升压变换器的拓扑结构被广泛地应用于各种AC/DC和DC/DC变换器应 用中。事实上，升压技术现在大多数用在具有功率因数补偿(PFC)的DC/DC 电源的前端。升压拓扑结构还用在使用电池供电的低输入电压来产生高输出 电压的多种应用中。在较高的功率电平上，连续传导模式(CCM)升压变换 器是具有PFC的前端的优选拓扑结构。因此，近年来，为了改善高功率升压 变换器的性能而进行了大量努力。这些开发工作集中在：减小影响升压整流 器的变换效率和电磁兼容性(EMC)的不利的反向恢复(reverse-recovery)特性 方面。
一般说来，与反向恢复相关的损耗和EMC问题可以通过以一个受控的 断开电流率(controlled turn-off current rate)对升压变换器进行“软”切换来达到 最小。已提出许多软切换升压变换器，它们使用额外的元件构成一个缓冲电 路(无源的或有源的)来控制升压整流器中断开电流的变化率。在无源缓冲 电路中，只使用无源元件如电阻、电容器、电感器和整流器。在有源缓冲电 路(snubber circuit)中，除了无源元件，还使用一个或多个有源开关。尽管无源 无耗缓冲器可以提高效率，但它的性能使它不适合用于高性能的PFC电路应 用中。一般说来，无源无耗缓冲电路受增加的元件数量的影响，并且它很难 与升压开关的软切换一起工作，这对需要高切换频率的高密度应用是不利的。
某些有源缓冲器可以同时减小反向恢复损耗，并提供升压开关软切换。 但是，这些有源缓冲器中的大多数提供了升压整流器中的软关断、升压开关 中的零电压切换(ZVS)和有源缓冲开关中的“硬”切换。实现了所有半导体 元件的软切换(如，升压整流器中的软关断、升压开关中的ZVS和有源缓冲 开关中的零电流切换(ZCS))的有源缓冲器是所期望的。

根据本发明，一种新型软切换升压变换器包括一个有源缓冲器以提供所 有半导体元件的软切换。更具体地，整流器中的电流(“断开电流”)以一个 受控速率被切断，开关在零电压切换(ZVS)的条件下关闭，有源缓冲器中 的辅助开关在零电流切换(ZCS)的条件下打开。结果，切换损耗被减小了， 并且对变换效率和EMC性能都有有利影响。
在一个实施例中，根据本发明的一个电路可以包括：具有一个两线圈变 压器的有源缓冲器、辅助开关、阻塞二极管、和用于复位变压器磁能的电压 钳位电路(voltage-clamp circuit)。根据本发明的另一个实施例，该有源缓冲电 路包括一个三线圈变压器，该三线圈变压器除了提供所有半导体设备的软切 换外，还生成一个独立的辅助电源。
在一个实施例中，功率变换器包括：耦合于功率变换器的输入端的存储 电感器；用于对存储电感器进行充电和放电的第一开关；包括第二开关的有 源缓冲器；可操作地耦合于存储电感器、有源缓冲器、和输出端子以将能量 从存储电感器转移到输出端子的整流器；和控制电路。该控制电路通过一个 切换周期来控制第一和第二开关，使得第二开关关闭以引起整流器中的电流 从整流器中转向有源缓冲器，以便第一开关在一个实质上的零电压条件下关 闭，并且依次使得第二开关在一个实质上的零电流条件下打开。有源缓冲器 可以作为功率变换器中的任何稳定DC电压，如输出端的电压、输入端的电 压、存储电感器的一个端子的电压、或者电源的负轨道(negative rail)。
在一个实施例中，有源缓冲器包括一个电压钳位电路，该电压钳位电路 包括一个变压器、一个电容器和一个电阻。变压器的初级线圈和次级线圈的 匝数比值可以小于0.5。其中变压器的漏电感太小而不能在整流器中提供期望 的断开电流，可以在存储电感器和电压钳位电路之间耦合一个预定电感值的 外部缓冲电感器。有源缓冲器还可以由一个或多个独立的电源，各个电源可 以独立于输出端电压而被调节。
本发明适用于大量变换器结构，如升压变换器(boost converter)、正向变 换器、降压变换器(buck converter)或降压/升压变换器结构。另外，本发明既 适用于DC又适用于AC电源。在一个实施例中，在本发明用于AC电源的功 率变换的情况下，第一开关和整流器作为全波整流器的一部分。本发明还适 用于单相和三相电源。
根据下面的详细描述和附图可以更好地理解本发明。

