以往的同步电抗电动机的控制装置使用霍尔元件、解算器(resolver) 或光编码器的位置传感器来获得转子的角度信息。因此，增加了位置传 感器这部分的成本，同时同步电抗电动机的控制装置的尺寸也会变大。
所以，作为通过省略位置传感器来实现低成本并且小型化的同步电 抗电动机的控制装置，一般来说已知有如图23所示的同步电抗电动机的 控制装置。
在图23中，主电路由交流电源1、将交流电转换为直流电的AC/DC 变换器2、将直流电转换为交流电的DC/AC变换器3、通过由DC/AC变 换器3转换的交流电来进行驱动的同步电抗电动机的控制装置5构成。
另一方面，控制电路由以下部分构成，即用于检测电动机电流的电 流检测器11a、11b及电动机电流检测部12、进行同步电抗电动机的控制 装置的位置和速度推定的位置·速度推定运算部13、确定使由外部提供 的速度指令值和从位置·速度推定运算部13得到的速度推定值的速度误 差为零的电流指令值的速度控制运算部14、将从速度控制运算部14得到 的电流指令值分配为转矩电流成分和励磁电流成分的通电相位分配部 15、确定使转矩电流指令值及励磁电流指令值与电动机电流检测值的电 流误差为零的电压指令值的电流控制运算部17、给同步电抗电动机的控 制装置5的每个驱动单元分配通电信号的通电分配部18。
图24是表示一般的同步电抗电动机的控制装置5的构成的剖面图。 同步电抗电动机的控制装置5由转子8和定子6构成。
图23所示的控制装置中，位置·速度推定运算部13利用电动机电 流及电压指令值求得磁通。然后，求出表示相对于此磁通的静止坐标的 角度的αβ轴磁通角度。此后，设定表示相对于旋转坐标的此磁通的相 位的dq轴坐标相位。进而从αβ轴坐标角度减去dq轴坐标相位，求得 推定角度。然后，根据此推定角度对同步电抗电动机5进行控制。
另外，进行低速用角度推定和高速用角度推定两种方式的角度推定， 在低速区和高速区的交界，使用两种方式推定的角度的比例缓慢变化并 合成，生成推定角度。而且，在低速区中，施加电流脉冲，根据其电压 响应求得角度。
例如，特开2001-197774号公报中记述的位置传感器驱动方式的同 步电抗电动机，具有对电压指令值发挥低通作用的低通滤波器装置，当 转子的速度上升时，通过使低通机能的作用减小，在低速区和高速区的 交界，可以去除电压脉冲的影响而稳定地进行角度推定方式的切换，从 而实现在高速区没有时间延迟的同步电抗电动机的控制。
但是，在上述以往的构成中，控制运算很复杂，并且还有以下的问 题，即当转换器的电压控制率超过100％时、即所谓的电压饱和时或发生 急剧的载荷变动时，位置·速度推定变得很困难，电动机驱动控制也变 得不稳定。

本发明的目的在于，解决这些以往的问题，提供一种构筑了对于电 压饱和或急剧的载荷变动可进行可靠控制的控制系统的同步电抗电动机 的控制装置。
本发明的电动机控制装置是对至少利用随着定子线圈的电感变化及 电动机电流而产生的电抗转矩的同步电抗电动机进行控制的装置。
在此控制装置中，电流检测装置检测流经同步电抗电动机的定子线 圈中的电动机电流。
位置·速度推定装置从电流检测装置的检测值和成为施加在同步电 抗电动机定子线圈上的电压的指令值的电压指令值推定同步电抗电动机 的感应电压，根据此感应电压的推定值来确定同步电抗电动机的位置及 旋转速度的推定值。
速度控制装置确定供给同步电抗电动机的定子线圈的电流指令值， 使得由位置·速度推定装置得到的旋转速度的推定值和由外部提供的旋 转速度的目标值的误差为零。
分配装置通过预先设定的同步电抗电动机的电流相位角，将从速度 控制装置得到的电流指令值分配为成为其转矩电流成分的转矩电流指令 值和成为励磁电流成分的励磁电流指令值。
转矩电流修正装置根据从分配装置得到的转矩电流指令值和从位 置·速度推定装置得到的旋转速度的推定值，对转矩电流指令值进行修 正，使得同步电抗电动机的载荷要素产生的载荷转矩与同步电抗电动机 的输出转矩一致。
电流控制装置生成电压指令值，使得从转矩电流修正装置得到的转 矩电流指令值的修正值及从分配装置得到的励磁电流指令值，和从电流 检测装置得到的电动机电流的检测值的误差为零。
通电分配装置根据电压指令值把通电信号分配给同步电抗电动机的 每个驱动单元。
本发明的控制装置通过具有上述的构成，就可以使得同步电抗电动 机的载荷要素产生的载荷转矩与同步电抗电动机的输出转矩总保持一 致。这样就可实现对急剧的载荷变动进行可靠控制的控制系统，另外， 还可以抑制转矩的变动，实现低振动化、低噪音化。
附图说明
图1是表示本发明的同步电抗电动机(SRM)的控制装置的整体构 成的一例的图。
图2是位置·速度推定的坐标轴的一例的说明图。
图3是本发明的永磁铁辅助型同步电抗电动机的一例的剖面图。
图4是本发明的永磁铁辅助型同步电抗电动机的另一例的剖面图。
图5是表示本发明的永磁铁辅助型同步电抗电动机的磁通向量的一 例的图。
图6是表示一般的旋转压缩机的载荷转矩特性的图。
图7是表示本发明的SRM的控制装置的转矩电流修正运算部的输出 信号的一例的图。
图8是表示一般的涡轮压缩机的载荷转矩特性的图。
图9是表示本发明的SRM的控制装置的转矩电流修正运算部的构成 的一例的方框图。
图10是表示本发明的SRM的控制装置的转矩电流修正运算部的构 成的另一例的方框图。
图11是表示了转矩电流修正操作ON/OFF切换时的转矩电流指令值 的切换的状态的图。
图12是表示本发明的SRM的控制装置的速度控制运算部的构成的 一例的方框图。
图13是表示本发明的SRM的控制装置的推定速度平均运算部的输 出的切换的状态的方框图。
图14是表示本发明的SRM的控制装置的电流控制运算部的构成的 一例的方框图。
图15是表示本发明的SRM的控制装置的位置·速度推定运算部的 构成的一例的方框图。
图16是表示本发明的SRM的控制装置的感应电压推定部的构成的 一例的方框图。
图17是表示本发明的SRM的控制装置的电动机常数补偿部的构成 的一例的方框图。
图18是表示本发明的SRM的控制装置的电动机常数补偿部的构成 的另一例的方框图。
图19是表示在电动机补偿操作的ON/OFF切换时的电动机常数补偿 部的输出的切换的状态的图。
图20表示本发明的同步电抗电动机的控制装置的整体构成的另一例 的图。
图22是说明转换器直流电压的波动成分的说明图。
图23是以往的同步电抗电动机的控制装置的方框图。
图24是表示以往的同步电抗电动机的构成例的图。

