在电流模式控制直流/直流(DC/DC)转换器中，可控开关连接到电 感器，以产生通过电感器的周期变化电感器电流。外电压调节环包括电流 模式控制器，该电流模式控制器从参考电压减去转换器的输出电压，以提 供误差信号，对该误差信号进行处理以获得控制信号。该控制信号可用作 电感器中峰值电流的置位电平(set level)。处理通常包括比例积分(PI) 或比例积分微分(PID)控制器，该PI或PID控制器接收误差信号、并提 供控制信号。因此，该处理也常常被称为控制器。当代表电感器电流的感 测信号达到置位电平时，内电流调节环切断可控开关。因而，取决于输出 电压电平与参考电压电平之差的置位电平就决定了通过电感器的电流的 峰值电流电平。已知有多种确定该感测信号的选项。例如，可以用电流变 换器来获得该感测信号，或者作为与电感器串联的阻抗上的电压，该串联 阻抗可以在开关的主电流通路中。
通常，通过由振荡器产生的时钟脉冲，来接通开关。开关的导通时间 是，开关被时钟脉冲接通的时刻与电感器电流达到置位电平的时刻之间的 一段时间。开关的断开时间是电感器电流达到置位电平与下一个时钟脉冲 之间的一段时间。重复周期是导通时间与断开时间之和。在降压转换器中， 在导通时间期间，开关连接输入电压与输出之间的电感器，并且电感器电 流增加。可以通过电池来提供输入电压。在断开时间期间，另一个开关连 接输出与地之间的电感器，并且电感器电流减小。其它电流模式控制 DC/DC转换器如升压转换器、降压升压转换器、Cuk转换器的拓扑，也是 众所周知的。
通常，需要斜率补偿来衰减电感器电流中的干扰。在重复周期内，通 过作为时间函数改变置位电平，来获得斜率补偿。常常，电流模式控制器 从控制信号减去锯齿、抛物线或分段线性斜率补偿信号，以获得经过斜率 补偿的控制信号。现在，该斜率补偿控制信号用作置位电平，从而断开时 期开始于通过电感器的峰值电流达到斜率补偿控制信号电平的时刻。
在某些应用中，如电信系统中，改变参考电压，以获得适合所需实际 发射功率的变化输出电压。重要的是，功率转换器的输出电压最优地跟踪 参考电压的变化。周知的电流模式控制DC/DC转换器的缺点是，它对参 考电压的变化起反应的速度不是最优的。
US-B-6,611,131公开了这种电流模式开关稳压器。作为先有技术，讨 论了一种电流模式开关稳压器，其中电压箝位器(voltage clamp)出现在 积分(I)控制器的积分电容器两端。该电压箝位器限制存在于积分电容器 上的控制电压。因而，电感器电流也将受限。还披露了，该先有技术解决 方法具有以下缺点：电感器电流所限于的实际值取决于斜率补偿。因此， US-B-6,611,131提出使用电压箝位器，该电压箝位器对用于缓冲积分电容 器电压的缓冲器的输出电压进行筘位。缓冲器输出所限于的电压取决于斜 率补偿。现在，电流所限于的电平在较小程度上取决于斜率补偿信号。然 而，该解决方法的缺点在于，积分控制环在限制动作期间不是闭合的，因 此积分电容器的电压将漂移。

本发明的目的是提供一种输出信号受限、并且其中积分器在较小程度 上漂移的控制器。
本发明第一方面提供根据权利要求1所述的控制器。本发明第二方面 提供根据权利要求10所述的电流模式控制DC/DC转换器。本发明第三方 面提供根据权利要求16所述的设备。本发明第四方面提供根据权利要求 18所述的控制方法。在相关权利要求中定义了有优点的实施例。
根据本发明第一方面的控制器包括比较器、积分器、复制电路、确定 电路以及影响电路。这种控制器通常被称为I控制器。在众所周知的I控 制器中，比较器将输入信号和参考信号进行比较，并提供误差信号。该误 差信号指示输入信号与参考信号之差。积分器对该误差信号积分，以获得 控制信号。
US-B-6,611,131中公开了在功率转换器中使用这种I控制器的例子。 在该申请中，I控制器的输入信号是功率转换器的输出电压，且参考信号 是参考电压。I控制器所提供的控制信号这样控制功率转换器，以致由参 考电压来确定其输出电压。