图1显示了根据本发明的一个实施例的软切换升压电路100。
图2显示了图1的软切换升压电路100的简化电路模型200。
图3(a)-3(k)是在一个切换周期期间图2的电路模型200的拓扑阶段。
图4(a)-4(k)显示了在图3(a)-(k)的切换周期期间电路模型200的主要波 形。
图5显示了根据本发明的一个实施例的具有分离的或外部缓冲电感器 501的软切换升压变换器500。
图6显示了根据本发明的一个实施例的具有连接于负轨道的电压钳位电 路602的软切换升压变换器600。
图7显示了根据本发明的一个实施例的具有连接于输入源的电位钳位电 路702的软切换升压变换器700。
图8显示了根据本发明的一个实施例的具有连接于变压器的初级线圈的 电压钳位电路802的软切换升压变换器800。
图9显示了根据本发明的一个实施例的具有电压钳位电路902的软切换 升压变换器900。
图10显示了提供一个集成的辅助的独立电源的软切换升压变换器1000。
图11在概念上显示了具有图10的电路1000的两个环路控制的电路 1100，调节升压变换器1000的输出电压和辅助电源中的电压VAUX。
图12显示了根据本发明的一个实施例的集成有全波整流器的单相 AC/DC升压变换器1200。
图13显示了根据本发明的一个实施例的集成有全波整流器的单相 AC/DC升压变换器1300。
图14显示了根据本发明的一个实施例的集成有全波整流器的单相 AC/DC升压变换器1400。
图15显示了根据本发明的一个实施例的具有DC轨道二极管(DC-rail diode)110的三相AC/DC升压变换器1500。
图16显示了根据本发明的一个实施例的对于每一相具有独立的升压整 流器的三相AC/DC升压变换器1600。
图17显示了根据本发明的具有辅助电源输出的三相AC/DC升压变换器 1700。
图18显示了根据本发明的一个实施例的包括有源缓冲电路1807的降压 变换器1800。
图19显示了根据本发明的一个实施例的包括有源缓冲电路1907的降压/ 升压变换器1900。
图20显示了根据本发明的一个实施例的包括有源缓冲电路2007的正向 变换器2000。
图21显示了根据本发明的一个实施例的包括有源缓冲电路2107的回扫 变换器(flyback converter)2100。
图22显示了根据本发明的一个实施例的包括有源缓冲电路2207的双电 感器升压变换器2200。
图23显示了提供具有辅助开关Saux的集成辅助独立电源的软切换升压变 换器1000。它还从概念上显示了电路2300的双环控制，该双环控制可以调 整升压变换器1000的输出电压和辅助电源中的电压Vaux。
为了方便在附图中的参考，图中相同的对象被分配了相同的参考数字。

图1显示了根据本发明的一个实施例的软切换升压电路100。软切换升 压电路100包括：提供输入电压VIN的电压源101、升压电感器102(电感值 LB)、升压开关103、升压整流器104、储能电容器105(电容值CB)、负载 106(电阻值RL)和由辅助开关108、变压器109、阻塞二极管110组成的有 源缓冲电路107以及由电阻111(电阻值RC)、钳位电容器112(电容值CC) 和二极管113组成的钳位电路115。为了方便解释软切换升压电路100中的电 路运行，图2提供了软切换升压电路100的具有电压和电流参考指示方向的 简化电路模型200。
通过假定储能电容器105的电容值CB以及钳位电容器112的电容值CC 足够大，使得通过每个电容器的电压波动(voltage ripple)与它们的DC电压相 比很小，在图2中，电压源201和202分别模拟储能电容器105和钳位电容 器112。另外，通过假定电感值LB足够大，而使得在一个开关周期内通过升 压电感器102的电流变化不大，恒流源IIN模拟升压电感器102。同样，通过 泄漏电感器203(电感值LLK)、磁化电感器204(电感值LM)和理想变压器 205(匝数比 $n=\frac{N_1}{N_2}$ )的结合来模拟图1的变压器109。在“导通”状态，假定 半导体开关元件表现零阻抗(即它们是短路电路)。但是，开关的输出和结电 容以及相关整流器的反向恢复充电值以非零值来模拟。