下面，参照附图对本发明的同步电抗电动机的控制装置的最佳实施 形态进行说明。
实施形态1
图1是表示本发明的同步电抗电动机(SRM)的控制装置的整体构 成的一例的图。而且，以下将对不使用位置传感器对永磁铁辅助型同步 电抗电动机进行180度通电的正弦波驱动时的例子进行说明。
主电路由交流电源1、将交流电转换为直流电的AC/DC变换器2、 将直流电转换为交流电的DC/AC变换器3、通过由DC/AC变换器3转 换的交流电来进行驱动的永磁铁辅助型同步电抗电动机4构成。
控制电路由以下部分构成，即用于检测电动机电流的电流检测器 11a、11b及电动机电流检测部12、进行永磁铁辅助型同步电抗电动机的 控制装置的位置和速度推定的位置·速度推定运算部13、确定使由外部 提供的速度指令值和从位置·速度推定运算部13得到的速度推定值的速 度误差为零的电流指令值的速度控制运算部14、将从速度控制运算部14 得到的电流指令值分配为转矩电流成分和励磁电流成分的通电相位分配 部15、对转矩电流指令值进行修正的转矩电流修正运算部16、确定使转 矩电流指令值及励磁电流指令值和电动机电流检测值的电流误差为零的 电压指令值的电流控制运算部17、给永磁铁辅助型同步电抗电动机的控 制装置5的每个驱动单元分配通电信号的通电分配部18。
图2是表示位置·速度推定的坐标轴的定义的图。一般来说，在进 行正弦波驱动的情况下，为了容易进行控制运算，如图2所示那样，对 电动机的各量进行从u、v、w的三相到dq轴的二相的三相——二相变换， 进行直流化。而且，由于从三相到二相的变换方法为公知技术，因此省 略。在图2中，θme是实际的转子位置(u相基准的与q轴的相位差)， θ～是推定位置(u相基准的与γ轴的相位差)。另外，对于位置误差Δ θ有下式的关系。
Δθ＝θ～-θme  
图3及图4表示永磁铁辅助型同步电抗电动机4的构成的例子的图。 图3所示的同步电抗电动机由分布线圈定子6和具有永磁铁9的转子8 构成。图4所示的同步电抗电动机由集中线圈定子7和具有永磁铁9的 转子8构成。通过使转子内置永磁铁就可以提供电动机效率。对于永磁 铁9，最好使用仅具有抵消同步电抗电动机的额定载荷的制动转矩所必需 的最低限的磁量的磁铁。这样，不仅可以实现额定载荷的电动机效率的 改善，而且可以将由于永磁铁造成的成本上升抑制在最小程度。
图5中显示了永磁铁辅助型同步电抗电动机4的磁通向量。在图5 中，向量A是产生正转矩的磁通成分，辅助磁铁的磁通成分(向量C) 的作用使得产生制动转矩(负转矩)的磁通成分(向量B)被消除。而 且，此时产生的转矩如式(1)所示。
    τe＝npLdidiq+np(Λ0iq-Lqidiq)       (1)
在式(1)中，np为极对数，Ld、Lq分别为d轴及q轴的电感，Λ0 为由永磁铁产生的磁通磁链数、id、iq分别为d轴及q轴的电流。
下面将对永磁铁辅助型同步电抗电动机4的位置传感器驱动进行说 明。
首先，速度控制运算部14利用由外部提供的旋转速度指令值ω*和旋 转速度推定值ω～，通过以下式表示的运算求得电流指令值I*。
$I^{*}=(K_{P1}+\frac{K_{I1}}{p})({\omega }^{*}-{\omega }^{~})---\left(2\right)$
这里，KP1、KI1为PI补偿器的增益，p为微分运算子。
然后，通电相位分配部15利用电流指令值I*和预先设定的电流相位 角β，通过以下式表示的运算将电流指令值I*分配为d轴电流id *及q轴 电流iq0。

