AM中， 数据位由载波的相对振幅中的差异表示，或通过使用表示数字数据的不同频率音调对载 波进行振幅调制来表示。
使用频率性质的典型调制方法为FSK(频移键控)和FM(调频)。对于FSK，数字 数据的二元状态用两个预定的固定频率之间的突然频率变化表示。在FM中，数据位由 载波的相对频率中的差异表示，或通过使用表示数字数据的不同音调对载波进行调频来 表示。
调相也是常见的调制方法，但当单独使用时难以与FM区分。最近已开发并已利用 了更为复杂的调制方法。举例来说，相对较新且普及的调制方法是QAM(正交调幅)， 其使用调幅与调相的组合。视应用而定，QAM存在若干不同的变化形式。
这些调制方法的每一者均为可行的，在适当的通信应用中得以证实并使用。所有这 些调制方法共同的几个不合需要的特性是，它们均需要若干循环来传输一个位，且这样 做的话会产生显著的旁带。这些旁带对于从载波提取信息是必要的，且在通信信道中占 据显著带宽，从而需要邻近信号之间有显著间隔。

根据本发明的调制技术使用一个或一个以上正弦曲线载波。包括许多数字位的数字 数据在每一半的正弦曲线循环内被编码。n个位中的每一个别位位于循环的预定相角θn 处。一个数字表示项(例如，“零”)由在相角θn处正弦曲线波形的振幅Y不发生变化来 表示。其它数字表示项(例如，“一”)通过改变相角θn处正弦曲线波形来表示。当前优 选的是，通过在相角θn之后短时间间隔Δθ内维持振幅Y＝sinθn来改变正弦曲线波形。 或者，可通过增大(或减小)正弦曲线波形的振幅并接着在相角θn之后短时间间隔Δθ 内维持振幅Y＝sinθ(n+Δθ)来改变正弦曲线波形。
当前优选但并非必要的是，每隔一个位进行反相(即，“一”反相为“零”，且“零” 反相为“一”)。为了许多目的，可适应性地改变或可选择性地改变位的数目n和相角相 角θn中的任一者或两者。
在使用复数个正弦曲线载波的实施例中，正弦曲线载波可在频率上相关使得其可产 生为具有某一相位关系，所述相位关系的特征是，所有载波均周期性地同时为零度 (sinθ＝0)。
根据本发明的解调技术检测经调制的载波，并通过对其进行检查以确定载波的正弦 曲线函数是否已以每一相角θn之后的时间间隔Δθ而改变来检索数字数据。举例来说， 如果已通过在相角θn之后的短时间间隔Δθ内维持振幅Y＝sinθn而调制了载波，那么检 查经调制的载波以确定相角θn之后的时间间隔Δθ期间是否Y＝sinθn，或每一相角θn之 后的时间间隔Δθ期间振幅是否遵循函数Y＝sinθ。此检查可通过(例如)将检测到的正 弦曲线载波与具有与所述载波相同频率和相位的参考正弦曲线信号混合以检测参考正 弦曲线信号与经调制的载波之间的相差，或通过对经调制的载波执行快速傅里叶变换 (fast-fourier-transform，FFT)分析来实现。接着可对数字数据进行缓冲或以另外的方 式处理并如数字数据领域中已知的方式加以利用。
根据本发明的示范性调制设备可用来以数字的方式产生经调制的载波。可如此项技 术中已知，使用计数器来通过正弦函数查找表驱动数字到模拟(D/A)转换器，以便从 D/A转换器产生正弦曲线输出电压。如果希望在时间间隔Δθ期间维持D/A转换器的输 出为值Y＝sinθ，那么，可将在表示θn的时间点上计数器的输出可锁存到正弦函数查找表 中。在时间间隔Δθ结束时，释放锁存，并将计数器的当时的计数输出提供给查找表。 根据本发明的一个实施例，位速率为可适应的。
根据本发明的一个示范性解调设备可用来从经调制的载波提取数字信息。使用经调 制的载波来产生与经调制的载波具有相同频率和相位的参考正弦曲线信号。经调制的载 波与参考正弦曲线信号在双平衡混合器中混合。数字电路检查在包含时间间隔Δθ和刚 好在时间间隔Δθ之后的时窗期间混合器的输出以获得指示经调制的载波与参考正弦曲 线信号之间的相位变化的信号。感应到的信号变成解调器的数字输出流。
另一示范性解调设备使用光学技术从经调制的载波提取数字信息。这些技术利用在 存在编码位期间LED的亮度将较高的事实。
根据本发明的一个通信系统使用调制器将根据本发明的至少一个经调制的载波插 入到电话线或其它线对通信线的一端上。优选地，将通过保护带数目而在频率上分离的 复数个这样的经调制的载波注入到线中。解调器耦合到电话线或其它线对通信线的另一 端。根据本发明的一个实施例，调制器和解调器可位于线的每一端，且所述通信可为双 向通信。根据本发明的另一实施例，调制器和解调器可协商将要用于通信的位速率。
根据本发明的另一通信系统使用调制器将根据本发明的至少一个经调制的载波插 入到配电线上。优选地，将通过保护带数目而在频率上分离的复数个这样的经调制的载 波注入到线中。解调器在用户位置(例如，住宅或商业位置)处在(例如)常规二联式 出口处耦合到配电线。根据本发明的一个实施例，所述通信可为双向通信。根据本发明 的另一实施例，调制器和解调器可协商将要用于通信的位速率。根据本发明的又一实施 例，电力公司可使用通信系统来通过在用户位置处选择性地开关器具和照明电路来在高 负载需求时段期间调节负载。
根据本发明的另一通信系统使用调制器将根据本发明的至少一个经调制的载波插 入到同轴电缆通信线的一端上。经调制的载波可在插入到同轴电缆线上之前进行频率的 增频转换。优选地，将通过保护带数目而在频率上分离的复数个这样的经调制的载波注 入到线中。解调器耦合到同轴电缆通信线的另一端。根据本发明的一个实施例，调制器 和解调器可位于线的每一端，且所述通信可为双向通信。根据本发明的另一实施例，调 制器和解调器可协商将要用于通信的位速率。
根据本发明的另一通信系统使用调制器来产生根据本发明的至少一个经调制的载 波，并用所述至少一个经调制的载波来进一步调制射频(RF)载波以形成无线RF信号。 可在进行RF调制之前对经调制的载波进行频率的增频转换。优选地，对通过保护带数 目而在频率上分离的复数个这样的经调制的载波进行RF调制。接着发射经RF调制的 信号。所发射的经RF调制的信号接着由陆地RF接收器检测。解调器耦合到陆地RF接 收器。根据本发明的一个实施例，所述通信可为双向通信。
根据本发明的另一实施例，调制器和解调器可协商将要用于通信的位速率。
根据本发明的另一通信系统使用调制器来产生根据本发明的至少一个经调制的载 波，并用所述至少一个经调制的载波来进一步调制射频(RF)载波以形成无线RF信号。 可在进行RF调制之前对经调制的载波进行频率的增频转换。优选地，对通过保护带数 目而在频率上分离的复数个这样的经调制的载波进行RF调制。接着将经RF调制的信 号发射到环地轨道(earth-orbiting)或其它卫星或航天器。解调器耦合到环地轨道或其 它卫星或航天器中的RF接收器。环地轨道或其它卫星或航天器接着可将RF信号转发 到另一RF接收器，或可对其进行解调以供本地使用。根据本发明的一个实施例，所述 通信可为双向通信。根据本发明的另一实施例，调制器和解调器可协商将要用于通信的 位速率。
附图说明
图1A是说明根据本发明技术调制的示范性单个正弦曲线载波的图。
图1B是根据本发明技术调制的正弦波载波的单个循环的和从所述载波检测到的示 范性数据的电压对时间的曲线图。
图2是说明可根据本发明技术调制的复数个正弦曲线载波的图。
图3是用于产生根据本发明技术的经调制的正弦曲线载波的说明性调制器电路的方 框图。
图4A和4B分别是可用于根据本发明的通信系统的增频转换器和降频转换器的方框 图。
图5A是复数个说明性调制器电路的方框图，所述说明性调制器电路的每一者均用 于产生经调制的正弦曲线载波，所述经调制的正弦曲线载波的输出根据本发明技术而混 合在一起。
图5B是包含复数个说明性调制器电路的系统的方框图，所述说明性调制器电路的 每一者均用于产生经调制的正弦曲线载波，所述经调制的正弦曲线载波的输出根据本发 明技术而混合在一起。
图6是用于从根据本发明技术的经调制的正弦曲线载波提取信息的说明性解调器电 路的方框图。
图7是复数个说明性解调器电路的方框图，所述说明性解调器电路的每一者均用于 解调经调制的正弦曲线载波，所述经调制的正弦曲线载波的输出根据本发明技术而组合 成输出数据流。
图8是可根据本发明而使用的光学解调器电路的方框图。
