技术领域
[0001] 本
发明属于GNSS
信号处理技术领域，具体涉及一种交替二进制偏移载波信号捕获装置。
背景技术
[0002] 新一代的GPS系统和Galileo系统的卫星导航信号将普遍采用二进制偏移载波(BOC)调制技术。与传统的BPSK调制方式相比，BOC调制方式具有提高导航频段利用率、抑制信号多径误差、减少信号相干损耗、提高伪距测量
精度，增强信号抗干扰性能等优点。交替二进制偏移载波(AltBOC)信号是对BOC信号的扩展，并且有着与BOC信号相似的
频谱结构。AltBOC信号通过复数形式的副载波信号进行频谱搬移，实现了在信号频段内的上下边带分别传输一路导航信号。目前，Galileo系统将首先在E5频段播发AltBOC(15，10)信号。E5频段包括E5a和E5b两部分，E5a和E5b均具有相互
正交的扩频码，AltBOC调制将E5a的扩频码搬移到下边带，将E5b的扩频码搬移到上边带，且实现了信号的恒包络调制。由于AltBOC(15，10)信号占用较宽的频段，因此利用双边带技术处理整个E5频段信号可获得
定位性能的明显提高。
[0003] AltBOC信号的上下边带分别调制了E5a和E5b两路导航信号，每一路信号还包括了数据(Data)和导频(Pilot)通路，通常用E5a-I和E5a-Q表示E5a的数据(Data)和导频(Pilot)通路，用E5b-I和E5b-Q表示E5b的数据(Data)和导频(Pilot)通路。根据AltBOC信号的结构特点，可以采用多种方案实现信号捕获。AltBOC(15，10)的捕获方法总结如下：
[0005] ·仅捕获E5a导频通路(E5a-Q)或E5b导频通路(E5b-Q)
[0006] ·仅捕获E5信号(E5a-I和E5a-Q)或E5b信号(E5b-I和E5b-Q)
[0007] (2)双边带捕获算法(DSB)
[0008] ·同时捕获E5a-Q和E5b-Q
[0010] (3)全频段独立捕获算法(FIC)
[0011] ·捕获E5a-I、E5a-Q、E5b-I、E5b-Q之一
[0012] ·相干累加结合E5a-Q与E5b-Q，或E5a-I与E5b-I
[0013] ·非相干累加结合E5a-I与E5a-Q，或E5b-I与E5b-Q
[0014] ·非相干累加结合E5a和E5b
[0015] (4)直接捕获算法
[0016] ·类8-PSK(Phase Shift Keying)处理
[0017] 单边带捕获算法将AltBOC通过带通
滤波器(带宽一般为20.46MHz)，得到E5a或E5b信号分量，然后与本地扩频码进行相关处理。单边带处理法不需要本地副载波信号，可获得与BPSK(10)相似的相关函数特性。双边带处理法同时处理E5a和E5b信号分量，同样可获得与BPSK(10)相似的相关函数特性，与单边带处理法相比
信噪比得到了改善。全频段独立捕获算法的本地信号是扩频码和副载波信号相乘得到的，但是并没有利用交叉互调分量(为实现恒包络引入的信号分量)。直接捕获法，充分利用AltBOC的各信号分量，本地信号为8-PSK信号。
[0018] FIC和直接捕获算法的捕获性能略优于边带处理算法。但是，由于FIC和直接捕获算法会带来错捕现象，实际的AltBOC信号捕获一般采用边带处理算法(SSB或DSB)。传统的边带处理算法，通过非相干累加实现数据和导频通路信号的联合处理，引入了平方损耗，影响捕获性能。
发明内容
[0019] 本发明提出了一种新的AltBOC信号捕获装置，通过后验估计数据位信息，采用相干累加结合AltBOC信号上(下)边带的同相和
正交分量，降低了平方损耗，提高了捕获性能。
[0020] 本发明的一种交替二进制偏移载波信号捕获装置，包括边带处理模