转矩电流修正运算部16利用旋转速度推定值ω～和q轴电流iq0，通 过以下式表示的运算导出q轴电流指令值iq *。
${i_q}^{*}=i_{q0}+(K_{P2}+\frac{K_{I2}}{p})\left({\omega }^{~}\right[{\mathrm{nT}}_s]-{\omega }^{~}[(n-1)T_s\left]\right)---\left(4\right)$
这里，式(4)中采用用于通过微机进行运算的离散时间系统，nTs 为现在的取样时刻，(n-1)Ts为前一个取样时刻。另外，KP2、KI2为PI 补偿器的增益。转矩电流修正运算部16通过利用上式导出q轴电流指令 值iq *，使得永磁铁辅助型同步电抗电动机的载荷要素产生的载荷转矩和 永磁铁辅助型同步电抗电动机的输出转矩总是一致。
电流控制运算部17利用电动机电流检测值iu、iv、iw和dq轴电流指 令值id *、iq *，通过以下的运算导出三相电压指令值vu *、vv *、vw *。
首先，如下式所示通过三相-二相变换将电动机电流检测值iu、iv、iw 变换为γδ轴电流检测值iγ、iδ。
$\left[\begin{array}{c}{i}_{\gamma }\\ i_{\delta }\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos {\theta }^{~}& \cos ({\theta }^{~}-2\pi /3)& \cos ({\theta }^{~}+2\pi /3)\\ \sin {\theta }^{~}& \sin ({\theta }^{~}-2\pi /3)& \sin ({\theta }^{~}+2\pi /3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]---\left(5\right)$
然后，利用dq轴电流指令值id *、iq *和γδ轴电流检测值iγ、iδ，如 式(6)所示那样导出γδ轴电压指令值vγ、vδ。

这里，KP3、KI3及KP4、KI4为PI补偿器的增益。
最后，如下式所示通过二相－三相变换将γδ轴电压指令值vγ、vδ 变换为三相γδ电压指令值vu *、vv *、vw *。
$\left[\begin{array}{c}{v_u}^{*}\\ {v_v}^{*}\\ {v_w}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}{\cos \theta }^{~}& {\sin \theta }^{~}\\ \cos ({\theta }^{~}-2\pi /3)& \sin ({\theta }^{~}-2\pi /3)\\ \cos ({\theta }^{~}+2\pi /3)& \sin ({\theta }^{~}+2\pi /3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\gamma }\\ v_{\delta }\end{array}\right]---\left(7\right)$
另外，位置·速度推定运算部13利用三相γδ电压指令值vu *、vv *、 vw *和电动机电流检测值iu、iv、iw，按照以下的方法进行位置·速度推定。
这里，根据三相电压方程式，感应电压以式(8)表示。
    euvw＝vuvw-Riuvw-pLiuvw    (8)
在式(8)中，相电压、相电流及感应电压vuvw、iuvw、euvw为3维向 量，定子线圈电阻及电感R、L以3行3列的行列式分别表记。
具体来说，通过以式(9)表示的运算导出推定感应电压e～ u、e～ v、 e～ w。
$\left[\begin{array}{c}{e^{~}}_u\\ {e^{~}}_v\\ {e^{~}}_w\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{v_u}^{*}\\ {v_v}^{*}\\ {v_w}^{*}\end{array}\right]-R\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]+\frac{3}{2}{\omega }^{~}{L}_{a0}{I}^{*}\left[\begin{array}{c}\sin ({\theta }^{~}+\beta )\\ \sin ({\theta }^{~}+\beta -2\pi /3)\\ \sin ({\theta }^{~}+\beta +2\pi /3)\end{array}\right]$
$-\frac{3}{2}{\omega }^{~}{L}_{\mathrm{as}}{I}^{*}\left[\begin{array}{c}\sin ({\theta }^{~}-\beta )\\ \sin ({\theta }^{~}-\beta -2\pi /3)\\ \sin ({\theta }^{~}-\beta +2\pi /3)\end{array}\right]---\left(9\right)$
这里，La0＝(Ld+Lq)/3，Las＝(Ld-Lq)/3。
另外，感应电压eu、ev、ew可以利用旋转速度推定值ω～和感应电压 常数KE以下式(10)表示。

这样，利用式(9)及式(10)，就可以如下式导出推定位置θ～。
${\theta }^{~}\left[{\mathrm{nT}}_s\right]=\frac{{{\theta }^{~}}_u\left[{\mathrm{nT}}_s\right]+{{\theta }^{~}}_v\left[{\mathrm{nT}}_s\right]+{{\theta }^{~}}_w\left[{\mathrm{nT}}_s\right]}{3}---\left(11\right)$
式中，θ～ u、θ～ v、θ～ w以式(12)表示。

这里，δ0为用于防止零分母的极小项。
利用本实施形态的控制装置，在永磁铁辅助型同步电抗电动机的载 荷要素为图6所示的一般的旋转压缩机的情况下，可以通过转矩电流修 正运算部，像图7所示那样，生成跟随载荷转矩变化的转矩电流指令值。 这样，就可以使得同步电抗电动机的生成转矩和载荷转矩总是一致。
或者，在永磁铁辅助型同步电抗电动机的载荷要素为图8所示的一 般的涡旋压缩机的情况下，利用本实施形态的控制装置，由于转子旋转 中的载荷变动很小，因此没有必要定期地对上述的转矩电流指令值进行 修正，从而可以通过使用以控制周期的整数倍对上述的转矩电流指令值 进行修正的方法来大幅度地降低运算量。
而且，在上述的说明中，虽然对不使用位置传感器对永磁铁辅助型 同步电抗电动机进行作为180度通电的正弦波驱动的情况进行了叙述， 但是由于永磁铁辅助型同步电抗电动机的转子中具有永磁铁，因此一般 室内空调等家电制品中所用的位置探测方式的矩形波通电也可以适用。
另外，在上述的说明中，虽然对永磁铁辅助型同步电抗电动机的控 制方式进行了叙述，但是在一般的同步电抗电动机中也可以适用。
利用以上的方法，不仅可以使永磁铁辅助型同步电抗电动机的载荷 要素产生的载荷转矩和永磁铁辅助型同步电抗电动机的生成转矩总是一 致，而且由于根据三相电压方程式进行位置·速度推定，不仅可以实现 对电压饱和或急剧的载荷变动的进行可靠控制的控制系统，而且可以抑 制转矩的变动而实现低振动化、低噪音化。
实施形态2
在本实施形态中，仅对旋转角度推定值ω～在基准值以下的低速区进 行转矩电流指令值的修正。在本实施形态中，只是转矩电流修正运算部 与实施形态1的不同。图9是表示本实施形态的转矩电流修正运算部的 构成的图。
转矩电流修正运算部16a具有输入并比较旋转角度推定值ω～和预先 设定的推定旋转角度基准值ωR的推定速度比较器42、根据推定速度比较 器42的输出信号对转矩电流指令值进行修正的q轴电流修正运算部41。
推定速度比较器42的输出信号εw由旋转角度推定值ω～和推定旋转 角度基准值ωR如下式表示。

