技术领域
[0001] 本
发明涉及电流互感取能技术领域，是一种宽电流范围工作的电流互感取能电源。
背景技术
[0002] 随着输电线路在线监测技术的发展，解决高压侧监测设备供电问题成为研究的新热点。常见的供电方式主要有
太阳能供电、
电池供电、激光供电及
超声波供电等，由于体积、成本、输出功率、转化效率、绝缘等问题，上述方法均未得到有效的利用。电流互感取能是通过在线路上套装可开启式的良磁导体，利用
电磁感应原理从线路电流在其周围产生的交变
磁场中截获
能量。为满足输电线路在线监测装置日益增加的负载需求，电流互感供电方式具备较好的发展前景。
[0003] 由于输电线路电流
波动范围非常大，通常在几安培至数千安培，因此，电流互感取能电源需要解决两个问题：一是在输电线路电流较大导致取能过剩时，必须采取合理的泄能方式，以保证电源保持平稳输出；二是在输电线路电流很小时，具备较高的取能效率，最大限度地降低最小启动电流，同时具有储能装置作为备用电源，当取能不足时，消除电源工作死区。
[0004] 为提高电流互感取能电源工作电流的上限值，目前主要通过稳压式，反馈控制式和斩波控制式控制
电路来降低电源的热耗。稳压式是将稳压管接在滤波电容后面，设定其反向击穿
电压小于滤波电容最大电压，在一次大电流时滤波电容电压升高，从而击穿稳压管使电容电压保持稳定，缺点是稳压管发热量较大，严重缩短电源寿命。反馈控制式是通过设置一个电压
阈值，当滤波后的电容直流电压超过电压阈值时，通过电压监测电路使并在取能线圈二次侧的
开关管闭合，由于开关管低导通阻抗的特性使取能线圈二次侧近似
短路，感应电流都通过开关管泄放掉，缺点是控制电路复杂，开关管的电流过大仍然会使电源温升比较明显。斩波控制式是二次侧包含取能线圈和控制线圈，并在控制线圈中接入开关，直接利用
半导体开关的开通与关断的时间比例来控制供电电源整流
滤波器的平均输入电流，实现供电电源输出稳定电压，此种方式在高开关
频率下可以达到很高的控制
精度，但占空比的
自动调节需通过CPU 编程来实现，使控制电路变得比较复杂，并且开关高频动作可能会对取能线圈产生干扰。
[0005] 由于以上方式均不能动态改变取能线圈
匝数，使供电电源的热耗始终随
母线电流增大而增大，无法兼顾电流动态范围的下限和上限，导致电流互感取能电源工作电流范围较窄。针对该问题，参考文献“一种适应母线电流动态范围宽的光电式电流互感器供电电源”提出了一种基于电流互感器次级电流大小来控制电流互感器变比，以降低电源热耗的方法，采用传感线圈检测电流互感器次级电流，并通过另一
迟滞比较器控制继电器，实现电流互感器变比切换，使电流互感器次级电流始终保持在预先设定的范围内，但增加控制
铁芯、传感线圈和较复杂的控制电路，功耗较大，降低了取能效率，提高了启动电流下限。
[0006] 因此，研制一种能够在较宽动态电流范围下正常工作，取能效率高的电源为输电线路在线监测设备供能，是保证输电线路在线监测设备可靠运行的先决条件，对其在电
力系统中的推广应用具有重要意义。
发明内容
[0007] 本发明提供了一种宽电流范围工作的电流互感取能电源，克服了上述
现有技术之不足，其能有效解决现有输电线路电流互感取能电源存在的工作电流范围较窄，取能效率较低和控制电路应用效果不理想的问题。
[0008] 本发明的技术方案是通过以下措施来实现的：一种宽电流范围工作的电流互感取能电源，包括取能单元、冲击保护单元、电压调整单元、绕组切换控制电路、储能单元和电源通道选择电路；取能单元包括能够套装在输电