积分器允许影响其积分动作。例如，如果积分器包括积分电容器，则 积分器包括用于影响提供给积分电容器的电流的输入。复制电路产生与控 制信号成比例的复制控制信号。复制控制信号可以与控制信号相等，但是 必须存在于分开的节点上。确定电路确定复制控制信号是否达到极限值。 当确定复制控制信号达到或超过极限值时，影响电路影响积分动作，以限 制控制信号。
因而，对复制控制信号与极限值进行比较的分开电路现在不干扰由比 较器和积分器形成的主通路的操作。从输入信号到控制信号的环仍然是完 全运算的(fully operational)，且控制信号仍然耦合到积分器的状态。或者 换句话说，通过影响积分动作、以致控制信号受限，来保持积分器状态与 控制信号之间的链接。在先有技术US-B-6,611,131中，缓冲器的输出电压 受限，从而限制动作发生在从输入信号到控制信号的主环中。然而，控制 环仍然检测到输入信号与参考信号之差，并且积分器继续起作用，以使该 差最小化。因而，缓冲器的筘位器输出电压不再代表积分器状态的变化。 因此，积分器将漂移远离其标称状态。当不再需要限制时，积分器将花长 时间变回到其标称状态。
必须注意，除积分器以外，控制器可以任选地包括比例和/或微分动作， 以获得PI、ID或PID控制器。
在根据权利要求2所述的本发明实施例中，极限值指示最大电平，且 当复制控制信号达到该最大电平时，影响电路减小积分动作。例如，如果 通过对电容器充电来获得积分动作，则对该电容器放电，直到复制控制信 号等于该最大电平为止。因而，因为复制控制信号是控制信号的(缩放) 拷贝，所以控制信号也被限于最大值。
在根据权利要求3所述的本发明实施例中，极限值指示最小电平，且 当复制控制信号达到该最小电平时，影响电路增大积分动作。例如，如果 通过对电容器充电来获得积分动作，则对该电容器充电，直到复制控制信 号等于该最小电平为止。
在根据权利要求4所述的本发明实施例中，复制电路包括第一电流源， 该第一电流源把复制控制信号作为第一电流提供给节点。确定电路包括第 二电流源，该第二电流源提供预定的固定第二电流给可能可控的节点。第 一电流和第二电流具有相反极性，以获得差电流。例如，第一电流是从节 点引出的，而第二电流被提供给节点。确定电路进一步包括限制节点电压 的箝位电路。影响电路包括放大器，该放大器具有连接到节点的输入，以 及连接到积分器的输入以影响积分动作的输出。只要节点电压在其中不需 要箝位的范围内，差电流就流入箝位电路，如果节点电压达到或越过极限 值，差电流就流向影响电路，在该极限值处需要限制控制信号。可以容易 在集成电路中实施这种具有电流源的控制器。
在根据权利要求5所述的本发明实施例中，积分器包括积分电容器， 且影响放大器的输出连接到积分电容器，以便提供电流给电容器，或者当 必须限制控制信号时从电容器抽出电流。如果不需要限制控制信号，则放 大器根本没有影响。因而，如果不需要限制，就不干扰主环。
在根据权利要求6所述的本发明实施例中，积分器包括第三电流源， 该第三电流源提供控制信号，作为由积分电容器的电压确定的第三电流。 现在，也利用易于积分的电流源来产生控制信号。必须注意，积分电容器 的电压可以控制用于产生控制电流和复制控制电流的电流源。作为选择， 可能只控制控制电流，并对该控制电流进行镜像，来获得复制控制电流。
在根据权利要求7所述的本发明实施例中，放大器包括晶体管，该晶 体管具有连接到节点的控制输入、以及连接到积分电容器的主电流通路。 因而，节点的电压确定了提供给积分电容器、或从积分电容器抽出的电流 量。
在根据权利要求8所述的本发明实施例中，箝位电路包括晶体管，该 晶体管具有连接到节点的主电流通路以及控制输入。电压源连接到控制输 入。因而，取决于晶体管控制输入的排列以及电压源的电平，只要节点电 压高于或低于电压源所提供的电压，晶体管就传导差电流。