块、相关器模块，判决变量生成模块和
门限判决模块。
[0021] 边带处理模块包括复载波信号发生器，
低通滤波器和乘法器；
[0022] 边带处理模块的
输入信号为sAltBOC(m，n)(t)+n(t)，其中：sAltBOC(m，n)(t)为基带交替二进制偏移载波信号，n(t)为复基带噪声项；
[0023] 复载波信号发生器输出为 和 其中：fsc＝mf0表示AltBOC信号的副载波
频率，f0＝1.023MHz； 表示频谱搬移后的
相位误差； 复载波信号发
生器输出的复载波信号与输入信号通过乘法器，实现AltBOC(m，n)边带信号频谱的反向搬移，得到两路无副载波的基带信号，将其通过低通滤波器，低通滤波器滤除带外信号，低通滤波器滤的输出sL(t)和sU(t)为类QPSK信号加噪声，QPSK表示四相
相移键控信号，即：
[0024]
[0025]
[0026] 其中， 是频谱搬移后的相位误差，nL(t)和nU(t)是n(t)经频谱搬移和滤波处理后得到的结果；eL-I(t)＝cL-I(t)dL-1(t)、eL-Q(t)＝cL-Q(t)dL-Q(t)，eU-I(t)＝cU-I(t)dU-I(t)和eU-Q(t)＝cU-Q(t)dU-Q(t)分别是AltBOC(m，n)下边带信号的同相分量、下边带信号的正交分量、上边带信号的同相分量和上边带信号的正交分量；其中cL-I(t)、cL-Q(t)，cU-I(t)和cU-Q(t)是相应的扩频码信号；dL-I(t)、dL-Q(t)，dU-I(t)和dU-Q(t)是相应的数据位信息，即导航电文；sL(t)和sU(t)中包含了所需的导航定位信号eL-I(t)+j·eL-Q(t)和eU-1(t)+j·eU-Q(t)；
[0027] 相关器模块包括扩频码生成器和积分器；
[0028] 扩频码生成器生成四个本地扩频码信号：cL-I(t+τ)、cL-Q(t+τ)、cU-I(t+τ)和cU-Q(t+τ)，其中τ是本地扩频码相对于输入信号扩频码的延迟；边带处理模块的输出sL(t)与本地扩频码信号cL-I(t+τ)和cL-Q(t+τ)通过乘法器进行相乘处理，边带处理模块的输出sU(t)与本地扩频码信号cU-I(t+τ)和cU-Q(t+τ)通过乘法器进行相乘处理，将乘法器的四个
输出信号结果分别通过四个积分器进行积分处理，四个积分器的输出分别为ZL-I(t)、ZL-Q(t)、ZU-I(t)和ZU-Q(t)，具体为：
[0029]
[0030]
[0031]
[0032]
[0033]
[0034]
[0035]
[0036]
[0037]
[0038]
[0039]
[0040]
[0041]
[0042]
[0043] 其中，T是积分时间，本发明中dL-I(t)、dL-Q(t)，dU-I(t)和dU-Q(t)在积分时间内为固定不变的，取值为±1；RL-I(τ)、RL-Q(τ)，RU-I(τ)和RU-Q(τ)分别是cL-I(t)、cL-Q(t)，cU-I(t)和cU-Q(t)的归一化自相关函数；IL-I(τ)、IL-Q(τ)，IU-I(τ)和IU-Q(τ)代表积分器输出的
实部，QL-I(τ)、QL-Q(τ)，QU-I(τ)和QU-Q(τ)代表积分器输出的
虚部；nL-I(τ)、nL-Q(τ)，nU-I(τ)和nU-Q(τ)是相应噪声项；
[0044] 判决变量生成模块包括两个分量合成器、四个比较器、非相干累积器和三个加法器；
[0045] 相关器模块输出的ZL-I(t)和ZL-Q(t)输入至一个分量合成器，分量合成器按照ZL-I(t)的实部和ZL-Q(t)的虚部相对符号关系，以及ZL-I(t)的虚部和ZL-Q(t)的实2
部相对符号关系进行组合并对其取平方，得到两组信号分量，即{[IL-I(τ)+QL-Q(τ)]，