图3(a)-(k)是在一个开关周期内图2的电流模型200的各个拓扑阶段。电 路模型200的主波形如图4(a)-(k)所示。图4(a)-(k)中绘出的电流和电压的参 考方向在图2中有注释。图4(a)和4(b)分别显示了提供给升压开关103和辅 助开关108的驱动信号S1和S的波形401和402。根据本发明，软切换升压 电路100在驱动信号S1和S交叠的情况下工作。例如，如图4(a)和4(b)所示， 在开关103的信号S在时刻T3和T4之间导通之前，辅助开关108的驱动信 号S1在时刻T0导通(即，驱动信号S1处于一个关闭辅助开关108的电压)。 但是，在升压开关103的信号S切断之前，开关108的信号S1是切断的(即， 驱动信号S1处于一个打开辅助开关108的电压)。
在开关108的信号S1在时刻T0导通之前，升压开关103和辅助开关108 都是打开的，输入电流iIN全部通过升压整流器104流入负载106。如图3(a) 所示，在开关108在时刻T0关闭后，电流i1(波形405，图4(e))流入变压 器109的初级线圈N1，从而在次级线圈N2中感应电流i2。在图3(a)中表示了 时刻T0和T1之间的电路状态，输出电压V0(即，电压源201上的电压)施 加到理想变压器205的线圈N2。结果，理想变压器205的初级和次级上的变 压器的线圈电压v1和v2分别由下面的等式给出：
v2＝V0，                               (1)
$v_1=\frac{N_1}{N_2}{V}_0={\mathrm{nV}}_0----\left(2\right)$
其中 $n=\frac{N_1}{N_2}<1.$ 因为理想变压器205的初级线圈上的电压v1假定在本 质上恒定，所以施加于变压器109的泄漏电感LLK上的电压实质上也是恒定 的，以便电流i1(波形405，图4(e))按下面的斜率线性增加：
$\frac{{\mathrm{di}}_1}{\mathrm{dt}}=\frac{V_0-v_1}{L_{\mathrm{LK}}}=\frac{V_0-{\mathrm{nV}}_0}{L_{\mathrm{LK}}}=(1-n)\frac{V_0}{L_{\mathrm{LK}}}.----\left(3\right)$
同时，变压器109的磁化电感器电流iM(波形408，图4(h))也按下面的斜 率增加：
$\frac{{\mathrm{di}}_M}{\mathrm{dt}}=\frac{V_0}{L_M},----\left(4\right)$
所以辅助开关108的电流iS1(波形406，图4(f))由下式给定：
$i_{S1}=i_1-i_2+i_M=i_1-\frac{N_1}{N_2}{i}_1+i_M=(1-n)·i_1+i_M----\left(5\right)$
使用理想变压器205中初级和次级电流之间的关系(即，N1i1＝N2i2)，以及考 虑阻塞二极管113反向偏置(即，开路)。
当升压开关103打开时，在理想变压器205的初级线圈中的电流i1线性 增加时，升压整流器104中的电流iD(波形410，图(4j))以相同的速率减 小，而电流i1和iD之和等于恒定输入电流IIN(即，i1+iD＝IIN)。因此，电路100 的升压整流器104中的电流iD的断开速率(turn-off rate)由下式给出：
$\frac{{\mathrm{di}}_D}{\mathrm{dt}}=-(1-n)\frac{V_0}{L_{\mathrm{LK}}}----\left(6\right)$
根据等式(6)，升压整流器104中的断开电流率可以由恰当设计的变压器109 来控制。特别是，改变的断开电流率由漏电感LLK和匝数比n决定。对于当 前的快速恢复整流器，改变的断开升压整流器电流率 可以保持在100A/μs 附近。