q轴电流修正运算部41的输出值iq *根据推定速度比较器的输出信号 εw如式(14)表示。

即，转矩电流修正运算部16a仅对旋转角度推定值ω～在基准值以下 的低速区进行转矩电流指令值的修正(将转矩电流修正操作设为ON)。
而且，也可以使推定速度比较器42具有一定的滞后。即，在推定速 度比较器42中，也可以使旋转角度推定值ω～向增加方向变化时的基准 值ωR的值与旋转角度推定值ω～向减少方向变化时的基准值ωR的值不 同。
另外，在上述的说明中，虽然对推定旋转角度基准值ωR为一个的情 况进行了叙述，但是也可以设置若干个推定旋转角度基准值ωR，以各基 准值所定的旋转速度区域分别进行转矩电流指令值的修正或非修正的切 换。
按照以上的方法，可以大幅度地缩短伴随转矩电流指令值的修正花 费的运算时间，减轻运算装置的载荷容量，并且不仅可以实现成本的降 低，而且还可以简化周边电路。
实施形态3
在本实施形态中，检测转矩的变动量，仅在此变动量比基准值更大 的区域内将转矩电流修正操作设为ON。在本实施形态中，只有转矩电流 修正运算部与实施形态1的不同。图10显示了本实施形态的转矩电流修 正运算部的构成。
在转矩电流修正运算部16b中，转矩变动检测部51利用旋转角度推 定值ω～检测出转矩变动检测值Δτ。转矩变动比较器52输入来自转矩 变动检测部51的转矩变动检测值Δτ和转矩变动基准值ΔτR，并输出 其比较结果。q轴电流修正运算部41根据转矩变动比较器52的输出信号 进行转矩电流指令值的修正。
具体来说，作为转矩变动检测部51的输出信号的转矩变动检测值Δ τ是由旋转角度推定值ω～用式(15)导出的。
$\mathrm{\Delta \tau }=\frac{K_{\tau }}{1+T_{\tau }·p}·\frac{{\omega }^{~}\left[{\mathrm{nT}}_s\right]-{\omega }^{~}\left[(n-1)T_s\right]}{T_s}---\left(15\right)$
式中，Kτ、Tτ为常数。
转矩变动比较器的输出信号ετ由转矩变动检测值Δτ和转矩变动基 准值ΔτR用式(16)表示。

这里，q轴电流修正运算部41的输出值iq *根据转矩变动比较器的输 出信号ετ如下式表示。

即，仅对转矩变动检测值Δτ比转矩变动基准值ΔτR大的区域进行 转矩电流指令值的修正。
而且，也可以使转矩变动比较器52具有一定的滞后。即，在转矩变 动比较器52中，也可以使转矩变动检测值Δτ向增加方向变化时的基准 值ΔτR的值与转矩变动检测值Δτ向减少方向变化时的基准值ΔτR的 值不同。
另外，在上述的说明中，虽然对转矩变动基准值ΔτR为一个的情况 进行了叙述，但是也可以设置若干个转矩变动基准值ΔτR，以各基准值 所定的旋转速度区域分别进行转矩电流指令值的修正或非修正的切换。
按照以上的方法，可以将伴随转矩电流指令值的修正花费的运算时 间缩短至必要的最低限，最大限度地减轻运算装置的载荷容量，并且不 仅可以实现大幅度地降低成本，而且还可以高效率地抑制转矩变动。
实施形态4
在本实施形态中，转矩电流修正运算部在从转矩电流的非修正状态 切换到修正状态时，使得转矩电流指令值iq *不发生急剧的变化，从而防 止转矩电流指令值iq *变得不连续。下面使用图11对此切换时的控制进行 说明。
如图11所示，在从转矩电流的非修正状态(转矩电流修正ON时) 的电流指令值(X)切换到转矩电流的修正状态(转矩电流修正OFF时) 的电流指令值(Y)的情况下，设置有切换延迟区间，这样就可以防止转 矩电流指令值iq *发生急剧的变化而变得不连续。
具体来说，使非修正状态的转矩电流指令值为i* q-off、使修正状态的 转矩电流指令值为i* q-on、使转矩电流指令值的现在值为i* q-now，当从非修 正状态切换至修正状态时，转矩电流指令值的现在值i* q-now以式(18)表 示。

这里，Δiq为极小量，是在满足i* q-now＝i* q-on的条件的阶段中切换至 修正状态的值。
相反，当从修正状态切换至非修正状态时，转矩电流指令值的现在 值i* q-now以式(19)表示。