图9是说明利用根据本发明的经调制的正弦波载波的电缆调制解调器数据通信系统 的高级方框图。
图10是说明根据本发明用于同轴电缆通信线的通信系统的方框图，所述通信系统 使用调制器将根据本发明的至少一个经调制的载波插入到同轴电缆通信线的每一端上， 并使用耦合到同轴电缆通信线的每一端的解调器。
图11是说明图10中所示种类的通信系统的首端的方框图。
图12是说明可在图10中所示种类的通信系统中使用的用户电缆调制解调器的流程 图。
图13是根据本发明的用于在根据本发明的电缆调制解调器系统中建立用户帐号的 说明性方法的流程图。
图14是根据本发明的用于将载波分配到用户电缆调制解调器的说明性方法的流程 图。
图15是根据本发明的用于将载波分配到用户电缆调制解调器的另一说明性方法的 流程图。
图16是根据本发明的用于响应于超过一阈值的数据误差而改变正弦波载波频率的 说明性方法的流程图。
图17是说明数字信号处理技术可如何用于根据本发明的通信系统中以产生如图2 所示的至少一个经调制的正弦曲线载波的方框图。
图18是说明数字信号处理技术可如何用于根据本发明的通信系统中以解调至少一 个经调制的正弦曲线载波的方框图。
图19是描绘多频率正弦波接收器的说明性实施例的方框图。

所属领域的技术人员将了解，对本发明的以下描述仅为说明性的且在任何情况下均 不具有限定性。所述技术人员将很容易了解本发明的其它实施例。
所属领域的技术人员将了解，对本发明的以下描述仅为说明性的且在任何情况下均 不具有限定性。所述技术人员将很容易了解本发明的其它实施例。
首先参看图1A，其为说明根据本发明技术调制的示范性单个正弦曲线载波10的图。 图1A中展示一正弦曲线波的正半循环。图1A的x轴是正弦曲线载波10的从0°到180° 的相角，且图1A的y轴是如此项技术中已知的正弦曲线载波10的在相角90°处规格化 为峰值1的瞬时振幅。所属领域的技术人员通过观察图1A将了解如何执行对正弦曲线 载波10的从180°到360°的第二半循环的编码。
接着根据本发明，在每一半的正弦曲线循环内编码n个数字位。n个位中的每一个 别位位于循环的预定相角θn处。一个数字表示项(例如，“零”)由在相角θn处正弦曲 线波形的振幅Y不发生变化来表示。其它数字表示项(例如，“一”)通过改变相角θn 处正弦曲线波形来表示。当前优选的是，通过在相角θn之后短时间间隔Δθ内维持振幅 Y＝sinθn来改变正弦曲线波形。当前优选的是，每隔一个位进行反相(即，“一”反相为 “零”，且“零”反相为“一”)。所属领域的技术人员将了解，根据本发明的教示，除 了在相角θn之后的时间间隔Δθ期间维持电压恒定之外，还可能对正弦曲线载波进行变 化。举例来说，可通过增大(或减小)正弦曲线波形的振幅并接着在相角θn之后短时间 间隔Δθ内维持振幅Y＝sinθ(n+Δθ)来改变正弦曲线波形。根据本发明，可使用这两种技术 的组合。
在图1A中，将n选择为4仅仅是为了方便说明本发明。本发明不限于正弦曲线载 波10的每半个循环编码4个数字位，且所属领域的技术人员将发现，可在正弦曲线载 波10的每半个循环编码其它数目的位。经编码的位在载波10上的位置分别展示在相角 θ1、θ2、θ3和θ4处。图1A中展示这些位的位置是对称地定位的。这样定位虽然使执行 信号的解调较为方便，但根据本发明并非必要的。
为了实现图1A的目的，“零”数据值由正弦曲线波形的振幅Y不发生变化来表示， 且“一”通过改变正弦曲线波形的振幅Y来表示。在图1A的实例中，在所使用的调制 技术中，每隔一个位进行反相(即，“一”反相为“零”，且“零”反相为“一”)。因此， 图1A中展示位2和4被反相。虽然此调制技术(每隔一个位进行反相)当前是优选的， 但所属领域的技术人员将了解，这对于实践本发明来说并非必要。
图1A说明编码四位序列1000，其中位2和4被反相使得经编码的序列展示为在正 弦曲线载波10的第一半个循环内编码的1101。因此，开始于相角θ1处并在相角θ1之后 持续短时间间隔Δθ，sinθ函数变得不连续，且Y值保持恒定为值Y＝sinθ1。在时间间隔 Δθ结束时，Y值跃升为Y＝sin[θ1+Δθ]。类似地，开始于相角θ2处并在相角θ2之后持续 短时间间隔Δθ，sinθ函数变得不连续，且函数的Y值保持恒定为值Y＝sinθ1，因为正编 码反相的“0”(“1”)。在时间间隔Δθ结束时，Y值升高为Y＝sin[θ2+Δθ]。sinθ函数在 紧接着相角θ3之后的角时间间隔Δθ处不存在中断，因为在所述位置处正编码零。最后， 开始于相角θ4处并在相角θ4之后持续短时间间隔Δθ，函数的Y值保持恒定为值Y＝sinθ4， 因为正编码反相的“0”(“1”)。在时间间隔Δθ结束时，Y值升高为Y＝sin[θ2+Δθ]。
通过观察第一和第四经编码的位，所属领域的技术人员将发现，相角θ1和θ4处的 经编码的位处的波形的部分不对称。在小于90°的相角处，Y值的升高延迟，且在大于 90°的相角处，Y值的降低延迟。然而，在两种情况下，Y值的突然变化(ΔY)发生在时 间间隔Δθ结束时，在时间间隔Δθ期间Y一直为恒定的。检测器将感应到此突然变化以 便解调信号并提取数字信息。如先前所述，所属领域的技术人员将了解，在大于90°的 相角处可促使突然变化在时间间隔Δθ开始时发生，或振幅的突然变化可在小于90°的相 角处在时间间隔开始时发生，且在大于90°的相角处在时间间隔结束时发生。
图1A中，用斜纹阴影线来识别对称地定位在90°附近的正弦曲线载波10的中心部 分。据信，实践中，对称地定位在90°附近的相角存在某一范围，在所述范围中，Y值 的突然变化ΔY将很难或不可能被检测到，因为随着θ从两个方向接近90°，dsinθ/dθ(即， cosθ)接近零。这可通过将ΔY1与ΔY2进行比较并注意到后者为较小的振幅变化而得知。 因此当前优选的是，避免将位的位置定位在相角θ＝90°附近。此禁区的尺寸将取决于例 如(但不限于)所使用的检测方案、所使用的传输媒介和传输媒介中的环境噪音水平的 因素。
所属领域的技术人员将了解，参看图1A而揭示的调制技术在不脱离本发明概念的 情况下可能存在变化形式。举例来说，已参照使用恒定相角时间间隔Δθ来产生电压值Y 的突然变化的值因此发生的突然变化揭示了本发明的这一方面。同样预期使用电压值的 恒定的突然变化ΔY，结果使得相角时间间隔Δθ的量值将取决于希望发生电压值的变化 ΔY的角位置。另外，在图1A的实例中，时间间隔Δθ期间的电压保持恒定为值Y＝sinθn， 但可使用其它函数。可使用其它技术，例如对恒定相角Δθ与电压值ΔY的恒定的突然变 化进行组合。
现参看图1B，其呈现根据本发明技术调制的正弦波载波的单个循环的和从所述载 波检测到的示范性数据的电压对时间的曲线图。在上描记线中，展示正弦波载波的单个 循环以每半个循环四个位进行调制。在下描记线中，展示将使用本发明技术从所述载波 检测到的电压的图示。注意到，关于90°对称的区域中不存在经编码的数据。
现参看图2，其为说明本发明的另一方面的图，其中根据本发明技术可用相同的通 信信道中的不同的数字数据来调制复数个正弦曲线载波。在图2的说明性实例中，可以 看到，展示七个正弦曲线载波的若干部分在40mS“帧”内，其中所有载波均在每一帧 开始时处于相角零处。所属领域的技术人员将了解，这可通过选择频率在算术上相关的 载波频率而容易地完成。在图2的说明性实例中，已选择开始于400Hz处且间隔开25Hz 的载波频率(即，250Hz、275Hz、300Hz、325Hz、350Hz、375Hz和400Hz)。如 图2说明的特定实例中所示，每循环使用16个位导致数据速率为每帧1,456个位，或每 循环36,400个位。
如从图2可知，载波在算术上相关，使得帧内含有第一载波的十个完整循环、第二 载波的十一个完整循环、第三载波的十二个完整循环、第四载波的十三个完整循环、第 五载波的十四个完整循环、第六载波的十五个完整循环和第七载波的十六个完整循环。 这样组帧(其中所有载波均在每一帧开始时处于相角零处)对于使用多个载波来实践本 发明并非必要，但其可有利地用于根据本发明的通信系统中的数据恢复和其它同步活 动。举例来说，图2中说明的帧开始定相可用于同步目的等。
