同步回扫变换器
专利汇可以提供同步回扫变换器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且在具有同步 开关 (Q2)的连续方式的回扫变换器中，在二次侧上的开关(Q2)的驱动脉冲通过使一个 缓冲器 电路 反相产生，所述缓冲器电路由 输出 电压 端供电。通过使用这种结构，可以获得若干优点。因而脉冲产生电路结构对同步开关产生独立于输入电压的驱动 信号 ，借以使驱动损耗减到最小。，下面是同步回扫变换器专利的具体信息内容。
1.一种连续方式的回扫变换器，其具有一次侧和二次侧，其中 二次侧包括一个MOSFET晶体管(Q2)和响应变换器输出电压而操 作的控制结构，安置成控制MOSFET晶体管(Q2)，其特征在于， 所述控制结构包括一个PNP晶体管(Q3)，其发射极与变换器的第 一输出端(117)相连，还包括一个NPN晶体管(Q4)，其发射极 与变换器的第二输出端(139)相连并与MOSFET晶体管(Q2)的 源极相连，该NPN晶体管的集电极与所述PNP晶体管的集电极相连， 两集电极端子之间的连接点(145)与MOSFET晶体管(Q2)的栅 极(143)相连，PNP晶体管(Q3)的基极端(127)与设置成分压 器的两个电阻(R1，R2)之间的连接点相连，这两个电阻(R1，R2) 串联在变换器的第一输出端(117)与MOSFET晶体管(Q2)的漏 极之间，NPN晶体管(Q4)的基极端(135)与MOSFET晶体管(Q2) 的漏极相连。
2.如权利要求1所述的连续方式的回扫变换器，其特征在于， 所述NPN晶体管(Q4)的基极端(135)经过与一电容(C1)串联 的一个电阻(R3)连接到MOSFET晶体管(Q2)的漏极上。
本发明涉及一种DC-DC变换电路，尤其涉及一种以连续方式操作的同 步回扫变换器电路。
在不同种类的电气设备的DC-DC电源中，利用电力整流器以便输出正 确的整流输出电压。为了获得整流输出电压，一般在二次侧使用二极管。
获得合适的整流电路的一种方式是使用回扫布局。在回扫布局中，在充 电期间，一次侧在可磁化的磁心或其类似物中存储磁能。然后在被称为回扫 间隔的期间，把所述能量馈入二次侧。和其它的整流电路相比，具有回扫布 局的电力整流电路的主要优点在于结构简单，这使得制造成本低。
此外，回扫变换器可以分为两类：即
连续方式回扫变换器，以及
断续方式回扫变换器。
在连续方式回扫变换器中，磁能不会小于0，使得能量连续地从变压器 铁心中流入或流出，而在断续方式中，具有能量既不流入也不流出变压器铁 心的时间间隔。
常规的回扫变换器在一次侧包括变压器的主绕组和开关，在二次侧包括 和二极管相连的变压器副绕组和输出电容器，负载可以连接到输出电容器两 端。
这种变换器在二极管上具有大的电压降。因而，在输出电容器上的输出 电压低的情况下，二极管上的电压降便成为总电压的一个显著的部分，因而 ，对于这种低电压应用，这种电力变换器具有低的效率。
为了解决这个问题，可以在二次侧使用具有低的电压降的FET晶体管( 场效应晶体管)。这种结构将减少二次侧上的损失。FET晶体管例如可以直 接和与变压器的副绕组串联的辅助绕组相连。按照这个原理设计的变换器例 如在瑞典专利申请公开9801595-1中描述了。
然而，在这种使用辅助绕组的驱动结构中，在二次侧上的FET的控制信 号的大小取决于输入电压，即施加于一次侧上的电压。这引起过大的驱动损 失，因为在这种情况下驱动信号的幅值必须按照最低的输入电压设计。在需 要大的输入电压范围的情况下，这更成为问题。此外，按照现有技术的其它 DC-DC变换器在WO98/04028和WO95/02918中描述了。
此外，在美国专利5719755中也披露了一种DC-DC变换器。