在时刻T1，升压整流器电流iD下降为零。由于升压整流器104中存储的 电荷，升压整流器电流iD在时刻T1和T2之间继续反向流动(“反向恢复电流”)， 如图3(b)和4(j)所示。一般说来，对于一个为变压器109恰当选择的漏电感值 LLK和匝数比n，与没有升压整流器断开电流率控制的电路中的反向恢复电流 相比，此反向恢复电流在本质上可以减小。在时刻T2升压整流器104中存储 的电荷下降为零后，升压整流器104恢复了它的电压阻塞能力，电路100的 状态可以由图3(c)的拓扑阶段来表示。在此拓扑阶段(即时刻T2和T3之间)， 通过并联的电容器301和302以及泄漏电感器203(电感值LLK)，升压整流 器104的结电容302(电容值CD)充电，升压开关103的输出电容器301(电 容值COSS)放电。在时刻T2和T3之间，泄漏电感器203中的电流i1和升压 开关103上的电压vS分别为：
$i_1=I_{\mathrm{IN}}+I_{\mathrm{RR}\left(\mathrm{PK}\right)}+\frac{(1-n)V_0}{Z_C}\sin \left({\omega }_{R}t\right)----\left(7\right)$
vS＝V0-(1-n)V0(1-cos(ωRt))，                              (8)
其中，特征阻抗ZC和共振角频率ωR定义为：
$Z_C=\sqrt{\frac{L_{\mathrm{LK}}}{C_{\mathrm{OSS}}+C_D}}----\left(9\right)$
${\omega }_R=\frac{1}{\sqrt{L_{\mathrm{LK}}(C_{\mathrm{OSS}}+C_D)}}----\left(10\right)$
并且IRR(PK)为升压整流器104中的残留反向恢复电流。
公式(8)显示出，在时刻T3对升压开关103的输出电容器301进行完全放 电的状态(因此，允许升压开关103在时刻T3的零电压关闭)为：
vS(t＝T3)＝V0-(1-n)V0(1-cosπ)＝0                           (11)
因此，变压器109的最大匝数比nMAX为：
nMAX＝0.5                                                   (12)
如果匝数比小于0.5，升压开关103的输出电容器301可以总是放电为零， 而不管负载和线状态。一旦电容301在时刻T3完全放电，电流i1(波形405， 图4(e))继续流过升压开关103的反并联二极管303，如图3(d)所示。(图3(d) 表示时刻T3和T4之间的电路状态)。在此时间内，电压v1反向施加于泄漏电 感器203，以使如图4(e)所示，泄漏电感器203中的电流i1按下面的斜率线性 减小：
$\frac{{\mathrm{di}}_1}{\mathrm{dt}}=-\frac{{\mathrm{nV}}_0}{L_{\mathrm{LK}}}----\left(13\right)$
结果，辅助开关108中的电流iS1(波形406，图4(f))也线性减小，而升压开 关103的电流iS(波形407，图4(g))从负峰值线性增加。为了达到升压开关 103的ZVS，升压开关103在它的电流(即，电流iS)在时刻T4变成正值之 前(即，当电流iS开始流过升压开关103的反并联二极管303时)关闭。
当电流iS在时刻T4变成正值之后，升压开关电流iS继续流过关闭的升压 开关103，如图3(e)和4(g)所示。在时刻T4和T5之间，漏电感器中的电流i1 继续朝着零线性减小，而升压开关103中的电流iS继续以同样的速率线性增 加。当电流i1在时刻T5变成零时，升压开关电流iS达到IIN，使得在时刻T5 和T6之间，全部输入电流IIN流过升压开关103，如图3(f)的拓扑阶段所示。 同时，由信号S控制的辅助开关108只传送磁化电感器204中的磁化电流。 如果变压器109的磁化电感值被做得很大，磁化电感器204中的磁化电流iM (波形408，图4(h))可以达到最小(即，电流iM可以比输入电流IIN小许多)， 使得在时刻T6辅助开关108可以在虚拟零电流的情况打开。