本发明的此多个载波方面可用来扩展在给定的通信信道中可用的总带宽。举例来 说，如本文将揭示，典型的双绞线电话线的带宽约为3KHz。根据本发明，复数个正弦 曲线载波每一者可在此频率范围内在频率上间隔开约50-100Hz，并在相同的电话线上 传输。可利用此来显著地增大其中可使用本发明的任何通信信道中的有用带宽。所属领 域的技术人员从本揭示案将了解，可在其它频率下使用其它频率间隔。举例来说，在约 100MHz的频率下，复数个正弦曲线载波可彼此间隔开约500KHz。所属领域的技术人 员将了解，在根据本发明而实行的任何给定系统中，所需的载波间隔仅仅是在检测期间 有必要用来避免来自邻近的载波频率的干扰的载波间隔，且将取决于所利用的频率范围 以及所使用的检测技术。
根据本发明的另一方面，可通过选择两个或两个以上载波频率的组合来完成安全通 信。此系统中的经授权的传输可由经配置以检测选定的载波频率组合的存在的接收器来 识别。根据本发明的一个方面，通信系统可为适应性的，且可使用在控制信道上发送的 信息或由接收器检测到的用以移位一个或一个以上载波的频率的频移，用于以下目的： (例如)噪音的避免或最小化、安全目的、启用多个通信模式、识别希望供选定的接收 器使用的消息、识别事件等。可实施本发明的这一方面所为的目的将相差很大，且主要 是设计选择的问题。
现参看图3，其为描绘用于产生根据本发明技术的经调制的正弦曲线载波的说明性 调制器电路的方框图。图3的调制器仅为说明性的，且所属领域的技术人员将了解，可 使用例如经编程的微处理器和数字信号处理(DSP)技术、状态机等其它方案来执行此 功能。
已知通过使用驱动D/A转换器的正弦函数查找表来产生正弦曲线电压。将从0°到 360°的相角量化为许多离散值。多位计数器以恒定的时钟速率连续地对这些离散值从头 到尾进行计数。多位计数器的输出对提供每一量化的相角的数字编码的正弦函数值的正 弦函数查找表进行寻址。D/A转换器输出与查找表的输入处的离散相角的正弦成比例的 电压。
所述两个变量是相角分辨率和A/D转换器的分辨率。在图3的说明性调制器电路中， 展示0°到360°的相角范围分辨为9个位，或512分之一，使每一增量为θ＝0.703125°。 所属领域的技术人员将了解，可使用其它分辨率，尽管可在正弦曲线载波的半个循环中 编码的位的数目对于较小分辨率来说可能有限。举例来说，如果使用9位的θ分辨率， 那么每半个循环分辨为256个离散角。据信，可使用此角分辨率来实现64位的实际限 度。
类似地，D/A转换器的分辨率应选择成使得步距(step size)足够小以便在由此产 生的未经调制的正弦曲线载波中提供相对低的失真量。当前优选的是，D/A转换器的分 辨率为约10个位。所属领域的技术人员将了解，D/A转换器的分辨率将影响使用FFT 解调技术的能力，因为希望预期的最小ΔY显著大于D/A步距。
图3中描绘离散逻辑元件。所属领域的技术人员将了解，可使用例如双极技术、 CMOS技术等不同技术制造这些元件，且可依据电路的设计操作频率所规定的速度要求 来选择例如TTL、ECL等逻辑系列。此外，所述技术人员将了解，可将这些元件集成到 单个集成电路上，或可将这些元件编程到可编程集成电路(例如，场可编程门阵列)中， 或可将所执行的逻辑功能实行为状态机。
图3中，展示时钟产生器20驱动9位二进制计数器22。通过延迟元件24将来自计 数器22的9位计数输出提供到锁存器26。锁存器26配置成当其时钟输入为低时为透明 的，且当其时钟输入为高时在其输出处锁存出现在其输入处的9位值。锁存器26的输 出用来驱动正弦查找表28。正弦查找表28的输出驱动D/A转换器30。图3中展示D/A 转换器30在图3中具有10个位的分辨率，但所属领域的技术人员从本揭示案将了解， 可使用不同的分辨率。图1A的经调制的正弦曲线载波出现在D/A转换器30的输出处。 所属领域的技术人员将了解，在图3的9位计数器实例中，将时钟产生器20的频率选 择为期望的正弦曲线载波频率的512倍。
可通过在许多时钟脉冲期间暂时冻结对正弦查找表28的输入来对正弦曲线载波施 加调制，所述许多时钟脉冲的周期合起来等于对应于Δθ的期望的时间间隔。有经验的 数字设计者将了解，存在完成此目的的多种方式。
图3中展示执行此调制技术的极其灵活的方法的一个说明性实例，其使用非易失性 存储器32。非易失性存储器32可为任何一种非易失性存储器，例如掩模型只读存储器 (mask ROM)、PROM、EPROM、EEPROM、快闪存储器等。
来自计数器22的9位计数输出也提供到非易失性存储器32的9个最低有效的位， 于是非易失性存储器32具有对应于正弦曲线载波被分辨成的每一离散相角的一个位置。 在图3的电路中，非易失性存储器32中的对应于范围[θ1+Δθ]、[θ2+Δθ]、[θ3+Δθ]和[θ4 +Δθ]内的相角的存储器位置含有值“1”，且非易失性存储器32中的对应于在这些范围 外的相角的存储器位置含有值“0”。
将要编码的数据传递到数据输入寄存器34。数据输入寄存器34是并入串出 (parallel-in serial-out)寄存器。数据输入寄存器34装载有n个位数据，n为可编码到 正弦曲线载波的一半循环中的位位置的数目。数据输入寄存器34由非易失性存储器32 的数据输出进行下降沿计时。在第一时钟脉冲之前，第一数据位出现在数据输入寄存器 34的串行输出处。当9位计数器22的输出计数达到对应于将要编码的第一数据位的相 角位置的值时，非易失性存储器32的输出如先前所揭示呈现“1”值。如果出现在数据 输入寄存器34的串行输出处的第一数据位的值也为“1”值，那么AND门36的输出变 为真(值“1”)。此将9位计数器22的计数锁存在锁存器26的输出处，从而导致D/A 转换器30的输出保持恒定。所属领域的技术人员通过观察图3将了解，延迟元件24内 插在计数器22的输出路径中以允许非易失性存储器32的输出和AND门36的输出在新 的计数到达锁存器26之前安定下来。
在此时间期间，9位计数器22继续计数，且其输出依次寻址非易失性存储器32的 内容。只要非易失性存储器32的输出向AND门36呈现“1”值，锁存器26的输出保 持被锁存。当非易失性存储器32的输出下降为“0”值时，AND门36释放锁存器26， 且9位计数器22的当前输出计数呈现给查找表28，从而导致D/A转换器30的输出立 即升高(或降低)为值Y＝sinθ，θ的当前值由9位计数器22的当前输出计数表示。
如先前所述，存在通过在许多时钟脉冲期间暂时冻结对于正弦查找表28的输入来 调制正弦曲线载波的多种方式，所述许多时钟脉冲的周期合起来等于对应于Δθ的期望 的时间间隔。利用图3所示的使用非易失性存储器32的方案的一个优点是，相角θ1、θ2、 θ2和θ4处的数据位的位置以及时间间隔Δθ可简单地通过编程非易失性存储器32的内容 而全体或个别地进行调节。举例来说，如本文中先前所揭示，可个别地调节时间间隔Δθ 的长度以便导致表示“1”值位的大体上相等的ΔY变化。
通过使用非易失性存储器32获得的另一优点是(如图3所示)，可选择性地改变调 制的位速率。图示非易失性存储器32包含由位速率控制器42控制的较高级别位地址输 入38和40。此实例允许寻址非易失性存储器32的四个单独的段。可用表示不同数目的 位编码相角、对于Δθ的不同时间间隔或两个参数的不同组合的数据来编程每一段。
如所属领域的技术人员将了解，位速率控制器42可经配置以响应于其中使用本发 明调制器的通信信道内变化的状态来适应性地且动态地改变位速率和/或对于Δθ调制的 时间间隔。举一非限定性实例，此技术可用来如现今拨号调制解调器中所进行而协商双 绞线电话线上的连接速度。类似地，此技术可用来改变本发明调制技术的在其被使用的 任何通信信道中的位速率以用于多种目的，例如补偿通信信道中动态地变化的状态，例 如噪音等。