本发明的目的在于克服上述问题，并提供一种连续方式的回扫变换器， 其具有简单的结构，但是具有比现有技术的变换器高的效率，并且尤其适用 于大的输入电压范围的情况。
本发明的这个目的和其它目的是通过使用权利要求中限定的电力变换 器实现的。
因而，驱动脉冲通过使缓冲器电路反相来产生，其由输出电压供给。通 过使用这种脉冲产生电路，使得同步开关的驱动信号独立于输入电压，从而 使驱动损失减到最小。
下面参照附图以非限制性的举例方式说明本发明，其中：
图1是连续方式的DC-DC变换器的电路图；
图2a-2c是定时图。
图1中示出了一种DC-DC变换器。所示的变换器在一次侧包括主绕组10 1和开关103。主绕组由直流电压源105供电。所述开关可以是n沟道型MOSF ET Q1，如图所示。晶体管Q1的漏极和主绕组101的第一端相连，源极和电压 源105的低压输入端相连。所述开关由和晶体管Q1的栅极相连的控制装置( 未示出)控制，所述控制装置被设置使得晶体管Q1在需要的时刻导通或截 止。所述控制装置例如可以采集来自变换器的二次侧的输出端的控制数据。
直流电压源105可以通过整流电路和交流电压源(未示出)相连。一次 侧通过变压器M2向二次侧馈送能量。二次侧包括副绕组109，其具有和一次 侧的绕组方向相反的绕组。绕组109的第一端111和电阻R1的第一端113、PN P晶体管Q3的发射极115以及输出电容C0的第一端117相连。电阻R1的第二端 119和电阻R2的第一端121相连，其第二端123和绕组109的第二端125相连。
晶体管Q3的基极127和电阻R1的第二端119与电阻R2的第一端121之间 的节点129相连。晶体管Q3的集电极131和NPN晶体管Q4的集电极133相连。
在一个优选实施例中，晶体管Q4的基极135通过电阻R3以及串联连接的 电容C1和绕组109的第二端125相连。晶体管Q4的发射极137和电容C0的第二 端139相连，并和FET晶体管Q2的源极141相连。晶体管Q2的栅极143和晶体 管Q3、Q4的集电极端子之间的节点145相连。晶体管Q2的漏极和绕组109的 第二端125相连。负载ZL被连接在输出电容C0的端子之间。
在操作时，在Q1的导通期间，即，当控制装置使MOSFET晶体管导通时，能 量被存储在变压器M2的铁心中。由于绕组的方向，在晶体管Q2的漏极端将出 现一个正电压。与此同时，晶体管Q4导通，因此晶体管Q2将截止。
当控制装置使晶体管Q2截止时，由于变压器M2的铁心中存储的能量而 使变压器M2的绕组的极性反向。相反的极性使得在晶体管Q2的漏极出现一 个负电压。通过由电阻R1、R2提供的电压的驱动，在二次侧上相反的极性 将使晶体管Q3导通。当晶体管Q3开始导通时，晶体管Q2的栅极端143变高， 因而晶体管Q2开始导通。电容C1和电阻R3被这样提供，使得晶体管Q3的截 止和导通的时间是低的。
在图2a-2c中，示出了图1所示的电路的定时。在图2c中，示出了在晶体 管Q1的栅极上出现的电压。
在图2b中，示出了在相应的时刻在变压器M2的副绕组的端子之间出现 的电压。在图2c中，示出了在相应时刻出现在晶体管Q2的栅极和源极端子之 间的电压。
因而，通过提供一种装置，其中对二次侧上的FET晶体管的驱动脉冲由 通过输出电压端供电的反相缓冲电路产生，可以获得若干优点。这样，这种 脉冲产生电路装置产生独立于输入电压的同步开关的驱动信号，并且可以减 小驱动损失。
此外，不需要在二次侧的辅助绕组，如同瑞典专利申请9801595-1那样， 这在某些应用中可能是一个优点。
本发明不限于结合图1、2a-2c所述的实施例，在所附权利要求的范围内， 可以作出各种改变和改型。
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