这里，Δiq为极小量，是在满足i* q-now＝i* q-off的条件的阶段中切换至 修正状态的值。
而且，也可以预先将转矩电流修正切换延迟区间设定为最大区间， 进行仅在最大区间内使得转矩电流指令值逐渐地变化的切换。
按照以上的方法，可以实现伴随转矩电流修正ON/OFF的切换的控 制稳定性及可靠性的提高，从而可以防止电动机的旋转不均。
实施形态5
图12中表示了速度控制运算部14的构成例。速度控制运算部14包 含电流指令运算部71和推定速度平均运算部72。在转矩电流修正为ON 时，推定速度运算部72导出旋转速度推定值ω～的平均值ωave，电流指 令运算部71导出使由外部提供的旋转速度推定值ω*和推定速度平均值ω ave的速度误差为零的电流指令值I0 *。另外，在转矩电流修正为OFF时， 推定速度运算部72不进行平均运算，就这样输出旋转速度推定值ω～， 电流指令运算部71导出使由外部提供的旋转速度推定值ω*和旋转速度推 定值ω～的速度误差为零的电流指令值I*
具体来说，推定速度平均值ωave以式(20)表示。
${\omega }_{\mathrm{ave}}=\frac{1}{{\mathrm{nT}}_s}{\int }_0^{n{T}_s}{\omega }^{~}\mathrm{dt}---\left(20\right)$
这里，n为整数。
另外，在转矩电流指令值的修正状态中，导出以式(21)表示的电 流指令值I0 *。
${I_0}^{*}=(K_{P5}+\frac{K_{I5}}{p})({\omega }^{*}-{\omega }_{\mathrm{ave}})---\left(21\right)$
这里，KP5、KI5为PI补偿器的增益。
此外，在转矩电流指令值的非修正状态中，不使用推定速度平均值 ωave，利用式(2)导出电流指令值I*。
像以上这样，在本实施形态中，在转矩电流修正为ON时，由于利 用推定速度平均值ωave导出电流指令值I0 *，因此即使在转矩很大的情 况下，也可以最大限度地防止从电流指令值I0 *小的最佳驱动点的偏离。 即，通过在转矩电流指令值的修正状态中，最大限度地抑制由速度控制 运算部输出的电流指令值的变化，可以防止从电动机效率最佳点的偏离， 从而可以高效率的运转。
推定速度平均运算部72像上述那样与转矩电流的修正操作一起动 作，将其输出切换为旋转速度推定值ω～的平均值ωave或旋转速度推定值 ω～。此时，在进行转矩电流指令值的修正操作的ON/OFF的切换时，最 好使推定速度ω缓慢变化，从而防止推定速度ω变得不连续。
即，在从转矩电流指令值的非修正状态切换至修正状态的情况下， 推定速度平均运算部72也可以不是立即输出推定速度平均值ωave(ω-)， 而是如图13所示那样，设置延迟区间，使其输出(旋转速度推定值ω～) 以特定的变化量Δωs逐渐地变化，从而可以缓慢地接近推定速度平均值 ωave(ω-)。这样，在进行非修正/修正的切换时，可以从非修正状态的 速度推定值ω～平滑地变化到推定速度平均值ωave(ω-)的值。
具体来说，将非修正状态的输出速度设为ωo-off(旋转速度推定值 ω～)，将修正状态的输出速度(推定速度平均值ωave)设为ωo-on，将 输出速度的现在值设为ωo-now后，从非修正状态切换至修正状态时，输出 速度的现在值ωo-now以式(22)表示。

这里，Δωs为极小量，是在输出速度ωo-now满足ωo-now＝ωo-off的条 件的阶段中切换至修正时的值。
相反，当从修正状态切换至非修正状态时，输出速度的现在值ωo-now 以式(23)表示。

输出速度ωo-now在满足ωo-now＝ωo-off的条件的阶段中切换至修正状态 的值。
而且，也可以预先将切换延迟区间设定为一定区间，仅在此一定区 间内使用上式(22)、(23)缓慢地切换推定速度。
像以上那样，通过在修正/非修正状态中设置使推定速度缓慢变化的 延迟区间，就可以防止推定速度的急剧变化，从而可以提高修正/非修正 状态切换时的控制稳定性及可靠性，并能够抑制伴随电流指令值的急剧 变化产生的振动。
实施形态6
图14表示电流控制运算部17的构成例。电流控制运算部17包含以 下部分，即将二相电流指令值id *、iq *变换为三相电流指令值iu *、iv *、iw * 的2相/3相变换部91、使用三相电流指令值iu *、iv *、iw *和电动机电流检 测值iu、iv、iw导出三相电压指令值vu *、vv *、vw *的电压指令运算部92。
三相电流指令值iu *、iv *、iw *以式(24)表示。
$\left[\begin{array}{c}{i_u}^{*}\\ {i_v}^{*}\\ {i_w}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}{\cos \theta }^{~}& \sin {\theta }^{~}\\ \cos ({\theta }^{~}-2\pi /3)& \sin ({\theta }^{~}-2\pi /3)\\ \cos ({\theta }^{~}+2\pi /3)& \sin ({\theta }^{~}+2\pi /3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i_q}^{*}\\ {i_d}^{*}\end{array}\right]---\left(24\right)$
另外，三相电压指令值vu *、vv *、vw *以式(25)表示。

这里，KP6、KI6及KP7、KI7为PI补偿器的增益。
通过以上的构成就可以生成正确的电压指令值，从而可以将电动机 电流的偏差抑制在最小的范围内，因而可以实现低噪音化、低振动化。
实施形态7
图15表示位置·速度推定运算部13的构成例。位置·速度推定运 算部13包含感应电压推定部101和位置误差修正部103。感应电压推定 部101使用三相电压指令值vu *、vv *、vw *和电动机电流检测值iu、iv、iw 导出感应电压推定值eu ～、ev ～、ew ～，同时从内部设有的电动机模型102 导出感应电压eu、ev、ew。位置误差修正部103逐次修正使感应电压推 定值eu ～、ev ～、ew ～和感应电压eu、ev、ew的感应电压误差为零的推定 位置θ～。
具体来说，感应电压推定值eu ～、ev ～、ew ～以式(9)表示，感应电 压eu、ev、ew以式(26)表示。