导线上的可开闭式的环形铁芯和绕置在环形铁芯上的带中间抽头的双绕组二次取能线圈，所述中间抽头位于双绕组二次取能线圈的总绕组的中部并形成分绕组；电压调整单元包括整流滤波电路、过压保护电路和DC/DC模
块，整流滤波电路的输入端与冲击保护单元的输出端电连接，整流滤波电路的输出端与过压保护电路的输入端电连接，过压保护电路的输出端与DC/DC模块的输入端电连接；绕组切换控制电路包括继电器控制电路和继电器，继电器控制电路的输入端与过压保护电路的输出端电连接，继电器控制电路的输出端与继电器的输入端电连接，继电器的输入端还与双绕组二次取能线圈电连接，并能够在输电线路电流较小时以总绕组接入电路而在输电线路电流较大时以分绕组接入电路，继电器的输出端与冲击保护单元电连接；电源通道选择电路的输入端同时与电压调整单元的输出端和储能单元的输出端电连接，并能够切换选择电压调整单元或储能单元为在线监测设备供电。
[0009] 下面是对上述发明技术方案的进一步优化或/和改进：上述双绕组二次取能线圈的中间抽头可位于绕组的三分之一处，并能够使总绕组与分绕组的匝数比为三比一。
[0010] 上述储能单元可包括MPPC充电电路和锂
电池组，MPPC充电电路的输入端与过压保护电路的输出端电连接，MPPC充电电路的输出端与锂电池组电连接，并能够根据过压保护电路输出端直流电压的大小动态调整充电电流为锂电池组充电。
[0011] 上述MPPC充电电路可包括
最大功率点跟踪电压为12伏的高电压
控制器和电源管理器芯片LTC4000。
[0012] 上述继电器控制电路的输入
门槛电压可为52伏，并能够在输入电压大于输入门槛电压时令继电器工作使双绕组二次取能线圈由总绕组切换为分绕组接入电路。
[0013] 上述继电器控制电路可包括保护
电阻、第一分压电阻、第二分压电阻、稳压电容、三端可调分流基准源TL431、光耦器件TLP521、上拉电阻和续流
二极管；保护电阻的一端分别与输入电源连接和第一分压电阻电连接，保护电阻的另一端分别与继电器和
续流二极管的负极端电连接，第一分压电阻的另一端与第二分压电阻电连接，第二分压电阻与稳压电容电并联，三端可调分流基准源TL431的集
电极和发射极与稳压电容的两端电并联，光耦器件TLP521的输入端负极端与三端可调分流基准源TL431的基极电连接，光耦器件TLP521的输入端正极端与续流二极管的正极端和继电器电连接，光耦器件TLP521的输出端与上拉电阻的一端电连接，上拉电阻的另一端与外部电源电连接。
[0014] 上述过压保护电路可包括开关管和门槛电压设为58伏并能够根据门槛电压令开关管通断的过压保护芯片MAX6495，过压保护电路输入端的正极端可电
串联有具有自恢复能力的正
温度系数的
热敏电阻，过压保护电路还可包括二极管、输入稳压电容、限流电阻、
齐纳二极管、储能电容、第三分压电阻、第四分压电阻和输出稳压电容。
[0015] 上述DC/DC模块可包括能够使
输出电压稳定在5伏的降压开关型集成稳压器芯片LT3431。
[0016] 上述电源通道选择电路可包括双通道理想二极管集成芯片LTC4413，并能够在电压调整单元的输出电压大于储能单元的输出电压时由电压调整单元为在线监测设备供电，能够在电压调整单元的输出电压小于储能单元的输出电压时切换成由储能单元供电；或/和，冲击保护单元可为双向瞬态抑制二极管，双向瞬态抑制二极管电并联在继电器输出端的两端。
[0017] 上述环形铁芯可为
冷轧有取向
硅钢环形铁芯、坡莫
合金环形铁芯或铁基
纳米晶环形铁芯。
[0018] 本发明结构合理而紧凑，使用方便，其通过继电器控制在输电线路电流较小时以双绕组二次取能线圈总绕组接入电路，而在输电线路电流较大时以分绕组接入电路，主要应用于交流输电线路在线监测装置的电源供给，其结构简单、可靠性高、能够适应较宽的动态电流范围和具备较高的取能效率。