同样如所属领域的技术人员将了解，可通过使用位速率控制器42和附加的地址线 来转变位速率和/或Δθ调制的相角位置中的一者或一者以上以便为了其它目的而访问其 它存储器位置。这些目的包含识别同步帧、识别用于IP或其它包协议(packet protocol) 系统的包标题，或识别其它事件或状态。以此方式，可向对接收到的载波中“出位 (out-of-position)”的位的检测分配例如识别事件、提供附加数据、出于防盗版目的而 交换多载波系统中的娱乐内容的位位置等含义。这些含义可依据此活动在“帧”中发生 的位置而变化。
位速率控制器42的性质在很大程度上将取决于安置有调制器的系统的性质和结构， 并取决于将用来改变位速率或位相角位置的状态。举例来说，位速率控制器42可配置 成状态机、微控制器或微处理器。状态机的配置和/或微控制器或微处理器的编程当然将 取决于正执行的准确过程，且对于所属领域的技术人员来说是一个例行的任务。
然而，举一个一般的实例，位速率控制器可经调整以感应状态、请求、中断、事件 或类似情况的存在，且对存储器32中的含有用以产生期望数目的位和/或在正弦曲线载 波的期望的相角处设定一个或一个以上位位置的数据的某一位置确立一地址，以便实现 对于状态、请求、中断、事件或类似情况的特定响应。如果正编码附加的数据，那么正 弦曲线载波中位位置的一个相角设定可表示第一数字状态(例如，“零”)，且正弦曲线 载波中位位置的第二相角设定可表示第二数字状态(例如，“一”)。
用于解调本发明的经调制的正弦波的接收器可经调整以检测一个或一个以上载波 中的一个或一个以上“出位”的位，并基于所述检测和分配于状态的含义来执行不同动 作。使用根据本发明技术的一个优点是，此可在仍然利用检测到的数据的同时完成，意 味着可在不会通信信道的带宽降级的情况下获得功能的增加。举例来说，呈现“出位” 的经编码的位的载波可用来发出系统即将增大或减小信道中载波的数目的信号。所属领 域的技术人员将了解，本发明的这一附加的智能能力的用途本质上是没有限制的，且适 于使用其的系统的特定配置和最终用途。
D/A转换器30的输出可被缓冲，且/或与来自如本文揭示的其它调制器的D/A转换 器的输出混合，且可以另外的方式进行进一步调整，例如通过进行为了将信号插入到各 种通信信道中作准备所必要的进一步调制或频率转换。图4A和4B中说明本发明的这一 方面，现关注此方面。
图4A是可用于根据本发明为经调制的载波在通信系统中传输作准备的增频转换器 的方框图。本地振荡器40驱动平衡RF混合器42的一个输入。经调制的正弦波载波集 合提供到平衡RF混合器42的另一输入。平衡RF混合器42的输出通过带通滤波器44。 图4A的用作增频转换器的配置在RF技术中是众所周知的。
图4B是可用于根据本发明对通信系统中接收到的经调制的载波信号进行降频转换 的降频转换器的方框图。与图4A中一样，本地振荡器40驱动平衡RF混合器42的一 个输入。将接收到的RF输入通过带通滤波器46提供到平衡RF混合器42的另一输入。 平衡RF混合器42的输出递送到本文所揭示的类型的检测器。图4B的用作降频转换器 的配置在RF技术中也是众所周知的。
举例来说，关于本发明情境中增频转换器和降频转换器的用途，可将在1MHz范围 内的频率处的载波频率转换为100MHz范围以供在同轴电缆通信信道上传输，且可将 100MHz范围频率转换为千兆赫范围以供在例如陆地点到点链路或卫星链路的微波链 路通信信道上传输。此信号调整和频率转换的技术在此项技术中是众所周知的。
图5A中说明本发明的另一方面，其为复数个说明性调制器电路的方框图，所述说 明性调制器电路的每一者均用于产生经调制的正弦曲线载波，所述经调制的正弦曲线载 波的输出根据本发明技术而混合在一起。调制器电路50-1、50-2、50-3和50-4均可如图 3中所说明配置或可以另外的方式配置。每一调制器的经调制的正弦曲线载波输出馈给 到混合电路52。混合电路52可如此项技术中已知而简单地配置成与加法放大器一样， 或可以另外的方式配置。
混合电路52的输出是含有来自调制器电路50-1、50-2、50-3和50-4的全部的个别 经调制的正弦曲线载波的复合波形。混合电路52的输出处的复合波形可以另外的方式 进行进一步调整，例如通过进行为了将信号插入到各种通信信道中作准备所必要的进一 步调制或频率转换。此信号调整和转换的技术在此项技术中是众所周知的。
现参看图5B，其为展示包含复数个说明性调制器电路的系统60的方框图，所述说 明性调制器电路的每一者均用于产生经调制的正弦曲线载波，所述经调制的正弦曲线载 波的输出根据本发明技术而混合在一起。此处描述的多频率基元相移数据发射器是使用 一载波(或多个载波)的基元相移来传达数字数据的方法的许多实现方式中的一种。
控制器62提供对系统的监督和控制。数据缓冲器64存储从其来源进入的数据。从 外部来源将输入数据时钟输入。其在格式上可为串行的或并行的。在控制器62的监督 下的数据缓冲器64刚好在如上所述的基元相位变化的确立(assertion)(如果为一)或 取消确立(de-assertion)(如果位为零)的适当时间输出特定的数据位。
复数个序列器状态机66-1到66-6如名称所暗示，每一者是当计时时序列分别通过 地址输出而驱动复数个相应的正弦波查找表(LUT)68-1到68-6的状态机。所属领域的 技术人员将了解，本发明的实际实现方式中使用的这种序列器状态机的数目为任意的， 且仅作为说明性实例而展示六个。状态机66-1到66-6的每一者均用来根据本发明原理 产生正弦波载波，且可经配置以(例如)执行参看图3而揭示的过程或产生图1A和1B 的经调制的正弦波载波的等效过程。
正弦波LUT 68-1到68-6是类似于只读存储器(ROM)的固定预编程存储器。这些 存储器每一者经编程使得对于每一输入地址位置，数据寄存器保存波位置的特性相位或 角处的正弦波的振幅的特定数字值。在常见的实施方案中，随着地址依次被激励，数据 输出输出正弦波的数字表示项。峰值振幅为固定的，且正弦波的频率直接对应于地址被 定序的速率和组成完整的波的地址步的数目。
序列器状态机66-1到66-6每一者具有三个输入：时钟、数据和复位。时钟促使序 列器状态机66-1到66-6定序所有地址以便从LUT 68-1到68-6产生正弦波信号。当数 据位呈现并处于正弦波的正确相位位置处时，序列器将促使其关联的LUT延迟其输出 引起其输出中的基元相位变化。当复位被确立时，其使每一序列器状态机返回已知的状 态。
LUT 68-1到68-6每一者基本上是类似于只读存储器(ROM)的固定预编程存储器。 此存储器经编程使得对于每一输入地址位置，数据寄存器保存波位置的特定相位或角处 的正弦波的振幅的特定数字值。在常见的实施方案中，随着地址依次被激励，数据输出 输出正弦波的数字表示项。峰值振幅为固定的，且正弦波的频率直接对应于地址被定序 的速率和组成完整的波的地址步的数目。
可使用多种方案来分配来自数据缓冲器64的数据以便将数据分配到序列器状态机 66-1到66-6。如先前所述，序列器状态机66-1到66-6的每一者的数据速率将各不相同。
分配数据的一种示范性方式是轮流将每一位分配到序列器状态机66-1到66-6中的 即将编码下一位的一个序列器状态机。本文中此方法可称为“流动”，且其优点是：不 需要在接收器处重新组合数据，因为数据为简单的串行数据流的格式。一旦指定了系统 设计且确定了载波的数目和频率，就可依据简单的算术来获得此时序。根据已知序列将 数据从数据分配器选通到序列器状态机66-1到66-6中一个适当的序列器状态机的细节 是例行数字电路设计的问题。再次举例参看图2，且假定将把4个位编码到每一正弦波 载波的每半个循环中，对于单个帧中每一正弦波载波来说，可容易地计算相角θ1、θ2、θ2 和θ4的每一角位置的时间绝对位置。这些时间的每一者，和正弦波载波中的与其关联的 一个正弦波载波可由控制器62使用以便将下一数据位分配到序列器状态机66-1到66-6 中一个适当的序列器状态机。