当在时刻T6辅助开关108在ZCS(零电流切换)附近打开时，磁化电流 iM开始对辅助开关108的输出电容器305(电容值COSS1)充电，如图3(g)所 示。在时刻T7，当辅助开关108上的电压vS1(波形403，图4(c))达到钳位 电压V0+VC时，其中VC是钳位电容器112(电容值CC，由电压源202表示) 上的电压，磁化电流iM换向至电压源202。如图3(h)所示，在时刻T7和T8 之间，电压源202上的负电压VC以下面的速率复位磁化电感器204中的磁化 电流iM：
$\frac{{\mathrm{di}}_M}{\mathrm{dt}}=-\frac{V_C}{L_M},----\left(14\right)$
直到磁化电流iM在时刻T8变成零。
图3(i)显示了当变压器109在时刻T8被复位后，直到升压开关103在时 刻T9打开，并且输入电流IIN从升压开关103换向以对升压开关103的输出 电容器301充电时，电路100的电路状态。如图3(j)所示，在时刻T9和T10 之间，电容器301通过恒定输入电流IIN充电，电压vS(波形404，图4(d)) 线性增加，在时刻T10达到电压VO。在时刻T10，输入电流IIN瞬时换向至升 压整流器104，如图3(k)所示。如图3(k)所示，电流IIN作为电流iD(波形410， 图4(j))流过升压整流器104，直到时刻T11当辅助开关108如在时刻T0一样 再次关闭。
在上面的描述中，阻塞二极管110的结电容假定对变换器电路100的工 作没有很大的影响。事实上，此电容只在电流i1在时刻T5达到零之后的一个 短暂的间隔内起作用。特别是，在时刻T5之后，阻塞二极管110的结电容和 泄漏电感器203产生共振，从而在泄漏电感器203中生成一个小的负电流i1。 如果电流i1大于磁化电感器204中的磁化电流iM，则辅助开关108的电流iS1 在负方向上流过辅助开关108的反并联二极管。因为在这个反并联二极管中 的传导，在辅助开关108在时刻T6打开后(即，稍后于开关108中的电流iS1 达到零)，辅助开关108的电压vS1(即，电压波形403，图4(c))并不立刻增 加。结果，在一个短延迟之后——即，在流过辅助开关108的反并联二极管 的电流IS1共振回零之后，发生了辅助开关108上的电压vS1的增加。这个延 迟对电路100的工作或性能没有大的影响。但是，如果泄漏电感器203中的 电流i1小于磁化电流iM，则在时刻T6之后马上发生辅助开关108上的电压vS1 (波形403，图4(C))的增加。
总之，本发明的电路100允许所有半导体器件的软切换。特别是，升压 开关103在ZVS状态下关闭，辅助开关108在ZCS状态下打开，并且升压 二极管104的电流ID以一个可控速率断开。结果，升压开关103的导通切换 损耗、辅助开关108的断开切换损耗和与升压整流器104的反向恢复相关损 耗被消除了，因此最小化了全部切换损耗并最大化了变换效率。另外，软切 换提供了对电磁干扰(EMI)有益的影响，其中电磁干扰可能导致需要较小 的输入滤波器尺寸。
因为升压开关103中的ZVS、MOSFET(金属氧化半导体场效应晶体管) 器件、或MOSFET器件的并联组合，可以实现电路100的升压开关103。类 似地，由于辅助开关108的ZCS，IGBT(绝缘栅极双极晶体管)或者MOSFET 可以在没有性能损失的情况下实现辅助开关108。事实上，假如一个断开缓 冲电容器连在IGBT上以减小由IGBT的电流尾随效应(current-tail effect)引起 的断开损耗，IGBT升压开关还可以实现升压开关103。在这样一种实现中， 升压开关103应该在ZVS的情况下关闭，而使得缓冲电容器不产生导通切换 损耗。同样，在这样一种实现中，IGBT最好被配备一个共封装反并联二极管， 或一个外部二极管。
在电路100中，升压开关103和升压整流器104上的电压和电流强度本 质上与没有缓冲器的传统升压变换器中的相应强度相同。辅助开关108上的 电压强度为：
vS1(MAX)＝VO+VC，                                      (15)
而辅助开关108上的电流强度，忽略残留的反向恢复电流IRR(PK)(波形410， 图4(j))，为：