在根据权利要求9所述的本发明实施例中，比较器包括第一互导放大 器，该第一互导放大器具有用于接收输入信号和参考信号的输入，以及用 于提供误差信号的输出。象这样的这种互导放大器是众所周知的。积分器 包括位于第一互导放大器输出之间的电容器。第二互导放大器具有跨接电 容器的输入，以及用于提供控制信号作为输出电流的输出。复制电路包括 第三互导放大器，该第三互导放大器具有跨接电容器的输入、以及用于提 供复制控制信号作为复制控制电流的输出。确定电路包括位于第三互导放 大器输出之间的电流源，以及位于第三互导放大器输出之间用作箝位器的 第一晶体管。电流源被安排用于提供极限值作为极限电流。影响电路包括 晶体管，该晶体管具有位于第一互导放大器输出之间的主电流通路，以及 连接到第三互导放大器的输出之一、以便当复制控制电流达到极限电流时 影响电容器电压的控制输入。该晶体管被安排用于获得反馈环。具有互导 放大器的这种实施很适合用于集成电路中。
在根据本发明第二方面的电流模式控制DC/DC转换器中，控制器用 于调节该电流模式控制DC/DC转换器(进一步也称为功率转换器)。该功 率转换器接收电源输入电压，并提供电源输出电压给负载。电源输出电压 是如前所述的控制器的输入信号。作为控制信号的控制器输出信号被提供 给功率转换器控制器。
功率转换器控制器(也称为驱动电路)这样控制功率转换器，以致由 控制信号来确定其输出电压。实际上，在电流模式控制功率转换器中，控 制信号确定功率转换器的电感器电流达到极限值时的电平，在该极限值处 连接到电感器的可控开关被切断。该控制器从功率转换器的输出电压与参 考电压之差，来产生控制信号。
驱动电路对代表电感器电流的感测信号和控制信号进行比较，以便当 感测信号的电平达到控制信号电平时，切断可控开关。通常，通过以固定 频率运行的振荡器的时钟信号，来接通可控开关。可控开关的接通和切断 造成了通过电感器的周期变化电感器电流。
使用根据本发明的控制器，允许在从功率转换器的输出电压到控制信 号的反馈环仍然起作用的同时，限制通过电感器的电流。这是因为，积分 器状态与控制信号之间的链接仍然存在。具有复制控制电流的附加通路只 影响积分动作，以获得受限的控制信号，但是没有分离积分动作与控制信 号。例如，如果积分器是包括积分电容器的模拟积分器，则电容器的电压 既代表积分器的状态，又确定控制信号的电平。作为选择，如果积分器是 数字积分器，则积分器所达到的值既代表积分器状态，又确定控制信号的 电平。实际上，根据本发明，积分器状态是由参考信号与积分器输入信号 之差来确定的。例如，如果作为功率转换器输出电压、或从功率转换器输 出电压分接的控制器输入信号，具有高于参考信号电平的电平，则积分器 降低电容器电压或数字存储值，并且控制信号减小。渐减的控制信号使驱 动器采取行动来降低功率转换器的输出电压。在其中当感测电流达到控制 信号电平时、切断可控开关的电流模式功率转换器中，如果功率转换器的 输出电压太高，则控制信号的电平应该降低，以致开关的导通时间减少。 在其它应用中，这可以是用相反方式。
通常，I控制器从参考电压减去转换器的输出电压，来获得误差信号。 控制器具有传递函数，该传递函数被应用于误差信号，以获得控制信号。 例如，传递函数可以是P(比例)、I(积分)、D(微分)调节器的任何组 合，但是应该至少具有I动作。作为选择，传递函数可以是至少具有积分 动作的滤波器。相关的是，I控制器的传递函数至少包括积分动作。
在根据权利要求11所述的本发明实施例中，电流模式控制DC/DC转 换器进一步包括校正电路，该校正电路向控制信号添加校正信号，以获得 改进的控制信号。该校正信号代表原始控制信号与电感器电流平均值之 差。驱动电路对代表电感器电流的感测信号与改进控制信号进行比较，以 便当感测信号的电平达到改进控制信号的电平时，切断可控开关。现在， 当感测信号的电平达到改进控制信号的电平时，开关被切断。因而，控制 信号现在更类似于电感器电流的平均值。现在，限制控制信号实际上有利 地限制了平均电感器电流，而非峰值电感器电流。