分配数据的另一示范性方式是，对于每一帧来说，向序列器状态机66-1到66-6的 每一者分配一组数据，所述数据具有与序列器将在当前帧中进行编码的位的数目相等数 目的位。一旦指定了系统设计且确定载波的数目和频率，即可知晓此信息。在图2的实 例中，表1展示对于每一载波来说，每一帧将使用的位的数目。   频率   每帧的循环数   每帧的位数   250Hz   10   160   275Hz   11   176   300Hz   12   192   325Hz   13   208   350Hz   14   224   375Hz   15   240   400Hz   16   256
如所属领域的技术人员将了解，依据分配在编码端的数据的复杂性，此数据分配方 案可能受到限制，因为其可能无法适应接收端的极其快的数据速率，而这是因为数据分 配器必须等待在数据组准备释放之前每一载波的所述数据组被填充。
LUT 68-1到68-6的输出分别提供到D/A转换器70-1到70-6。D/A转换器70-1到 70-6线性地且连续地将来自LUT 68-1到68-6的并行8位数字字节转换为加法放大器72 的输入。加法放大器72是电路的常规配置，其使用运算放大器线性地将若干个别模拟 信号加在一起以产生一个复合信号。
根据本发明的解调技术检测经调制的载波，并对其进行检查以确定载波的正弦曲线 函数是否已以每一相角θn之后的时间间隔Δθ而改变。举例来说，如果已通过在相角θn 之后的短时间间隔Δθ内维持振幅Y＝sinθn而调制了载波，那么就检查经调制的载波以确 定相角θn之后的时间间隔Δθ期间是否Y＝sinθn，或每一相角θn之后的时间间隔Δθ期间 振幅是否已遵循函数Y＝sinθ。此检查可通过(例如)将检测到的正弦曲线载波与具有与 所述载波相同频率和相位的参考正弦曲线信号混合以检测参考正弦曲线信号与经调制 的载波之间的相差，或通过对经调制的载波执行快速傅里叶变换(FFT)分析来实现。 此解调器也可含有用以检测安置在所述载波中的一者或一者以上中的“出位”的位的电 路。
图6是用于从根据本发明技术的经调制的正弦曲线载波提取信息的说明性解调器电 路的方框图。首先，将传入的经调制的正弦曲线载波提供到信号输入调整方框80。信号 输入调整方框80内部的电路的性质将取决于通信信道中使用的传输媒介。举例来说， 如果传输媒介是例如电话网络中会遇到的双绞线电缆，那么信号输入调整方框80可由 差动线接收器形成。如果传输媒介是例如无线或卫星通信系统中可遇到的无线电或微波 发射器，那么信号输入调整方框80可由通常的RF和IF前端电路组成，包含天线、RF 放大器、降频转换器和RF检测器(如果适用于所使用的RF系统)。
信号输入调整方框80的输出提供到窄带通滤波器82。窄带通滤波器82的Q应约 为至少100。窄带通滤波器82的中心频率选择为经调制的正弦曲线载波的频率。来自窄 带通滤波器82的信号在放大器84中放大，并提供到双平衡混合器86的一侧。双平衡 混合器86的另一侧由数控振荡器(NCO)88的输出馈给。NCO 88的频率和相位设定 为带通滤波器82的通频带内的经调制的正弦波的一者的频率和相位。
在根据本发明的使用通信信道内复数个经调制的载波的通信系统中，规定单独地解 调载波的每一者以提取经编码的数据。现参看图7，其为展示驱动复数个说明性平衡混 合器92、94、96、98、100和102的输入线90的方框图。图7中展示六个平衡混合器， 但所属领域的技术人员将容易了解，视图5A的调制器电路产生多少个经不同频率调制 的正弦波而定，可使用任何数目的平衡混合器。
平衡混合器92、94、96、98、100和102也由NCO多正弦波产生器104的输出而 得以驱动。每一输出为将从其中提取数字编码的信息的经正弦波调制的载波频率的一者 处的正弦波形。平衡混合器92、94、96、98、100和102的输出根据已知技术在数据卷 积器(data convoluter)106中组合成串行或并行输出数据流。
数据卷积器106重新组装来自个别经调制的正弦波的数字数据。因为个别经调制的 正弦波处于不同频率处，所以来自每一者的n个位的数据将达到不同速率。举例来说， 在使用3KHz以下的电话线带宽的系统中，载波频率可能为1KHz、1.2KHz、1.4KHz...3 KHz。1Khz载波中的数据将达到每1mSec n个位的速率。3Khz载波中的数据将达到所 述速率的三倍。来自不同载波的数据的重新组装与重新组装IP包网络中的包数据没有 很大不同。可使用各种已知的技术。所属领域的技术人员将了解，重新组装过程的细节 将作为数据被划分在多载波系统中若干载波中的方式的函数而变化。
根据本发明的一个方面，可使用一个载波来承载对于通信的一个或一个以上方面来 说必要的控制信息，或控制信息与数据的组合。视通信信道中需要的控制信息的量而定， 可在具有最低数据速率(即，上述实例中1KHz载波)、最高数据速率(即，上述实例 中3KHz载波)的载波中，或在其它载波的一者中编码控制信息。
现参看图8，其展示用于解调根据本发明原理而调制的正弦曲线载波的替代电路和 方法。此解调器通过驱动移动点LED显示器而操作，其中照亮的点表示接收到的经调 制的正弦波的电平。因为正弦波载波的未经调制的部分和载波的用零位调制的部分(例 如图1A的相角θ4处所展示)的电压相当快速地变化，而载波的用一个位调制的部分处 (例如图1A的相角θ4处所展示)的电压电平在较长周期内保持恒定，所以对应于开始 于图1A的相角è4处的电压电平的LED将在较长时间内更亮。感测并解码此亮度差异。
图8的解调器电路将经调制的正弦波中的一者输出到逻辑和LED驱动器电路110。 在本发明的一个实施例中，逻辑和LED驱动器电路110可为点条式显示器(dot bar display)集成电路，例如可从加州圣克拉拉的National Semiconductor Corporation购得 的LM3914集成电路。LM3914是单片式集成电路，其感应模拟电压电平并具有用于驱 动复数个LED的输出，因此提供线性模拟显示器。所述显示器可配置成移动点显示器。 图示逻辑和LED驱动器电路110的输出驱动五个光绝缘体电路112-1到112-5。每一光 绝缘体电路含有光学上耦合到光电晶体管的LED。LED的阳极耦合到正电位，且其阴极 耦合到逻辑和LED驱动器电路110的输出中的一者。图8中展示光电晶体管的发射极接 地，且集电极耦合在一起并通过电阻器114耦合到正电压电位，但所属领域的技术人员 将了解，可使用其它电路配置。
“零”位与“一”位之间的差异是，对于“一”位来说，电阻器114的底部处的电 压较低，因为光电晶体管中正导电的一者所汲取的电流较高。从在特定系统中可得到的 可用的电压、相位和帧信息中容易获得用以确定哪一位正被感应的电压电平的时序。
所属领域的技术人员将了解，图8的配置将在较宽频率范围操作，且应注意选择希 望在较高频率下使用的此电路的组件以确保其响应时间对期望用途的频率来说是足够 的。
根据本发明的一个通信系统使用调制器将根据本发明的至少一个经调制的载波插 入到电话线或其它线对通信线的一端上。优选地，将通过保护带数目而在频率上分离的 复数个这样的经调制的载波注入到线中。解调器耦合到电话线或其它线对通信线的另一 端。根据本发明的一个实施例，调制器和解调器可位于线的每一端，且所述通信可为双 向通信。根据本发明的另一实施例，调制器和解调器可协商将要用于通信的位速率。
现参看图9，一高级方框图展示一利用根据本发明的经调制的正弦波载波的说明性 电缆调制解调器数据通信系统120。通信系统120包含一“首端”122，其通常经配置以 通过此项技术中已知的同轴电缆124来传输CATV信号。首端122经调适以用于本发明， 因为其包含根据本发明而调制和解调在所述首端与复数个用户之间传送的数字信息所 必需的电路。
如此项技术中同样已知，复数个用户接收器126、128、130、132和134耦合到同 轴电缆124。同轴电缆分配系统的机械和电学细节是所属领域的技术人员众所周知的， 且本文中将不再讨论，以避免使本发明的揭示内容模糊。
每一用户接收器126、128、130、132和134均将包含一电缆调制解调器，其用于 根据本发明而调制和解调用于承载每个用户与首端之间的数字信息的正弦波载波。
图10是一说明性首端122的部分的高级方框图，可在利用根据本发明的经调制的 正弦波载波的电缆调制解调器数据通信系统中使用所述首端122。图10中未展示用于将 CATV信号发射到用户的首端122的常规部分。