2 2 2
[IL-I(τ)-QL-Q(τ)]}和{[QL-I(τ)+IL-Q(τ)]，[QL-I(τ)-IL-Q(τ)]}；每组信号分量输出至一个比较器，比较器在每组中选取值较大者，两个比较器的输出经过一个加法器进行分量求和处理，得到；
[0046] VLK(τ)＝max{[IL-I(τ)+QL-Q(τ)]2，[IL-I(τ)-QL-Q(τ)]2}+
[0047] max{[QL-I(τ)+IL-Q(τ)]2，[QL-I(τ)-IL-Q(τ)]2}
[0048] 其中，max{A，B}表示取A和B中值最大者；
[0049] 同理，相关器模块输出的ZU-I(t)和ZU-Q(t)也输入至另一个分量合成器，分量合成器按照ZU-I(t)的实部和ZU-Q(t)的虚部相对符号关系，以及ZU-I(t)的虚部和ZU-Q(t)的2
实部相对符号关系进行组合，并对其取平方，得到两组信号分量，即{[IU-I(τ)+QU-Q(τ)]，
2 2 2
[IU-I(τ)-QU-Q(τ)]}和{[QU-I(τ)+IU-Q(τ)]，[QU-I(τ)-IU-Q(τ)]}；每组信号分量输出至一个比较器，比较器在每组中选取值较大者，两个比较器的输出经过一个加法器进行分量求和处理，得到；
[0050] VUk(τ)＝max{[IU-I(τ)+QU-Q(τ)]2，[IU-I(τ)-QU-Q(τ)]2}+
[0051] max{[QU-I(τ)+IU-Q(τ)]2，[QU-I(τ)-IU-Q(τ)]2}
[0052] 将VLk(τ)和VUk(τ)输入至另一个加法器，得到：
[0053] Vk(τ)＝VLK(τ)+VUk(τ)
[0054] ＝max{[IL-I(τ)+QL-Q(τ)]2，[IL-I(τ)-QL-Q(τ)]2}+
[0055] max{[QL-I(τ)+IL-Q(τ)]2，[QL-I(τ)-IL-Q(τ)]2}+
[0056] max{[IU-I(τ)+QU-Q(τ)]2，[IU-I(τ)-QU-Q(τ)]2}+
[0057] max{[QU-I(τ)+IU-Q(τ)]2，[QU-I(τ)-IU-Q(τ)]2}
[0058] 非相干累积器对输入的Vk(τ)进行非相干累积，得到：
[0059]
[0060] 其中，K是非相干累积次数；非相干累积器的输出y(τ)为捕获判决变量；
[0061] 判决变量生成模块输出的判决变量y(τ)输入至门限判决模块，门限判决模块将y(τ)与预设判决门限进行比较，确定信号是否捕获成功，如果信号捕获成功，结束信号捕获
进程，进入信号
跟踪处理阶段；如果未捕获到信号，重复进行信号捕获，直到信号捕获成功。
[0062] 本发明的优点在于：
[0063] (1)通过频谱搬移，将AltBOC信号分解为两路类QPSK信号，消除了AltBOC信号的副载波信号带来的错捕现象。
[0064] (2)通过后验估计数据位信息，相干累加结合AltBOC信号上(下)边带的同相和正交分量，提高了捕获性能；
[0065] (3)AltBOC的上下边带信号采用非相干累加方式，降低了实现复杂度。
附图说明
[0066] 图1是本发明一种交替二进制偏移载波信号捕获装置的结构示意图；
[0067] 图2是AltBOC信号的副载波示意图；
[0068] 图3是捕获性能比较示意图。
[0069] 图中：
[0070] 1-边带处理模块 2-相关器模块 3-判决变量生成模块
[0071] 4-门限判决模块
[0072] 101-复载波信号发生器 102-低通滤波器 103-乘法器
[0073] 201-扩频码生成器 202-积分器
[0074] 301-分量合成器 302-比较器 303-非相干累积器
[0075] 304-加法器
具体实施方式