附图说明
[0019] 附图1为本发明最佳
实施例的结构示意图。
[0020] 附图2为绕组切换控制电路图。
[0021] 附图3为过压保护电路图。
[0022] 附图4为DC/DC模块电路图。
[0023] 附图5为MPPC充电电路图。
[0024] 附图6为电源通道选择电路图。
[0025] 附图7为整流滤波电路输出电压随输电线路电流变化曲线图。
[0026] 附图中的编码分别为：1为取能单元，2为冲击保护单元，3为电压调整单元，301为整流滤波电路，302为过压保护电路，303为DC/DC模块，4为绕组切换控制电路，401为继电器控制电路，402为继电器，5为储能单元，501为MPPC充电电路，502为锂电池组，6为电源通道选择电路，7为在线监测设备，R1为保护电阻，R2为第一分压电阻，R3为第二分压电阻，C1为稳压电容，TL431为三端可调分流基准源，TLP521为光耦器件，R4为上拉电阻，D1为续流二极管，Vin为输入电源，VCC为外部电源，Q1为开关管，F1为热敏电阻，D2为二极管，C2为输入稳压电容，R5为限流电阻，D3为齐纳二极管，C3为储能电容，R6为第三分压电阻，R7为第四分压电阻，C4为输出稳压电容，LTC4000为高电压控制器和电源管理器芯片，MAX6495为过压保护芯片，LT3431为降压开关型集成稳压器芯片，LTC4413为双通道理想二极管集成芯片。
具体实施方式
[0027] 本发明不受下述实施例的限制，可根据本发明的技术方案与实际情况来确定具体的实施方式。
[0028] 下面结合实施例及附图对本发明作进一步描述：如附图1所示，该宽电流范围工作的电流互感取能电源包括取能单元1、冲击保护单元2、电压调整单元3、绕组切换控制电路4、储能单元5和电源通道选择电路6；取能单元
1包括能够套装在输电导线上的可开闭式的环形铁芯和绕置在环形铁芯上的带中间抽头的双绕组二次取能线圈，所述中间抽头位于双绕组二次取能线圈的总绕组的中部并形成分绕组；电压调整单元3包括整流滤波电路301、过压保护电路302和DC/DC模块303，整流滤波电路301的输入端与冲击保护单元2的输出端电连接，整流滤波电路301的输出端与过压保护电路302的输入端电连接，过压保护电路302的输出端与DC/DC模块303的输入端电连接；绕组切换控制电路4包括继电器控制电路401和继电器402，继电器控制电路401的输入端与过压保护电路302的输出端电连接，继电器控制电路401的输出端与继电器402的输入端电连接，继电器402的输入端还与双绕组二次取能线圈电连接，并能够在输电线路电流较小时以总绕组接入电路而在输电线路电流较大时以分绕组接入电路，继电器402的输出端与冲击保护单元2电连接；电源通道选择电路6的输入端同时与电压调整单元3的输出端和储能单元5的输出端电连接，并能够切换选择电压调整单元3或储能单元5为在线监测设备7供电。本发明主要应用于交流输电线路在线监测装置的电源供给，其结构简单、可靠性高、能够适应较宽的动态电流范围和具备较高的取能效率。工作时，将取能单元
1的可开闭式的环形铁芯套装在输电导线上，根据电磁感应原理，在环形铁芯上绕置的双绕组二次取能线圈产生交流感应电动势，通过冲击保护单元2能够保护后续电路；电压调整单元3的输入端与冲击保护单元2连接，其输出端与电源通道选择电路6连接，将取能单元1感应输出的交流电动势转换为直流电压，进一步地调整为在线监测设备7所需的直流电压；绕组切换控制电路4的输入端与电压调整单元3连接，其输出端与取能单元1连接，能够根据取能单元1输出能量的大小切换双绕组二次取能线圈接入电路的匝数；储能单元