同轴电缆124耦合到一控制信道136，其包含至少一对根据本发明的正弦波调制器 与解调器。这至少一对正弦波调制器与解调器用作一用于在首端122与耦合到同轴电缆 124的用户电缆调制解调器中的任一者之间建立双向通信的控制信道。接着可使用常规 频率转换技术来增频转换控制信道中的经调制的正弦波，以在CATV带宽内的频域中占 据一定空间。
通信系统120使用控制信道136来启动与现有用户的会话、改变服务等级和对现有 用户帐号进行添加或减去系统特征。控制信道136还可用于将新用户登记到系统，并执 行与系统的各个用户有关的内务管理任务，例如基于会话或基于较长的持久性来将特定 正弦波载波分配到个别用户。控制信道136还可用于对将内容下载到个别用户进行管理， 所述内容例如按收视付费的(pay-per-view)娱乐节目和其它内容。
控制信道136与控制器138介接。控制器138可为微控制器或微处理器，且管理控 制信道136与数据库140的相互作用。数据库140用于存储用户帐号信息。这些信息可 包含(但不限于)身份、地址，和记帐信息(billing information)、服务等级信息、服务 特征信息等。
另外，数据库140包含许多表。经分配频率表记录对已分配的系统频率和仍未分配 的系统频率的跟踪。查询并使用这个表以通过防止同一频率由两个不同的用户电缆调制 解调器使用的分配来避免冲突的可能性。
使用中频率表可用于保存当前正在首端与各个用户电缆调制解调器之间的会话中 使用的发射与接收频率的列表。还可查询并使用这个表以通过防止同一频率由两个不同 的用户电缆调制解调器使用的分配来避免冲突的可能性。另外，例如可在高利用率时段 期间使用这个表，以将当前未使用的发射与接收频率分配到可用频率的集区以提供附加 的带宽。
控制器138还与数据骨干接口142介接。如此项技术中已知，数据骨干接口142耦 合到高带宽信道144以用于越过例如因特网、专用网络或内联网的网络进行通信。数据 骨干接口142经配置以用作如此项技术中已知的常规骨干接口。
本文揭示的正弦波载波产生器、调制器和组合器146经由内部数据与控制总线148 而耦合到数据骨干接口142。正弦波载波产生器、调制器和组合器146获得前往用户的 数据并以本文揭示的方式准备、正弦波调制、信道化所述数据并将其发射到用户。如本 文揭示，正弦波载波产生器、调制器和组合器146优选经配置以产生并调制复数个正弦 波载波，尽管本发明涵盖其中使用单个经调制的正弦波载波的实施例。
接收器和检测器150也耦合到内部数据与控制总线148。接收器和检测器150接收 并解调从用户发射的经正弦波调制的载波数据，并通过数据骨干接口142将其传送到高 带宽信道。如同正弦波载波产生器、调制器和组合器146一样，接收器和检测器150优 选经配置以产生并调制复数个正弦波载波，尽管本发明涵盖其中使用单个经调制的正弦 波载波的实施例。
现参看图11，其为展示根据本发明的说明性用户电缆调制解调器160的方框图。电 缆调制解调器160包含耦合到同轴电缆124的控制信道收发器162和多信道收发器164。 控制信道收发器162调制、发射并接收到达与来自如本文所述的首端122的控制信道数 据，且多信道收发器164调制、发射和接收到达与来自首端122的用户数据。
每一用户电缆调制解调器160包含控制其操作的控制器166。控制器166可为微控 制器或微处理器，且经由内部数据与控制总线172而耦合到控制信道收发器162与多信 道收发器164以及硬件ID单元168与非易失性存储器170。硬件ID单元168可为只读 存储器，且含有唯一地界定个别用户电缆调制解调器160的数据。非易失性存储器170 用于存储从首端下载的信息，其实现电缆调制解调器通信系统的各种特征和/或存储用于 控制信道与数据信道中的一者或两者的发射与接收频率的列表。
包含控制信道收发器162、多信道收发器164、控制器166、硬件ID单元168和非 易失性存储器170的用户电缆调制解调器160的组件沿数据/控制总线172而彼此通信。 计算机接口174也耦合到数据/控制总线172，并提供接口，例如USB、火线、10-base-T 或100-base-T或其它众所周知的计算机接口，通过此接口将到达与来自用户电缆调制解 调器160的数据传递到用户计算机(未图示)。
在图12到16的流程图中说明参看图9到11而描述的通信系统的操作。首先参看 图12，从首端122和用户电缆调制解调器160的角度展示会话启动例行程序。
首先，在参考数字180处，用户电缆调制解调器160尝试通过将消息经由控制信道 发送到首端122来启动会话。所述消息由控制器166组装，在控制信道频率下被调制成 正弦波载波，且接着经由控制信道收发器162发送到首端122，所述消息包含用户ID和 密码，且还包含唯一地界定个别用户电缆调制解调器160的包含于硬件ID单元168中 的数据。
接下来，在参考数字182处，首端以所述控制信道频率来接收经调制的正弦波载波， 对其进行解调，并检查其含有的数据。首端122查询数据库140以获得对应于由电缆调 制解调器发送的硬件与用户信息的入口。
在参考数字184处，比较硬件ID数据与数据库140中的入口以确定硬件ID信息是 否识别系统已知的电缆调制解调器160。如果所述电缆调制解调器对系统来说是已知的， 那么在参考数字186处将所接收到的用户ID和密码与存储在数据库140中的用户ID和 密码信息进行比较。如果所接收到的用户ID和密码经过验证，那么在参考数字188处 认证用户并启动会话。
在首端122处的数据库140不含有用于硬件ID单元168的入口的情况下，首端知 晓用户电缆调制解调器160对系统来说是未知的。如参考数字190处所示，会话被拒绝。 首端122可将数据发送到用户电缆调制解调器160，其将用户计算机中的浏览器应用程 序导向登记窗口，其中通过提示新用户在浏览器页面中的窗口中输入对应于例如用户姓 名、用户密码、信用卡和/或其它记帐信息、服务质量和/或建立新帐号所需的其它特征 的信息的数据，用户可向通信系统登记所述电缆调制解调器。具有如本文所述的特征的 基于HTML的浏览器数据输入页面的设计在此项技术中是众所周知的且本文将不再进 一步描述。
如果在参考数字186处接收到不正确的ID或密码信息，那么在参考数字192处， 首端122将会话拒绝消息发送到用户电缆调制解调器160。
根据本发明的另一方面，第一次连接到首端122的用户电缆调制解调器160可经编 程以进入签名模式(sign-up mode)，其将用户的附接到用户电缆调制解调器160的计算 机自动导向上述类型的基于网页的签名页面。一旦验证了新帐号，首端就将一消息发送 到用户的电缆调制解调器160以禁用签名模式并启用用于启动会话的正常操作模式。用 户电缆调制解调器160还可包含复位特征，其在所述单元出售给新用户或现有的用户转 移到新的服务提供者的情况下使用户电缆调制解调器160回到签名模式。
现参看图13，其为展示一说明性帐号建立方法的使用的流程图。首先，在参考数字 200处，首端122确定硬件ID单元168中的数据对首端数据库140来说是未知的，或用 户电缆调制解调器处于签名模式，因为用户电缆调制解调器是新的且未使用的或已经以 另外的方式被置于复位模式。接下来，在参考数字202处的响应中，首端122将数据发 送到用户电缆调制解调器以指导连接到用户电缆调制解调器160的计算机打开提示用户 向维护首端122的电缆提供者建立帐号的浏览器窗口。
在参考数字204处，新用户接着将所请求的信息填入浏览器窗口并将其发送到首端 122。在参考数字206处，首端122验证用户信息以根据提供者的标准来确定是否应建 立一帐号。如果否，那么在参考数字208处，首端122发送可在用户的浏览器应用程序 的窗口中显示为拒绝帐号请求的HTML消息的数据。