这里，VG[nTs]是用式(27)～式(29)逐次运算的。
$\left[\begin{array}{c}{e}_{u0}\\ e_{v0}\\ e_{w0}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{v_u}^{*}\\ {v_v}^{*}\\ {v_w}^{*}\end{array}\right]-R\left[\begin{array}{c}{i_u}^{*}\\ {i_v}^{*}\\ {i_w}^{*}\end{array}\right]+\frac{3}{2}{\omega }^{~}{L}_{a0}{I}^{*}\left[\begin{array}{c}\sin ({\theta }^{~}+\beta )\\ \sin ({\theta }^{~}+\beta -2\pi /3)\\ \sin ({\theta }^{~}+\beta +2\pi /3)\end{array}\right]$
$-\frac{3}{2}{\omega }^{~}{L}_{\mathrm{as}}{I}^{*}\left[\begin{array}{c}\sin ({\theta }^{~}-\beta )\\ \sin ({\theta }^{~}-\beta -2\pi /3)\\ \sin ({\theta }^{~}-\beta +2\pi /3)\end{array}\right]---\left(27\right)$
    e0＝Ke(|eu0|+|ev0|+|ew0|)    (28)
$V_G\left[{\mathrm{nT}}_s\right]=\frac{m·V_G\left[(n-1)T_s\right]+(1-m)·e_0}{m}---\left(29\right)$
这里，Ke为常数，m为整数。
另外，
位置误差修正部103根据感应电压误差Δeuvw＝e～ uvw-e～ uvw的符号信 息，如式(30)所示逐次修正推定位置θ～。
    θ-[nTs]＝θ～[(n-1)Ts]+Δθ～[nTs]    (30)
式中，Δθ～[nTs]使用推定位置补偿量Δθp以式(31)表示。

这里，Kθ1、Kθ2为常数。
利用以上的方法，即使在电压饱和时也可以进行位置·速度推定， 不仅可以增加转换器的输出极限，而且还可以增多缠绕在同步电抗电动 机上的定子线圈，从而可以提高驱动系统整体的效率。
实施形态8
在本实施形态中，在实施形态7中所示的位置·速度推定运算部13 中，进一步使用补偿了的电动机常数导出感应电压推定值，这样就可以 实现位置·速度推定精度的提高。
图16表示位置·速度推定运算部13内的感应电压推定部101的构 成。感应电压推定部101包含感应电压推定运算部111和电动机常数补 偿部112。
电动机常数补偿部112使用三相电压指令值、电动机电流检测值及 推定速度来对电动机常数进行补偿。感应电压推定运算部111使用三相 电压指令值、电动机电流检测值及电动机常数补偿值来导出感应电压推 定值。以下将利用dq轴上的电压方程式对电动机常数为一个的电动机绕 线电阻的补偿方法进行说明。
具体来说，dq轴上的电压方程式如式(32)所示表示。
$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+L_{d}p& -{\mathrm{\omega L}}_q\\ {\mathrm{\omega L}}_d& R+L_{q}p\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ {\omega }_{\mathrm{me}}{K}_E\end{array}\right]---\left(32\right)$
ωme为转子实际旋转速度。
这里，在操作点附近，dq轴与γδ轴(参照图2)被认为基本一致， 当进行Δθ0的近似时，式(32)可以如式(33)那样表示。

当将电动机绕线电阻补偿值设为R～时，式(33)可以变形为式(34)。
    (R～R)·iδ 2＝R～iδ 2-(vδiδ-Ldiδ·piδ+ω～Lqiδiγ)    (34)
这里，利用式(34)求得与iδ的符号无关的补偿值R～和真值R的关 系，当R～比R大时右边为正，相反时为负。因此，使用式(35)对电动 机绕线电阻值进行补偿。
$R^{~}\left[{\mathrm{nT}}_s\right]=$
$R^{~}\left[(n-1)T_s\right]-K_R{\int }_{(n-1)T_s}^{{\mathrm{nT}}_s}\left\{R^{~}\right[(n-1)T_s]i_{\delta }^2-(v_{\delta }{i}_{\delta }-L_d{i}_{\delta }·{\mathrm{pi}}_{\delta }+{\omega }^{~}{L}_q{i}_{\gamma }{i}_{\delta })\}\mathrm{dt}---\left(35\right)$
这里，KR为积分增益。
而且，在式(35)中，虽然仅对式(34)的右边进行了积分，但是 通过添加比例项后进行PI补偿可以进一步提高响应性。
另外，当iδ的符号不变化时，将式(35)两边都除以iδ可以缩短运 算时间。
而且，不仅是电动机绕线电阻，本发明也可以适用于电感或感应电 压常数之类的其他电动机常数。
按照以上的方法，不仅可以通过使用正确的电动机常数实现位置·速 度推定精度的提高，而且可以将电能损失抑制在最小范围内。
实施形态9
在本实施形态中，在实施形态8所示的位置·速度推定运算部13中， 对根据速度进行电动机常数的补偿操作的ON/OFF切换的电动机常数补 偿部的构成进行说明。
图17表示电动机常数补偿部112的构成。电动机常数补偿部112包 含以下部分，即将旋转角度推定值ω～和预先设定的推定旋转角度基准值 ωR输入后进行比较的推定速度比较器42、根据推定速度比较器42的输 出信号进行电动机常数的补偿的电动机常数补偿运算部121。
以下将对电动机常数为一个的电动机绕线电阻R的补偿情况进行说 明。
推定速度比较器42的输出信号εw由旋转角度推定值ω～和推定旋转 角度基准值ωR如式(13)所示表示。另外，电动机常数补偿运算部121 的输出值Rout根据推定速度比较器42的输出信号εw如式(36)所示表 示。