[0076] 下面将结合附图和
实施例对本发明作详细说明。
[0077] 本发明是一种交替二进制偏移载波信号捕获装置，如图1所示，包括边带处理模块1、相关器模块2、判决变量生成模块3和门限判决模块4。
[0078] 边带处理模块1包括复载波信号发生器101、低通滤波器102和乘法器103。
[0079] 边带处理模块1主要完成AltBOC信号上下边带的频谱搬移，通过低通滤波器滤除带外干扰，输出信号为两路类QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，四相相移键控信号)调制信号的基带等效形式。
[0080] 基带AltBOC(m，n)信号的通用表达式为：
[0081]
[0082] (1)
[0083]
[0084]
[0085] 式中， m和n为自然数，分别表示AltBOC(m，n)信号的副
载波频率fsc＝mf0和扩频码频率fc＝nf0，其中f0＝1.023MHz；eL-I(t)＝cL-I(t)dL-I(t)、eL-Q(t)＝cL-Q(t)dL-Q(t)，eU-I(t)＝cU-I(t)dU-I(t)和eU-Q(t)＝cU-Q(t)dU-Q(t)分别是AltBOC(m，n)下边带信号的同相分量、下边带信号的正交分量，上边带信号的同相分量和上边带信号的正交分量；其中cL-I(t)、cL-Q(t)，cU-I(t)和cU-Q(t)是相应的扩频码信号，它们之间是相互正交的；dL-I(t)、dL-Q(t)，dU-I(t)和dU-Q(t)是相应的数据位信息(导航电文)；另外，scas(t)和scap(t)是副载波信号：
[0086]
[0087]
[0088] 其中sign(·)是符号函数。scas(t)和scap(t)的周期Tsc＝1/fsc，scas(t)和scap(t)的时域
波形如图2所示。式(1)中的最后两项和 是为了实现信号的恒包络调制而引入的互
调分量。习惯上，在不涉及数学运算时采用AltBOC(m，n)来表示交替二进制偏移载波信号，当涉及数学运算时则采用sAItBOC(m，n)(t)来表示。
[0089] 边带处理模块1的输入信号为sAItBOC(m，n)(t)+n(t)，其中n(t)为复基带噪声项。AltBOC(m，n)调制通过scas(t)-j·scas(t-Tsc/4)分量将eL-I(t)+j·eL-Q(t)搬移到了频段内的下边带，通过scas(t)+j·scas(t-Tsc/4)分量将eU-I(t)+j·eU-Q(t)搬移到了频段内的上边带。为了提取导航信号，本发明中，复载波信号发生器101输出 和 复
载波信号发生器101输出的复载波信号与输入信号通过乘法器103，实现AltBOC(m，n)边带信号频谱的反向搬移，得到两路无副载波的基带信号，然后将其通过低通滤波器102，低通滤波器102滤除带外信号，低通滤波器102的带宽由AltBOC(m，n)信号的上(下)边带信号频谱主瓣宽度决定，低通滤波器102的输出sL(t)和sU(t)为类QPSK信号(基带形式)加噪声，即：
[0090]
[0091]
[0092] 其中， 是频谱搬移后的相位误差，nL(t)和nU(t)是n(t)经频谱搬移和滤波处理后得到的结果。sL(t)和sU(t)中包含了所需的导航定位信号eL-I(t)+j·eL-Q(t)和eU-I(t)+j·eU-Q(t)。
[0093] 相关器模块2包括扩频码生成器201和积分器202。
[0094] 扩频码生成器201生成四个本地扩频码信号：cL-I(t+τ)、cL-Q(t+τ)、cU-I(t+τ)和cU-Q(t+τ)，其中τ是本地扩频码相对于输入信号扩频码的延迟。边带处理模块1的输出sL(t)与本地扩频码信号cL-I(t+τ)和cL-Q(t+τ)通过乘法器进行相乘处理，边带处理模块1的输出sU(t)与本地扩频码信号cU-I(t+τ)和cU-Q(t+τ)通过乘法器进行相乘处理。本地扩频码信号与SL(t)和sU(t)相乘后，分别通过四个积分器202进行积分处理。