5的输入端与电压调整单元3连接，其输出端与电源通道选择电路6连接，作为备用电源，当取能单元1取能不足时为在线监测设备7供电；电源通道选择电路6的输入端与电压调整单元3和储能单元5并联连接，用于选择电压调整单元3或储能单元5其一为在线监测设备7供电。采用带中间抽头的双绕组二次取能线圈，当输电线路电流较小时采用总绕组取能，当输电线路电流较大时采用分绕组取能，总分绕组匝数相差可以很大，且能够平稳切换，因此通过改变匝数能够适应较宽的动态电流范围；整流滤波电路301最好采用桥式整流滤波电路，将双绕组二次取能线圈感应的交流电压整流成直流电压，当过压保护电路302检测到其输入电压大于设定值时，断开后续电路，用于保护后续电路免受瞬间过电压的破坏；DC/DC模块303采用降压型电压转换器件，将直流电压调整为在线监测设备7所需的直流电压。
[0029] 可根据实际需要，对上述宽电流范围工作的电流互感取能电源作进一步优化或/和改进：如附图1所示，双绕组二次取能线圈的中间抽头位于绕组的三分之一处，并能够使总绕组与分绕组的匝数比为三比一。例如，在线监测设备7的负载功耗为2.2瓦，双绕组二次取能线圈的总绕组匝数为42匝，分绕组匝数为14匝，双绕组二次取能线圈最好采用直径
0.3毫米的
铜漆包线。
[0030] 如附图1所示，储能单元5包括MPPC充电电路501和锂电池组502，MPPC充电电路501的输入端与过压保护电路302的输出端电连接，MPPC充电电路501的输出端与锂电池组502电连接，并能够根据过压保护电路302输出端直流电压的大小动态调整充电电流为锂电池组502充电。
[0031] 如附图5所示，MPPC充电电路501包括最大功率点跟踪电压为12伏的高电压控制器和电源管理器芯片LTC4000。为解决传统的锂电池组充电电路不能根据双绕组二次取能线圈输出功率的大小动态调整锂电池充电电流的问题，在本实施例中，选用具备MPPC功能的高压控制器和电源管理器LTC4000芯片，能够在3伏至60伏的输入及输出电压范围内工作，该器件能够提供精确的输入电流监视以及充电电流监视和调节，设置最大功率点跟踪电压为12伏，输入电压调节环路可根据最大功率点跟踪电压和电流的关系，控制充电电流，以保持输入电压在所设定的值上。锂电池组502的充电电路创造性地采用MPPC充电方法。传统的锂电池组充电方法为采用DC/DC模块303同时为负载供电和锂电池组充电的方式，会出现当输电线路电流较小时，因为锂电池组充电导致DC/DC模块303输出电压不足无法为负载供电；改进方案为增加一控制开关，当输电线路电流较高时为锂电池组充电，导致出现充电死区；与此相比，本发明采用的MPPC充电方法可以根据双绕组二次取能线圈输出能量的大小，实时动态地调整充电电流大小，解决了以上问题，提高了能量转换效率，能够有效降低最小启动电流，此外，当二次线圈取能能量过剩时，可以增大充电电流，达到能量泄放的作用。
[0032] 如附图1所示，继电器控制电路401的输入门槛电压为52伏，并能够在输入电压大于输入门槛电压时令继电器402工作使双绕组二次取能线圈由总绕组切换为分绕组接入电路。