$i_{S1\left(\mathrm{MAX}\right)}\cong (1-n)[I_{\mathrm{IN}}+\frac{(1-n)V_O}{Z_L}],----\left(16\right)$
电压vS1(max)和电流iS1(max)在图4(c)和(f)的波形403和406中示出。
根据公式(15)，辅助开关108上的电压强度受选择的钳位电压VC控制， 当辅助开关108导通时，钳位电压VC一般由存储在磁化电感器204中的能量 和钳位电阻111的电阻值RC决定。如果选择的电容器112的电容值CC足够 大，使得输出电容器112上的电压波动比电容器112上的平均电压小很多， 则电压VC可以由下式计算：
$\frac{1}{2}{L}_M{\left(\frac{V_O}{L_M}{D}_{S1}{T}_S\right)}^2{f}_S=\frac{{V_C}^2}{R_C},----\left(17\right)$
其中，DS1是辅助开关108的占空比，TS是切换周期，fS＝1/TS为切换频率。
由公式(17)
$V_C=\sqrt{\frac{R_C}{2f_S{L}_M}}·\left(D_{S1}{V}_O\right),----\left(18\right)$
可以通过最大化磁化电感器204中的电感值LM，使电压值VC达到最小，从 而钳位电路中的功率损耗(即，钳位电阻器111中的功率损耗)也达到最小。 典型情况下，升压对于一个恰当设计的变压器，钳位电路损耗与输出功率相 比是可以忽略的，从而实际上不影响变换效率。
变压器109的泄漏电感器203的电感值由公式(6)中定义的升压整流器电 流的期望断开速率决定，即：
$L_{\mathrm{LK}}=\frac{(1-n)V_O}{{\mathrm{di}}_D/\mathrm{dt}}.----\left(19\right)$
根据公式(19)，为了使泄漏电感器203的电感值LLK达到最小，可以增加 变压器109的匝数比n。因为nMAX为0.5，变压器109的匝数比不能远小于 0.5。处于0.3-0.5的范围之内的n值是合适的。如果VO为400V，n为0.5， 并且diD/dt为100A/μs，则漏电感值LLK为2μH。如果变压器要达到的漏电感 值LLK太大，则可以使用一个外部缓冲电感器501来调整所期望的电路阻抗 值，如图5的电路500所示。图5中的电路500的工作本质上与图1的电路 100的工作相同。
根据本发明，用于复位变压器的磁化电感器(例如，磁化电感器204) 的有源缓冲器中的电压钳位电路(例如，电压钳位电路107)可以通过多种 方法来实现。例如，电压钳位电路可以被连接于电路中的任何DC电压。在 图1和5中，电压钳位电路107和502都被连接于变换器的输出端。图6和 7分别显示了具有连接于负轨道和输入源的电压钳位电路602和702的电路 600和700。另外，电压钳位电路还可以适配于变压器109的初级线圈，如图 8所示。图9显示了根据本发明的另一个实施例的具有电压钳位电路902的 电路900。钳位电路的许多其它改变也是可能的。
本发明的软切换升压变换器还可以使用一个集成独立辅助电源来实现， 如图10的电路1000所示。在电路1000中，由三线圈变压器1009、有源缓 冲开关108、线圈N2和N3、整流器1013(DAUX)和滤波电容器1012(具有电 容值CAUX)提供了一个独立辅助输出电压VAUX，形成了具有连接于升压变换 器1000的输出端子的输入端子的回扫变换器1002。假定变压器1009工作于 非连续导通模式(DCM)，辅助输出电压VAUX为：
$V_{\mathrm{AUX}}=\sqrt{\frac{R_{\mathrm{AUX}}}{2f_S{L}_M}}·\left(D_{S1}{V}_O\right),----\left(20\right)$
其中RAUX是辅助输出的负载。