[0095] 四个积分器202输出为分别为：
[0096]
[0097]
[0098]
[0099]
[0100]
[0101] 同理
[0102]
[0103]
[0104]
[0105]
[0106]
[0107]
[0108]
[0109]
[0110]
[0111] 其中，T是积分时间，一般情况下认为数据信息(dL-I(t)、dL-Q(t)，dU-I(t)和dU-Q(t))在积分时间内是固定不变的，且取值为±1；RL-I(τ)、RL-Q(τ)，RU-I(τ)和RU-Q(τ)分别是cL-I(t)、cL-Q(t)，cU-I(t)和cU-Q(t)的归一化自相关函数；IL-I(τ)、IL-Q(τ)，IU-I(τ)和IU-Q(τ)代表积分器202输出的实部，QL-I(τ)、QL-Q(τ)，QU-I(τ)和QU-Q(τ)代表积分器202输出的虚部；nL-I(τ)、nL-Q(τ)，nU-I(τ)和nU-Q(τ)是相应噪声项。
[0112] 判决变量生成模块3包括两个分量合成器301、四个比较器302、非相干累积器303和三个加法器304。判决变量生成模块3利用相关器模块2的输出信号，生成检测判决变量。
[0113] 由于dL-I(t)、dL-Q(t)、dU-I(t)和dU-Q(t)是未知的，因此在进行上(下)边带的同相分量和正交分量相干累加时会带有模糊性。考虑到数据位信息的取值为±1，可以先列举可能的取值情况，再通过比较器来估计数据位的值。
[0114] 相关器模块2输出的ZL-I(t)和ZL-Q(t)输入至一个分量合成器301，分量合成器301按照ZL-I(t)的实部和ZL-Q(t)的虚部可能的相对符号关系，以及ZL-I(t)的虚部和ZL-Q(t)的实部可能的相对符号关系进行组合，并对其取平方，得到两组信2 2 2
号 分 量， 即 {[IL-I(τ)+QL-Q(τ)]，[IL-I(τ)-QL-Q(τ)]} 和 {[QL-I(τ)+IL-Q(τ)]，
2
[QL-I(τ)-IL-Q(τ)]}。每组信号分量输出至一个比较器302，比较器302在每组中选取值较大者，两个比较器302的输出经过一个加法器304进行分量求和处理，得到；
[0115] VLK(τ)＝max{[IL-1(τ)+QL-Q(τ)]2，[IL-I(τ)-QL-Q(τ)]2}+(10)
[0116] max{[QL-I(τ)+IL-Q(τ)]2，[QL-I(τ)-IL-Q(τ)]2}
[0117] 其中，max{A，B}表示取A和B中值最大者。由于IL-I(τ)和QL-I(τ)是通过下边带信号的同相分量得到的，而IL-Q(τ)和QL-Q(τ)是由下边带信号的正交分量得到的，因此VLk(τ)实际上完成了AltBOC信号下边带的同相和正交分量的相干累加。
[0118] 同理，相关器模块2输出的ZU-I(t)和ZU-Q(t)也输入至一个分量合成器301，分量合成器301按照ZU-I(t)的实部和ZU-Q(t)的虚部可能的相对符号关系，以及ZU-I(t)的虚部和ZU-Q(t)的实部可能的相对符号关系进行组合，并对其取平方，得到两
2 2 2
组信 号分量，即{[IU-I(τ)+QU-Q(τ)]，[IU-I(τ)-QU-Q(τ)]}和{[QU-I(τ)+IU-Q(τ)]，
2
[QU-I(τ)-IU-Q(τ)]}。每组信号分量输出至一个比较器302，比较器302在每组中选取值较大者，两个比较器302的输出经过一个加法器304进行分量求和处理，得到；