[0033] 如附图2所示，继电器控制电路401包括保护电阻R1、第一分压电阻R2、第二分压电阻R3、稳压电容C1、三端可调分流基准源TL431、光耦器件TLP521、上拉电阻R4和续流二极管D1；保护电阻R1的一端分别与输入电源Vin连接和第一分压电阻R2电连接，保护电阻R1的另一端分别与继电器402和续流二极管D1的负极端电连接，第一分压电阻R2的另一端与第二分压电阻R3电连接，第二分压电阻R3与稳压电容C1电并联，三端可调分流基准源TL431的集电极和发射极与稳压电容C1的两端电并联，光耦器件TLP521的输入端负极端与三端可调分流基准源TL431的基极电连接，光耦器件TLP521的输入端正极端与续流二极管D1的正极端和继电器402电连接，光耦器件TLP521的输出端与上拉电阻R4的一端电连接，上拉电阻R4的另一端与外部电源VCC电连接。输入电压Vin经第一分压电阻R2、第二分压电阻R3分压，第二分压电阻R3为可调电阻，用于获取基准参考电压，稳压电容C1滤除直流电压中的
交流分量，保护电阻R1用于保护继电器402，防止流过继电器402的电流过大，上拉电阻R4将光耦器件TLP521电压上拉至外部电源VCC。该电路的工作原理为：当三端可调分流基准源TL431同相输入电压大于2.5伏时，三端可调分流基准源TL431被击穿，
三极管会有电流通过，光耦器件TLP521导通，驱动继电器402动作，续流二极管D1用于吸收继电器402线圈的反电势，当同相输入电压小于2.5伏时，三极管处于截止状态，光耦器件TLP521截止，继电器402不动作。由于输入电压Vin由双绕组二次取能线圈决定，因此调节电阻分压比即可以控制继电器402的开断，当输入电压Vin大于52伏时，进行双绕组二次取能线圈的绕组切换；采用检测双绕组二次取能线圈经过整流滤波后的直流电压的电压，控制继电器402切换双绕组二次取能线圈的接入绕组，与采用传感线圈检测电流互感器次级电流实现绕组变比切换相比，电压检测法较电流检测法更加灵敏，继电器切换可靠性更高，电路响应速度更快，而且省去了控制铁芯和传感线圈环节，电路结构较为简单，功率损耗较低，有效降低了电压转换时的功耗，提高了取能效率，进一步地降低了电流互感取能电源的最小启动电流。
[0034] 如附图3所示，过压保护电路302包括开关管Q1和门槛电压设为58伏并能够根据门槛电压令开关管Q1通断的过压保护芯片MAX6495，过压保护电路302输入端的正极端电串联有具有自恢复能力的
正温度系数的热敏电阻F1，过压保护电路302还包括二极管D2、输入稳压电容C2、限流电阻R5、齐纳二极管D3、储能电容C3、第三分压电阻R6、第四分压电阻R7和输出稳压电容C4。开关管Q1最好为N
沟道MOSFET开关管，当DC/DC模块303输出电压超过门槛电压时，过压保护芯片MAX6495能够关断开关管Q1，将后续电路与DC/DC模块303断开；当流过电路中的电流较大时，热敏电阻F1的电阻值随着温度的升高而增大，吸收
浪涌电流；储能电容C3最好选用至少1微法的陶瓷电容，为过压保护芯片MAX6495内部电路工作提供能量，第三分压电阻R6、第四分压电阻R7用于设置门槛电压，门槛电压为58伏，根据门槛电压大小令开关管Q1的通断，当电压超过门槛电压时，拉低开关管Q1的栅极，开关管Q1关断，将负载与输入电源断开；在电路的输入端串联热敏电阻F1，使电路具备过流保护功能，增强电路工作的可靠性，限流电阻R5、齐纳二极管D3用于对输入电压进行箝位，增大电路的最大输入电压，最高可达72伏。
[0035] 如附图4所示，DC/DC模块303包括能够使输出电压稳定在5伏的降压开关型集成稳压器芯片LT3431。为适应较宽动态范围的输电线路电流，在本实施例中，DC/DC模块303选用宽电压范围输入的降压开关型集成稳压器芯片LT3431，将过压保护电路302输出的直流电压转换为在线监测设备7所需的5伏直流电压，其输入电压最高可达60伏，最大输出电流3安，外围器件简单，效率高，能够满足负载功率在15瓦以内的功率需求。