在先有技术电流模式控制DC/DC转换器中，如果不存在斜率补偿， 则控制信号代表电感器电流的峰值电平，因为控制信号确定开关被切断时 的电感器电流的峰值电平。如果存在斜率补偿，则经过斜率补偿的控制信 号仍然代表电感器电流的峰值电平。因此，改进的控制信号代表增加了斜 率补偿信号的电感器电流的峰值电平。相对于图6和7详细说明了这一点。 从微分输入电压(参考电压电平减去输出电压电平，或用相反方式)到输 出电压的开环增益取决于控制器的拓扑，该控制器现在也称为电流模式控 制器。通常，电流模式控制器是P、PI或PID控制器。该开环增益的单位 增益频率似乎取决于从控制信号到平均输出电流的传递。在先有技术中， 该传递小于1，因为通过电感器的波纹电流使平均电感器电流小于峰值电 流(后者是受控的)，并且如果存在斜率补偿，则斜率补偿也使峰值电感 器电流小于控制信号。
相反，根据本发明实施例的电流模式控制DC/DC转换器包括校正电 路，该校正电路接收控制信号，并提供改进控制信号，该改进控制信号用 作要与感测电平进行比较的置位电平。该校正电路向控制信号添加校正信 号，以获得改进控制信号。因为改进控制信号仍然确定电感器电流的峰值 电平，所以如果不存在斜率补偿，现在控制信号必须代表电感器电流的峰 值电平减去校正信号。因而，如果校正信号代表峰值电感器电流与平均电 感器电流之差，则控制信号更加代表平均电感器电流、而非峰值电感器电 流。或者换句话说，由于从微分输入电压到输出电压的闭环，在相同的输 出电压与参考电压之差下，改进控制信号独立于从微分输入电压到置位电 平的开环的特性。在相同的电感器电流峰值下，输出电压必须达到相同值， 因而置位电平(现在是改进控制信号)应该相同。因此，添加校正电路使 控制信号的值随着该差而下降，该校正电路添加一代表控制信号与电感器 平均电流之差的校正信号。现在，电流模式控制器所提供的控制信号代表 平均电感器电流，而非峰值电感器电流和/或斜率补偿电流。从控制信号到 平均输出电流的传递函数变得更加等于1，且-3dB带宽增大了。进一步， 有利地，现在是平均电感器电流而非峰值电流受限。
校正电路可以添加一代表电感器电流平均值与极值之差的校正信号。 控制信号现在变得更加等于通过电感器的平均电流，因为峰值电流与平均 电流之差得到了补偿。或者，至少该差减小了。
作为选择，如果电流模式控制DC/DC转换器进一步包括产生斜率补 偿信号的斜率补偿电路，则校正电路再次向控制信号添加校正信号，以获 得改进控制信号。现在，校正信号是或者代表切断时刻的斜率补偿信号的 电平和电感器峰值电流与平均电流之差的和。已经迎合了电感器峰值电流 与平均电流之差，并且也消除了由斜率补偿引入的附加衰减。因此，控制 信号代表电感器平均电流。该增益具有以下优点：通过限制控制器的控制 信号，独立于斜率补偿来限制功率转换器的平均电流。
在根据权利要求12所述的本发明实施例中，限制电路用于限制控制 信号的最小和/或最大值。现在，因为控制信号代表电感器的平均电流，所 以这种限制电路直接限制该平均电流。不仅产生控制信号的拷贝，而且产 生校正电流的拷贝。限制电路现在检测复制控制信号与复制校正信号之和 何时达到极限值，并据此影响积分器，以获得受限的控制信号。
在根据权利要求13所述的本发明实施例中，再次利用易于积分的电 流源来实施复制控制信号和箝位电路。
在根据权利要求14所述的本发明实施例中，进一步通过易于积分的 电流源来产生复制校正信号。
在根据权利要求15所述的本发明实施例中，电流模式控制DC/DC转 换器是降压转换器，且信号是在节点合计的电流。该电流模式控制器包括 受控的电流源，该受控电流源把由控制信号确定的控制电流提供给节点。 校正电路包括电流源，该电流源把校正信号作为校正电流提供给节点。感 测电路感测电感器电流，并将感测信号作为感测电流提供给节点。控制电 流与校正电流的极性相同，并与感测电流的极性相反。因而，例如如果感 测电流流向节点，则控制电流和校正电流都从节点流走。驱动电路连接到 节点，以确定感测电流的电平何时越过控制电流与校正电流之和的电平。 如果感测电流越过该和，则开关被切断。