[0119] VUk(τ)＝max[IU-I(τ)+QU-Q(τ)]2，[IU-I(τ)-QU-Q(τ)]2}+(11)
[0120] max{[QU-I(τ)+IU-Q(τ)]2，[QU-I(τ)-IU-Q(τ)]2}
[0121] 由于IU-I(τ)和QU-I(τ)是通过上边带信号的同相分量得到的，而IU-Q(τ)和QU-Q(τ)是由上边带信号的正交分量得到的，因此VUk(τ)实际上完成了AltBOC(m，n)信号上边带的同相和正交分量相干累加。
[0122] 将VLk(τ)和VUk(τ)输入至一个加法器304，加法器304完成AltBOC(m，n)信号上下边带信号的非相干累加，得到：
[0123] Vk(τ)＝VLk(τ)+VUk(τ)
[0124] ＝max{[IL-I(τ)+QL-Q(τ)]2，[IL-I(τ)-QL-Q(τ)]2}+
[0125] max{[QL-I(τ)+IL-Q(τ)]2，[QL-I(τ)-IL-Q(τ)]2}+ (12)
[0126] max{[IU-I(τ)+QU-Q(τ)]2，[IU-I(τ)-QU-Q(τ)]2}+
[0127] max{[QU-I(τ)+IU-Q(τ)]2，[QU-I(τ)-IU-Q(τ)]2}
[0128] 非相干累积器303对输入的Vk(τ)进行非相干累积，得到：
[0129]
[0130] 其中，K是非相干累积次数。非相干累积器303的输出y(τ)为捕获判决变量。
[0131] 判决变量生成模块3输出的判决变量y(τ)输入至门限判决模块4，门限判决模块4将y(τ)与预设判决门限进行比较，确定信号是否捕获成功。如果信号捕获成功，结束信号捕获进程，进入信号跟踪处理阶段。如果未捕获到信号，重复进行信号捕获，直到信号捕获成功。
[0132] 实施例：
[0133] 在前面的具体实施方式中，利用通用的AltBOC(m，n)信号对本发明的实施方式进行了说明。下面以Galileo系统采用的AltBOC(15，10)为例，进一步对本发明进行说明。
[0134] Galileo系统的AltBOC(15，10)信号的上下边带信号分别是E5a和E6a，并且每路信号都包含了数据和导频通路，数据和导频通路对应于通用AltBOC(m，n)信号中的同相和正交分量。其中，数据通路调制有导航电文(数据位信息)，导频通路并未调制导航电文(数据位信息)。于是，针对本实施例有
[0135] eL-I(t)＝eE5a-I(t)＝cE5a-I(t)dE5a-I(t) (14)
[0136] eL-Q(t)＝eE5a-Q(t)＝cE5a-Q(t) (15)
[0137] eU-I(t)＝eE5b-I(t)＝cE5b-I(t)dE5b-I(t) (16)
[0138] eU-Q(t)＝eE5b-Q(t)＝cE5b-Q(t) (17)
[0139] 其中eE5a-I(t)表示E5a的数据通路信号，eE5a-Q(t)表示E5a的导频通路信号，eE5b-I(t)表示E5b的数据通路信号，eE5b-Q(t)表示E5b的导频通路信号；cE5a-I(t)、cE5a-Q(t)、cE5b-I(t)，cE5b-Q(t)为相应通路的扩频码信号；dE5a-I(t)，dE5b-I(t)为相应数据通路的电文信息。AltBOC(15，10)的扩频码周期为1ms，扩频码速率为fc＝10*1.023MHz，副载
波速率fsc＝15*1.023MHz。
[0140] 本实施例在以FPGA+DSP为核心的
硬件平台上实现，FPGA选用Xilinx公司的VIRTEX-4系列中的VC4VSX55，DSP是TI公司的浮点型TMS320C6713。边带处理模块1，相关器模块2在FPGA内实现；判决变量生成模块3和门限判决模块4在DSP中实现。