[0036] 如附图6所示，电源通道选择电路6包括双通道理想二极管集成芯片LTC4413，并能够在电压调整单元3的输出电压大于储能单元5的输出电压时由电压调整单元3为在线监测设备7供电，能够在电压调整单元3的输出电压小于储能单元5的输出电压时切换成由储能单元5供电。当电压调整单元3输出电压大于储能单元5输出电压时由电压调整单元3为在线监测设备7供电，否则由储能单元5为在线监测设备7供电。在本实施例中，电源通道选择电路6选用双通道理想二极管集成芯片LTC4413，Vin4外部电源输入端与DC/DC模块电路Vout2电连接，当双绕组二次取能线圈输出能量充足时，DC/DC模块303的输出电压为5伏，而锂电池组502的电压最高为4.2伏，由于DC/DC模块303的输出电压高于锂电池组502的电压，则由其为在线监测设备供电；当双绕组二次取能线圈输出能量不足时，DC/DC模块303的输出电压几乎为0伏，此时，由于锂电池组502的电压高于DC/DC模块303的输出电压，则由其为在线监测设备7供电。双通道理想二极管集成芯片LTC4413的STAT管脚输出
信号SIG通常与在线监测设备7的
微处理器连接，用于监测电源切换状态，指示电源通道。
[0037] 如附图1所示，冲击保护单元2为双向瞬态抑制二极管，双向瞬态抑制二极管电并联在继电器402输出端的两端。当交流电动势出现过电压时，双向瞬态抑制二极管将两极的高阻抗变为低阻抗，吸收浪涌功率，使两极间的电压箝位于一个预定值，防止受到过大的瞬时电压破坏或干扰击穿，保护后续电路。
[0038] 根据实际需要，环形铁芯为冷轧有
取向硅钢环形铁芯、坡莫合金环形铁芯或铁基纳米晶环形铁芯。为便于输电导线的安装、拆卸及绕线方便，环形铁芯的切割最好采用半圆对称线切割的方式，为提高取能效率，降低最小启动电流，环形铁芯的材质最好采用单取向冷轧取向硅钢材质，根据实际需要，最好在环形铁芯的开口处涂有防锈油，环形铁芯的内直径最好为50毫米，环形铁芯的外直径为80毫米，环形铁芯的高度为120毫米。
[0039] 通过测试，整流滤波电路输出电压能够随输电线路电流变化，如附图7所示，电流互感取能电源输电线路电流为14安时，整流滤波电路输出电压为7.15伏，此时MPPC充电电路501不工作，DC/DC模块303的输出电压为5伏，能够满足在线监测设备的功率要求。
[0040] 通过测试，本发明的输电线路电流与整流滤波电路输出电压及继电器状态的关系，其结果见表1。
[0041] 从表1可以看出，对于功率为2.2瓦的负载，采用本发明能够使电流互感取能电源的最小启动电流降低至14安，当输电线路电流为108安时整流滤波电路输出电压为52.8伏满足绕组切换控制电路继电器切换条件，双绕组二次取能线圈的绕组切换至分绕组14匝，当输电线路电流升至320安时，整流滤波电路输出电压为22.5伏，此时铁芯已经开始饱和，随着电流的升高，整流滤波电路输出电压上升较慢，两者为非线性关系；当输电线路电流升至1000安时，整流滤波电路输出电压为52.2伏，由于过压保护电路的门槛电压设置值为58伏，所以此时过压保护电路仍未动作，则电源电流范围工作的上限高于1000安。
[0042] 因此，本发明可以在输电线路电流范围14安至1000安下正常工作，已基本满足大多数在线监测设备的电源需求，对于需更宽范围电流范围下工作的特殊场合，降低最小启动电流可以增大铁芯体积，提高上限可以增加分绕组组数，例如采用三绕组切换，但同时增加了控制电路的复杂性。
[0043] 以上技术特征构成了本发明的最佳实施例，其具有较强的适应性和最佳实施效果，可根据实际需要增减非必要的技术特征，来满足不同情况的需求。
[0044] 表1