由于受控升压变换器的输出电压VO是恒定的，在辅助开关108的占空 比DS1恒定的情况下，缓冲器1002中的辅助电压VAUX只有在负载变化(即， 负载阻抗RAUX改变)的情况下才变化。对于变化的辅助负载RAUX，辅助电 压VAUX可以通过适当调节占空比DS1来保持恒定。例如，图11从概念上显 示了具有对图10的电路1000的辅助输出电压VAUX进行闭环控制的电路 1100。当然，占空比DS1的许多其它闭环调节也是可能的。在图11中提供了 两种独立的反馈控制环。特别是，通过调节升压开关103的占空比D来控制 输出电压VO，而通过调节辅助开关108的占空比DS1来控制辅助输出电压 VAUX。为了维护升压开关103和辅助开关108的驱动信号S和S1的正确定时 (即，为了确保驱动信号S1比驱动信号S早一个预定时间间隔有效)，驱动 信号S1的上升沿由控制器1117从调节输出电压VO的控制环中生成。驱动信 号S1的断开由控制辅助输出电压VAUX的环路来控制，它生成下降沿信号。
具有集成独立电源的软切换升压变换器还可以提供多个输出。另外，根 据本发明的有源缓冲器可以在单相和三相AC/DC应用中用于升压变换器，例 如单相和三相功率因数修正电路。图12显示了根据本发明的一个实施例，集 成了全波整流器的单相AC/DC升压变换器1200。在图12的电路中，在正半 周期内，升压开关103a和升压整流器104a分别以上述图1的电路100的升 压开关103和升压整流器104的方式工作，结合图3(a)-3(k)和4(a)-4(k)。类 似地，在负半周期内，升压开关103b和升压整流器104b以上述图1的电路 100的升压开关103和升压整流器104的方式工作。因为它的整流器结构比 跟随一个升压电源级的全波桥式整流器的传统结构少一个整流器，AC/DC升 压整流器1200与传统结构相比减小了传导损耗。在图12中，有源缓冲器1207 包括变压器109的初级端的整流器110a和110b，AC/DC升压变换器1200具 有升压开关103a和103b以及升压整流器104a和104b，其中的升压开关103a 和103b以及升压整流器104a和104b作为不同时工作的两个升压开关-升压 整流器对工作。在AC/DC升压变换器1200中，整流器110a和110b连接于 变压器109的相同初级线圈，如图12所示。AD/DC升压变换器1200的许多 其它变化都是可能的，如图13和图14的AC/DC升压变换器1300和1400。 在图13和图14的AC/DC升压变换器1300和1400中，整流器104a和104b 分别被开关103c和103d代替，以进一步减小传导损耗。另外，图14的AD/DC 升压变换器集成了一个具有主变换器的辅助电源。
图15-17示出了根据本发明的三相AC/DC升压变换器1500、1600和 1700。图15显示了具有DC轨道整流器104的三相AC/DC升压变换器1500。 图16和17分别显示了没有DC轨道二极管和有集成辅助电源输出(电压 VAUX)的三相AC/DC升压变换器1600和1700。在三相AC/DC升压变换器 1600和1700中，二极管110a、110b和110c连接于有源缓冲变压器(即，变 压器109或1009)的初级端，以分别实现ZVS和使三对升压开关和升压整流 器的反向恢复电荷最小。
本发明的有源缓冲器可以用于任何独立的或非独立的DC/DC变换器、或 任何单相或三相AC/DC变换器。例如，图18和19分别显示了每个都具有一 个有源缓冲器的降压变换器1800和反向-升压变换器(buck-boost converter)1900。图20、21和22分别显示了根据本发明的每个都具有一个有 源缓冲器的正向变换器2000、回扫变换器2100和双电感器升压变换器2200。
图23显示了软切换升压变换器23，它与图10的软切换升压变换器不同， 它提供了一个具有辅助开关2308的集成辅助独立电源，开关2308由双环控 制电路2301提供的控制信号SAUX所控制。控制电路2301提供了两个独立的 反馈控制环来调节输出电压VO和辅助电源的电压VAUX。在图23中，输出电 压VO由升压开关103的受控占空比D来调节，辅助输出电压VAUX通过控制 辅助开关2308的占空比来调节。
上面提供的详细描述是为了解释本发明的特定实施例，但其目的并不是 限制本发明的范围。本发明的大量修改和变化都是可能的。本发明由下列权 利要求提出。