这里，R～是以式(35)表示的电动机绕线电阻补偿值，Rn为公称值。
从上式可以看到，电动机常数补偿部112仅在旋转角度推定值ω～比 推定旋转角度基准值ωR大的高速区内对电动机常数进行补偿。这样，不 仅可以大幅度缩短伴随电动机常数的补偿花费的运算时间，减轻运算装 置的载荷容量，实现成本的降低，而且还可以简化周边电路。
而且，也可以使推定速度比较器42具有一定的滞后。即，在推定速 度比较器42中，也可以使旋转角度推定值ω～向增加方向变化时的基准 值ωR和使旋转角度推定值ω～向减少方向变化时的基准值ωR的值不同。
另外，在上述的说明中，虽然对推定旋转角度基准值ωR为一个的情 况进行了叙述，但是也可以设置多个推定旋转角度基准值ωR，在各自的 旋转速度区域中进行电动机常数补偿状态或非补偿状态的切换。
而且，不仅是电动机绕线电阻，本发明也可以适用于电感或感应电 压常数之类的其他电动机常数。
实施形态10
图18表示电动机常数补偿部的另一种构成。在本实施形态中，检测 出转矩变动量，仅对此变动量在基准值以下的区域内进行电动机常数的 补偿。即，根据转矩变动量进行电动机常数的补偿操作的ON/OFF切换。
如图18所示，电动机常数补偿部112b包含转矩变动检测部51、转 矩变动比较器52及电动机常数补偿运算部121。转矩变动检测部51利用 旋转角度推定值ω～检测出转矩变动检测值Δτ。转矩变动比较器52将 转矩变动检测值Δτ和转矩变动基准值ΔτR输入后进行比较。电动机常 数补偿运算部121根据转矩变动比较器52的输出信号对电动机常数进行 补偿。
下面将对作为电动机常数的电动机绕线电阻值R～进行补偿时的操作 进行说明。
作为转矩变动检测部51的输出信号的转矩变动检测值Δτ是利用旋 转角度推定值ω～如式(15)所示导出的。另外，转矩变动比较器的输出 信号ετ由转矩变动检测值Δτ和转矩变动基准值ΔτR如式(16)所示 表示。电动机常数补偿运算部121的输出值Rout根据转矩变动比较器的输 出信号ετ如式(37)所示表示。

这里，R～为以式(35)表示的电动机绕线电阻补偿值，Rn为公称值。
利用上式，仅对转矩变动检测值Δτ在转矩变动基准值ΔτR以下的 区域内进行电动机常数的补偿。
而且，也可以使转矩变动比较器52具有一定的滞后。
另外，在上述的说明中，虽然对转矩变动基准值ΔτR为一个的情况 进行了叙述，但是也可以设置多个转矩变动基准值ΔτR，在各自的旋转 速度区域中进行电动机常数补偿状态或非补偿状态的切换。
而且，不仅是电动机绕线电阻，本发明也可以适用于电感或感应电 压常数之类的其他电动机常数。
利用以上的方法，不仅可以将伴随电动机常数的补偿花费的运算时 间缩短至所需的最低限度，最大限度地减轻运算装置的载荷容量，并且 实现成本的大幅度降低。
实施形态11
这里使用图19对实施形态8～10中，电动机常数补偿部112的电动 机常数的补偿操作的ON/OFF切换时的控制进行说明。
在本实施形态中，在实施形态8～10的电动机常数的补偿操作中， 从电动机常数(电动机绕线电阻值)的非补偿状态(补偿操作OFF时) 切换到补偿状态(补偿操作ON时)时，如图19所示，设置用于电动机 常数补偿切换的延迟区间。这样就可以抑制电动机常数的急剧的变化， 从而防止电动机常数变得不连续。
具体来说，当将非补偿状态的电动机绕线电阻值设为Roff，将补偿状 态的电动机绕线电阻值设为Ron，将电动机绕线电阻值的现在值设为Rnow 后，从非补偿状态切换至补偿状态时，从电动机常数补偿运算部121输 出的动机绕线电阻值的现在值设为Rnow以式(38)表示。

这里，ΔR为特定的极小量。电动机常数补偿运算部121的输出在 延迟区间内以ΔR逐渐缓慢变化，使之逐渐接近补偿状态的值Ron，在满 足了Rnow＝Ron的阶段中切换至补偿状态的值Ron。
相反，从补偿状态切换至非补偿状态时，从电动机常数补偿运算部121 输出的动机绕线电阻值的现在值设为Rnow以式(39)表示。