如果验证过程成功，那么在参考数字210处，首端将认证消息发送到用户电缆调制 解调器160，所述认证消息包含将要存储在非易失性存储器170中的信息，所述信息可 用于至少启用当前所请求的会话，或可响应于发送到用户的提示而由用户发送以启动新 的签到尝试。这些信息可包含将要显示在新用户的计算机上的欢迎消息。这些信息还可 包含识别将要存储在用户的电缆调制解调器160中的非易失性存储器中的用于新用户的 电缆调制解调器160与首端122之间的通信的特定载波频率分配和所启用特征的识别的 数据。所述信息可交替地包含将要存储在用户的电缆调制解调器160中的指定认证服务 等级和/或可选特征的数据，响应于每一会话开始请求而将所述数据发送到首端。
在替代方案中，成功的新用户登记可导致将要存储在首端122中的数据库140中的 帐号参数定义信息在每次用户尝试启动一会话时被访问。此实施例中的会话请求导致首 端访问数据库140，且由数据库返回的数据建立会话参数，接着将所述参数发送到用户 的电缆调制解调器160以界定会话参数。
现参看图14，其为说明示范性方法的流程图，所述示范性方法用于一旦首端122验 证了用户被认证且应启动一会话，就在根据本发明的说明性系统中建立通信参数。首先， 在参考数字220处，首端122查询其数据库140以确定用户已预订的服务质量和必须分 配给所述用户以提供所述服务等级的载波的必需数目。通过本发明的系统，通过为首端 与用户之间的上载和下载指定不同数目的载波，可将上载和下载带宽独立地分配给用 户。数据库还可含有其它相关信息，例如用户已预订的可选特征。
接下来，在参考数字222处，首端122查询其数据库140以确定哪些载波频率是未 使用的，且因此可用于分配给用户。在参考数字224处，首端122将所述载波频率分配 给用户并更新载波频率表以指示所述频率已分配给用户用于当前会话。
在参考数字226处，首端越过控制信道将识别所分配的载波频率的数据发送到用户 电缆调制解调器160。接下来，在参考数字228处，用户电缆调制解调器160接收所述 数据并使用其来配置适当数目的载波产生器和接收器以处理通信会话。
在本发明的另一实施例中，用于首端122与用户电缆调制解调器160之间的通信的 载波频率可在用户帐号建立时由首端122预先分配。当帐号建立时，经由控制信道136 将识别这些载波频率的数据发送到用户电缆调制解调器160。然而，为了保持系统的灵 活性，首端122具有这样的能力，即通过借助控制信道频率来重新分配这些载波频率， 即使在会话期间也可在用户之间动态地重新分配这些载波频率。
为了使系统平稳地运行，可建构一类似于关于图15所说明方法的方法以启动用户 电缆调制解调器与首端之间的会话。首先，在参考数字230处，首端122通过控制信道 136或通过已知与特定用户关联的发射载波频率中的一者来检测会话请求。在验证用户 ID、密码和帐号状态之后，首端122查询数据库以获得服务质量信息和当前分配给用户 的载波的识别以提供与所述用户关联的服务质量。
因为用户可改变服务质量等级且还可添加或删除系统特征，所以在每一会话开始时 使首端访问数据库140中的此信息确保了首端122在每次会话开始时以适当的载波将适 当的资源分配给用户。另外，如果首端122已重新分配用户的载波频率，那么首端122 将已经通过控制信号通知用户，且用户电缆调制解调器现将已经存储新的频率分配信 息。通过在每次会话开始时访问此信息，确保了首端122与个别用户电缆调制解调器以 正确的载波频率互相监听。
接下来，在参考数字232处，首端122从其数据库将用于与用户电缆调制解调器160 通信的正确载波频率分配到其适当数目的发射器和接收器，并更新使用中的其载波表。
接下来，在参考数字234处，首端122将状态OK消息发送到请求会话的用户电缆 调制解调器160，以指示发射和接收器载波频率在首端122与用户电缆调制解调器160 之间是协调的。所属领域的技术人员将了解，这个过程可在这一点将存储在其数据库中 的载波频率信息发送到用户电缆调制解调器160以确保通信频率在首端122与用户电缆 调制解调器160之间是协调的。
接下来，在参考数字236处，用户电缆调制解调器160从首端122接收状态OK消 息，并配置其发射器和接收器中适当的发射器和接收器来实现与首端122的通信。在一 种变化形式中，用户电缆调制解调器160使用其先前已从首端122接收并本地存储的频 率。根据另一种变化形式，用户电缆调制解调器160使用其已从首端122随状态OK消 息接收到的频率。
根据本发明，可启用用户电缆调制解调器160从而以若干方式中的一种与首端122 通信。根据一种示范性方法，使用在用户向系统登记时已经从首端122下载到用户电缆 调制解调器160中的非易失性存储器170的一个或一个以上预定的正弦波载波频率对来 启用用于会话的通信。在这一实施例中，数据库140保存一用于用户库(user base)的 载波分配表。根据此实施例，首端122可使用其对用户与载波分配表中特定载波频率的 关联性的知晓作为会话认证过程的一部分。
根据本发明范围内的另一示范性方法，在启动个别用户会话时使用可用频率载波分 配表将会话通信频率从首端122下载到用户电缆调制解调器160。因此载波频率可在用 户会话开始和结束时动态地分配。
所属领域的技术人员将了解，可根据本发明使用其它静态和动态方法来选择用户数 据通信载波。在用户认证之后启用会话时，存储在非易失性存储器170中或从首端122 下载的其它数据可用于选择通信载波频率。
这些其它数据可包含可存储在数据库中的服务质量考虑因素。举例来说，用户帐号 可建立为具有指定的预设最小上载和/或下载带宽。一旦会话启动，非易失性存储器内容 就可指定使用户具备预订的上载和下载带宽所需的发射正弦波载波和接收正弦波载波 的数目，或首端122可通过下载所述数目的定义而启用。
所属领域的技术人员将了解，本发明的电缆调制解调器通信系统的灵活性将允许噪 音或其它干扰情况下的动态载波频率分配。举例来说，控制器138或其它智能设备(例 如与首端122中的接收器/检测器150关联)可监视由用户电缆调制解调器160通过控制 信道或数据信道返回的丢弃的包报告或其它错误标准，例如CRC错误，且在错误等级 不可接受时，可通过借助控制信道与经历数据问题的用户电缆调制解调器160中的一者 或一者以上进行通信，以及将界定新载波频率的控制信息发送到个别用户电缆调制解调 器160，来重新分配载波频率。
图16中说明用于替换有噪音的或其它高错误率载波的说明性方法。首先，在参考 数字240处，收集使用中的载波的错误率。在载波由用户电缆调制解调器使用以将数据 发射到首端的情况下，首端将监视个别错误率并将其存储在(例如)错误率表中。在载 波由首端使用以将数据发射到用户电缆调制解调器的情况下，个别用户电缆调制解调器 将通过控制信道将错误率周期性报告给首端以存储在错误率表中。接下来，在参考数字 242处，将错误率表中的条目与阈值进行比较。如果没有错误率高于所述阈值，那么在 参考数字244处输入等待时间周期，在所述等待时间周期后，过程返回参考数字240。
如果存在任何载波错误率高于所述阈值，那么在参考数字246处重新分配任何受影 响的载波。在参考数字248处分配新的载波频率并更新载波表。通过指导载波产生器控 制受影响的载波频率切换到新的频率，或通过停用受影响的载波产生器并使一闲置或备 用载波产生器联机，可建构新的频率。接下来，在参考数字250处，将新的载波频率信 息发送到受影响的用户调制解调器，且在参考数字244处，过程再次进入等待时间周期。
也可以类似方式来改变用于控制信道中的通信的载波频率。因为控制信道上的通信 中断比数据信道上的通信中断问题更大，所以图16的方法不足以确保系统的连续操作， 且可能需要使用其它手段来切换控制信道频率。
根据一个实例，首端122和用户电缆调制解调器160可经配置以建构许多算法中的 任何一种，以便在主要控制信道载波频率变成有噪音的或以其它方式中断或失败的情况 下，监视用于控制信道信息的一个或一个以上替代控制信道载波频率。根据此方案的一 种变化形式，在首端中、用户电缆调制解调器中，或两者中的控制信道可经配置以将“I am alive”消息周期性发送到正与其通信的实体。在接收实体没有在预期的时序窗口内 确认接收到这些消息中的一者或一者以上的情况下，双方可在已知时间间隔的某个序列 中开始发射并监听其它预设替代控制信道频率，直到成功确认“I am alive”消息以在实 体之间建立新的控制信道频率为止。