[0141] 边带处理模块1中的复载波信号生成器101生成边带信号频谱搬移所需的复载波信号： 和 利用 和只需生成正余弦信号 和
即可。在FPGA中的“正/余弦信号发生器”IP核完全可以满足生成载波信
号的需求。上下边带频谱搬移完成后，需要进行低通滤波处理。一般情况下，只关心上下边带信号主瓣频谱信息，因此低通滤波器的带宽一般等于主瓣宽度，即BW＝20.46MHz。至此，边带处理模块1的输出sL(t)和sU(t)近似为，E5a的数据与
导频信号经QPSK调制后信号的基带形式(包含噪声)，和E5b的数据与导频信号经QPSK调制后信号的基带形式(包含噪声)，即
[0142]
[0143]
[0144] 其中， 是频谱搬移后的相位误差，nE5a(t)和nE5b(t)是噪声项。
[0145] 边带处理模块1的输出sL(t)和sU(t)进入相关器模块2，与本地扩频码进行相关处理。扩频码生成器201生成四个本地扩频码信号：cE5a-I(t+τ)、cE5a-Q(t+τ)、cE5b-I(t+τ)和cE5b-Q(t+τ)，其中τ是本地扩频码相对输入信号扩频码的延迟。考虑到AltBOC(15，10)的扩频码周期为1ms，积分器202的积分时间T也设为1ms。相关器模块2的输出便是sL(t)和sU(t)与本地扩频码进行相关处理后的结果，即
[0146] (20)
[0147]
[0148] (21)
[0149]
[0150] (22)
[0151]
[0152]
[0153] (23)
[0154]
[0155] 其中，RE5a-I(τ)、RE5a-Q(τ)，RE5b-I(τ)和RE5b-Q(τ) 分别是 cE5a-I(t)、cE5a-Q(t)，cE5b-I(t)和cE5b-Q(t)的归一化自相关函数；IE5a-I(τ)、IE5a-Q(τ)，IE5b-I(τ)和IE5b-Q(τ)代表积分器输出的实部，QE5a-I(τ)、QE5a-Q(τ)，QE5b-I(τ)和QE5b-Q(τ)代表积分器输出的虚部；nE5a-I(τ)、nE5a-Q(τ)，nE5b-I(τ)和nE5b-Q(τ)是相应噪声项。
[0156] 判决变量生成模块3利用相关器模块2的输出信号，生成检测判决变量。经过分量合成器301、比较器302和加法器304后的信号为
[0157] Vk(τ)＝max{[IE5a-I(τ)+QE5a-Q(τ)]2，[IE5a-I(τ)-QE5a-Q(τ)]2}+[0158] max{[QE5a-I(τ)+IE5a-Q(τ)]2，[QE5a-I(τ)-IE5a-Q(τ)]2}+
[0159] (24)
[0160] max{[IE5b-I(τ)+QE5b-Q(τ)]2，[IE5b-I(τ)-QE5b-Q(τ)]2}+
[0161] max{[QE5b-I(τ)+IE5b-Q(τ)]2，[QE5b-I(τ)-IE5b-Q(τ)]2}
[0162] 经过非相干累积器303后的输出判决变量为
[0163]
[0164] 其中，K是非相干累积次数。
[0165] 判决变量生成模块3输出的判决变量y(τ)与门限判决模块4的门限η进行比较，以判断捕获与否。通常情况下，门限η可以采用纽曼皮尔逊准则进行选取，这一准则是在约束虚警概率Pfa恒定的情况下，使漏警概率最小(或检测概率Pd最大)。
[0166] 图3给出了本发明采用纽曼皮尔逊准则条件下，检测概率Pd与
载噪比C/NO关系的-3试验结果。试验条件：Pfa＝10 ，积分时间T＝1ms，非相干累积次数K＝5，延迟τ＝0。
作为比较，图3中给出了传统非相干累加算法结合上(下)边带的数据和导频信号的捕获性能(图中标记为“Non-coherent”)。显然，采用本发明的捕获装置可带来明显的捕获性能提升。