即，电动机常数补偿运算部121的输出在延迟区间内以ΔR逐渐缓 慢变化，使之逐渐接近非补偿状态的值Roff，在满足了Rnow＝Roff的阶段 中切换至非补偿状态的值Roff。
而且，也可以设定作为用于电动机常数补偿切换的延迟区间的一定 的区间，仅在此一定区间内使电动机绕线电阻值逐渐地变化。
利用以上的构成就可以实现伴随电动机常数的补偿操作的ON/OFF 切换的控制稳定性及可靠性的提高，从而防止电动机的不稳及失调。
实施形态12
在本实施形态中，检测出同步电抗电动机的电压饱和率，在电压饱 和率比所定值高时进行避免饱和的降低目标速度的控制。
图20表示本实施形态的同步电抗电动机的控制装置的构成。本实施 形态的控制装置除了实施形态1的控制装置的构成外，还具有从同步电 抗电动机4的电压指令值导出电压饱和程度(电压饱和率)的电压饱和 识别部31。
电压饱和识别部31利用下式求得电压饱和率σvol。
${\sigma }_{\mathrm{vol}}=\frac{\sqrt{v_{\gamma }^{*2}+v_{\delta }^{*2}}}{V_R}---\left(40\right)$
这里，VR为基准电压(电压饱和率达到100％时的电压设定值)，vγ、 vδ为γδ轴电压指令值。而且，vγ *、vδ *利用式(6)导出。
电压饱和识别部31对用上式(40)得到的电压饱和率σvol和预先设 定的电压饱和率设定值σR进行比较，将其比较结果输出到速度控制运算 部14。
速度控制运算部14根据来自电压饱和识别部31的比较结果，在σvol ≥σR的情况下，降低由外部提供的旋转角度目标值ω*。例如，用下式 (41)得到新的降低了的旋转角度目标值ω*。
ω*＝ω*×a    (a＜1)    (41)
速度控制运算部14将旋转角度目标值ω*降低至使电压饱和率σvol比 基准值更小为止，利用此降低了的值求出电流指令值。
而且，在发生电压饱和的运转区域(主要是高速区)，vγ *、vδ *由于 与旋转速度(在同步电动机、同步电抗电动机中，旋转速度目标值电 动机实际旋转速度)大致成比例(例如参照式(33))，通过使旋转速度 目标值下降，就可以降低由上式(40)导出的电压饱和率。
像以上这样，通过避免过度的电压饱和，可以避免位置·速度推定 运算部的推定位置θ～的误差变大，从而防止失调。
实施形态13
图21表示本实施形态的同步电抗电动机的控制装置的构成。本实施 形态的控制装置除了实施形态1的控制装置的构成外，还具有从同步电 抗电动机4的电压指令值导出电压饱和的程度(电压饱和率)的电压饱 和识别部31、检测输入到转换器3的直流电压(以下称为「转换器直流 电压」)的DC电压检测部33、为抵消转换器直流电压的脉动而对电动机 电压指令值进行修正的电动机电压修正部35。
电压饱和识别部31从同步电抗电动机4的电压指令值导出电压饱和 率，比较此导出的值和预先设定的电压饱和率设定值，将其比较结果输 出到速度控制运算部14中。这时，在电压饱和识别部31中，电压饱和 率设定值根据转换器直流电压的脉动被修正。即，电压饱和识别部31从 DC电压检测部33输入转换器直流电压的检测值，根据转换器直流电压 的脉动修正电压饱和率设定值。这样，就可以实现考虑了转换器直流电 压的脉动因素的电压饱和时的保护控制。电压饱和率设定值的修正值σRh 用下式求得。
${\sigma }_{\mathrm{Rh}}={\sigma }_R·\frac{V_0}{v_{\mathrm{dc}}}---\left(42\right)$
这里，σR为预先设定的电压饱和率设定值，V0为预先设定的转换器 直流电压的基准值。
电动机电压修正部35对来自电流控制运算部17的电动机修正电压 指令值根据由DC电压检测部33检测出的转换器直流电压Vdc进行修正， 通过此方法降低电动机电流波形的变形。电动机电压指令的修正值Vjh *用 下式求得。
${v_{\mathrm{jh}}}^{*}={v_j}^{*}·\frac{V_0}{v_{\mathrm{dc}}}---\left(43\right)$
这里，j＝u、v、w，Vj *为由电流控制运算部17导出的电动机电压指 令值，Vdc为由DC电压检测部33检测出的转换器直流电压的值，V0为 预先设定的转换器直流电压的基准值(设定为转换器直流电压的最大 值)。
速度控制运算部14根据来自电压饱和识别部31的输出，仅对由电 压指令值导出的电压饱和率在电压饱和率设定值以上的情况，使由外部 提供的旋转速度目标值降低，根据此降低了的目标值求得电流指令值。
像以上这样根据转换器直流电压Vdc对电动机修正电压及电压饱和率 设定值进行修正的理由如下。
一般来说，转换器直流电压如图22所示，以交流电源频率的2倍的 频率发生脉动，其电压变动幅度ΔVdc相对于载荷要素产生的载荷转矩成 比例地变大。因此，仅由于图22的斜线部分就会使实际的电动机所加电 压变小，从而在电动机电流波形中产生变形。
所以，对于电动机电压指令值Vj *，通过如式(43)所示使用转换器 直流电压检测值，对由转换器直流电压引起的电压不足部分进行修正， 就可以使实际的电动机所加电压达到如指令所希望的值。
这里，在电动机修正电压指令(电动机所加电压)最大的位置，在 图22中是转换器直流电压为最小值(V0-ΔVdc)的情况。电动机修正电 压指令(电动机所加电压)的最大值Vjh-max *如式(44)表示。
${v_{\mathrm{jh}\_\max }}^{*}={v_j}^{*}\frac{V_0}{V_0-{\mathrm{\Delta v}}_{\mathrm{dc}}}---\left(44\right)$
这里，j＝u、v、w。
此时的电压饱和率σvol-max可以通过对式(44)的电动机修正电压指 令值的最大值进行3相-2相变换，如式(45)那样导出。
${\sigma }_{\mathrm{vol}\_\max }=\frac{V_0}{V_0-{\mathrm{\Delta v}}_{\mathrm{dc}}}\frac{\sqrt{v_{\gamma }^{*2}+v_{\delta }^{*2}}}{V_R}---\left(45\right)$
上式通过对转换器直流电压的脉动进行修正，使电动机电压指令值 变大，其结果是电压饱和率变大。即，当电压饱和率设定值σR一定时， 通过对转换器直流电压的脉动进行修正，更容易过度至电压饱和的保护 控制，在高速区的驱动性能降低。
因此，为了防止在高速区驱动性能的降低，有必要像上述的式(42) 那样，电压饱和率设定值σR也要根据转换器直流电压的脉动进行修正。 这样，就可以通过对电压饱和率设定值σR进行修正来实现不会降低驱动 性能的高速运转，通过减少电动机电流波形的变形来提高效率或控制稳 定性，从而可以实现更为高速的运转。
而且，当利用AC/DC变换器2的电压控制，将DC电压的设定从240V (50rps时)改变到280V(100rps时)时等，根据运转条件(例如速度 区等)转换器直流电压的值发生变化的情况下，上述的转换器直流电压 的基准值V0也可以不是预先设定的固定值，而是使用实际的DC电压检 测值的平均值或AC/DC变换器2的电压设定值对转换器直流电压的脉动 进行修正。
利用上述构成，通过总是将实际的电动机所加电压作为指令来减少 电动机电流波形的变形，不仅可以带来效率提高、噪音振动减少、控制 稳定性提高(推定位置的误差小)等优点，而且通过同时根据转换器直 流电压的脉动对电压饱和设定值也进行修正，可以在高速区实现具有同 等以上的驱动性能。
本发明虽然对特定的实施形态进行了说明，但是对专业人员来说， 其他各种变形例、修正及其他的利用都是很明显的。因此，本发明并不 限度于此处的特定的阐述，而是仅由附加的技术方案来限定的。