在本发明的又一实施例中，以广播模式使用许多发射和接收载波频率，其中首端122 以其所有发射频率向所有用户电缆调制解调器进行发射，且所有用户电缆调制解调器均 以所有这些接收频率进行监听。在此操作方案中，所有用户电缆调制解调器均可以所有 首端接收器频率进行发射。根据本发明的这一系统中的所有通信量均经包化以识别发送 者(或预期的接收者)。首端识别所接收到的包的发送者，且用户电缆调制解调器基于 此项技术中众所周知的标题信息而选择性接受数据。
根据此操作方案，首端122和所有用户电缆调制解调器两者均可使用已知的碰撞避 免技术(collision-avoidance technique)从并非当前发射的频率中选择频繁的(on the fly) 发射频率以确保总带宽的有效使用。
所属领域的技术人员将了解，根据本发明的另一方面，在本发明的同轴电缆通信系 统中提供经包化的和未经包化的通信协议为系统添加了附加的灵活性并提供优势。举例 来说，使用包括IP协议包通信量的因特网通信协议有利地实现了经由用户电缆调制解 调器的因特网访问。另一方面，本发明的系统还可用于为将例如娱乐内容的数据下载到 个别用户而无需使用因特网协议及其伴随的高额开销作准备。
举例来说，本发明可用于在用户需要时将视频下载到根据本发明的同轴电缆系统。 视频流目前需要19.7兆位/sec的带宽。当前可用的压缩技术可将此要求减小到约11兆 位/sec。通过使用本发明的技术，例如可通过使用16位/循环500KHz载波(8.0兆位/sec 速率)和16位/循环800KHz载波(12.8兆位/sec速率)以获得20.8兆位/sec的总数据 率，来实现实时视频流。类似地，1.25MHz的单个16位/循环载波可产生20兆位/sec 的数据率。
类似地，可组合若干载波的输出以在很短的时间内将一整部长篇电影下载到硬盘驱 动器视频存储系统，例如目前由各家卖主(例如Tivo)出售的硬盘驱动器视频存储系 统。使用1MHz、1.3MHz、1.6MHz、1.9MHz和2.2MHz的16位/循环载波的根据本 发明而配置的系统具有128兆位/sec的组合的原始数据传递速率，这允许在少于40秒的 时间内下载一部典型的长篇电影(例如安装在4.7千兆字节DVD上)。即使发现数据传 递在8位/循环数据压缩(data-packing)下更加可靠，但用于这种长篇电影的下载时间 增加到小于80秒的最大值。目前，因为目前的硬盘驱动器系统不能在如此高的带宽下 写入数据，所以数据将需要缓冲以进入存储器，例如高速RAM FIFO。或者，可在用户 端提供例如较小的高速RAM FIFO的较小存储器并将填入高速数据，且接着在需要时将 所述高速数据写入到硬盘驱动器或视频显示硬件。为了提供不会中断的观看，用户单元 将在其需要下载更多数据时与首端通信以避免中断节目观看。
作为可通过使用本发明而达到的数据率的实例，其上任加有每循环16个位的200 KHz载波产生3.2兆位/sec的原始数据率。目前预期，可在本发明中使用至多达约10MHz 或更高的载波频率，尽管每次循环可编码且可靠地解码的位的数目可能在较高载波频率 下变成小于16。然而，所属领域的技术人员将了解，在与每循环2个位一样小的数据压 缩下，10MHZ的载波频率可支持20兆位/sec的数据率。所属领域的技术人员将了解， 在载波频谱(即，音频频谱)的下端，限制因素是实际的，因为较低频率载波的位速率 明显较小。
请注意，可使用本发明的原理而实现的实用系统在单个通信信道内将利用复数个经 调制的正弦波载波。个别载波应在频率上分离以防止干扰。目前预期，约300KHz的载 波间隔对于使用目前可用的解调技术的系统来说将是足够的。
如先前所揭示，图3到8中所示的调制器和解调器电路仅为说明性的，且其它调制 和解调解决方案涵盖在本发明的范围内。所属领域的技术人员将了解，根据本发明的通 信系统中可使用数字信号处理技术来产生如图2所示的至少一个经调制的正弦曲线载波 并解调所述至少一个正弦曲线载波。图17和18中分别展示此DSP调制器和解调器。
快速傅里叶变换(FFT)是一种将时域中的信号转换成频域中的表示项的算术方法。 快速傅里叶逆变换(IFFT)通过获取并行数字数据格式的频率系数并将其重新转换成时 域中的连续的周期信号来逆转所述过程。IFFT可用来产生根据本发明的经调制的正弦波 信号，且FFT可用来解调根据本发明的所述经调制的正弦波信号。所属领域的技术人员 将了解，根据本发明用于解调和调制的FFT和IFFT技术至多对于其中处理引擎时钟速 度以及A/D和D/A转换速度约为将要调制和解调的经最高频率调制的正弦波载波频率 的6倍的频率是有用的。
现参看图17，将频率系数提供到IFFT方框210。使用已知的DSP技术来配置IFFT 方框210。IFFT将每一音频载波的数字表示项调制成所需要的精确的基元相移信号。从 IFFT方框210输出的时域数据接着馈给到数字到模拟(D/A)转换器22以产生时域信 号。IFFT方框210和D/A转换器212的典型分辨率大于约8个位。D/A转换器212应 足够快以每秒钟执行至少100K次转换。
D/A转换器的输出由低通滤波器214过滤。对输出信号的过滤限于去除高频噪音而 不损害每一载波的信息内容。为达成此目的，可将低通滤波器214实施成(例如)6极 巴特沃思滤波器(6-pole butterworth filter)或实施成具有60分贝/倍频程下降的零群延 迟(zero-group-delay)实现结果。
现参看图18，其揭示根据本发明的解调器电路的FFT DSP实施例。FFT技术在此 项技术中是众所周知的。解调器电路包括A/D转换器216和FFT方框218。
现参看图19，其为描绘多频率正弦波接收器250的说明性实施例的方框图。此附图 和关联的描述内容是关于多频率系统中使用的许多载波中的一者的接收。实际的系统将 具有在不同频率上一起工作的这些接收器中的若干者以便使用此调制技术来传递大量 数据。
前置放大器252放大传入的信号以补偿带通滤波器254的插入损失(insertion loss)。 带通滤波器254过滤信号以减小带外干扰。后置放大器256放大过滤的信号以补偿带通 滤波器254的插入损失，并将信号电平升高到平衡混合器258所需要的电平。
双平衡混合器258将传入的信号与本地振荡器的输出混合，从而产生两种信号的和 与差。本地振荡器可由零交叉检测器260形成，所述零交叉检测器260当传入的信号跨 越零伏电平时产生输出。零交叉检测器260用来产生用于充当本地振荡器的载波再生器 262和产生数据时钟的锁相回路264的参考。载波再生器获取零交叉检测器的输出，并 产生具有与传入的信号相同频率和相位的本地振荡器输出。锁相回路264使用零交叉检 测器260的输出来产生用来对比较器的输出处的检索到的数据进行计时的高频时钟。
低通滤波器266从混合器258的输出中去除和频率分量，从而留下表示输入信号与 离开本地振荡器的参考信号之间的绝对相差的差分量。比较器268将来自混合器的差信 号与固定的参考进行比较，从而当输入信号高于参考信号时产生输出。输出指示输入与 本地振荡器之间存在相差，从而指示存在值为“一”的数据位。
处于微控制器272的控制下的时钟对准方框270通过可变延迟电路来对准数据时 钟。通过使用数据位存在于信号的相位中的何处的已有知识，此电路过滤出不与出自比 较器的已知的有效数据位对准的数据时钟脉冲。将所述数据时钟输入到多级移位寄存器 274中，所述多级移位寄存器274用作从比较器268的输出时钟输入的数据位的收集库。 微控制器272是监视并控制接收器的操作的预编程装置。微控制器272将存储在移位寄 存器中的所接收到的数据传递出并传到其它区域。
微控制器272还检测“出位”的位，并将其检测作为可由如本文揭示的系统使用的 事件来报告。
尽管已经参考示范性实施例描述了本发明，但所属领域的技术人员将了解，可在不 脱离本发明的范围的情况下，对本发明作出各种改变，且均等物可替代本发明的元件。