由下述实施例，本发明的这些及其它方面将变得显而易见，并将参考 下述实施例来说明本发明的这些及其它方面。
附图说明
在附图中：
图1示出了先有技术电流模式控制DC/DC转换器的框图，
图2示出了根据本发明的控制器的实施例的电路图，
图3示出了其中控制信号被限于最大值的控制器的实施例的电路图，
图4示出了这样的信号，用于说明将控制信号限制到最大值，
图5示出了其中控制信号被限于最小值的控制器的实施例的电路图，
图6示出了根据本发明一方面的电流模式控制DC/DC转换器的实施 例的电路图，
图7示出了这样的信号，用于说明先有技术电流模式控制DC/DC转 换器的操作，
图8示出了这样的信号，用于说明图6所示电流模式控制DC/DC转 换器的操作，
图9示出了其中改进控制信号被限于最小值的电流模式控制DC/DC 转换器的控制器的实施例的电路图，
图10示出了用于在集成电路中实施的控制器和校正电路的实施例的 电路图，
图11示出了根据本发明的电流模式控制DC/DC转换器的实施例的框 图，以及
图12示出了根据本发明的电流模式控制DC/DC转换器的另一实施例 的框图。

图1示出了先有技术电流模式控制DC/DC转换器的框图。尤其在其 中手持设备(handheld)经济地管理发射功率、以增加电池寿命的电信系 统中，应该控制发射输出放大器的电源电压，以便最优地适合于实际发射 功率。提供电源电压的电流模式DC/DC转换器(此外也被称为功率转换 器或转换器)应该能够快速准确地调节其输出电压。以下，电流模式DC/DC 转换器也称为功率转换器乃至转换器。在该申请中，在手持设备中，负载 LO代表手持设备的电路，如输出放大器。
功率转换器包括电流模式控制器1(也称为控制器)，该电流模式控制 器1提供一取决于转换器输出电压Vo与参考电压Vr之差的控制信号ICO。 参考电压Vr可以是常数，也可以变化、以获得对应的变化输出电压Vo。 电流模式控制器1包括减法器10，该减法器10从参考电压Vr减去输出电 压Vo，以提供代表参考电压Vr与输出电压Vo之差的误差信号ER。也可 以不使用减法器10，而是使用比较器来比较输出电压Vo和参考电压Vr， 以获得误差信号ER。电流模式控制器1还包括积分器11，该积分器11对 误差信号ER积分，以获得控制信号ICO。通常，控制器1是比例(P)控 制器、积分(I)控制器、比例积分(PI)控制器或比例积分微分(PID) 控制器。这些控制器在该技术领域中是众所周知的。如果以下称其为控制 器1，就意味该控制器至少包括由积分器11所执行的积分动作。然而，控 制器也可进一步包括比例和/或微分动作。
可选的斜率补偿电路2从控制信号ICO减去斜率补偿信号，以获得经 过斜率补偿的控制信号SCO。通常，斜率补偿信号是锯齿形、抛物线形或 分段线性形的。感测电路6感测流过开关S 1的电流IS1。感测电路6可以 感测代表通过电感器L的电感器电流IL的任何电流。例如，可以将感测 电路6与电感器L串联，以直接感测电感器电流IL，或者可以将感测电路 6与开关S1(如图所示)或开关S2串联。如果将感测电路6与开关S1或 S2之一串联，则只有在关联的开关闭合的期间内才能感测电感器电流IL。 也可以感测应该代表电感器电流IL的、作为电压的感测信号SE，例如可 以在开关S1或S2之一的主电流通路上感测该电压。优选地，开关S1和 S2是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但是也可使用双极晶 体管或其它可控半导体器件。可以使用二极管来代替开关S2。
比较器3比较感测信号SE和斜率补偿控制信号SCO，以便当感测信 号SE的电平达到斜率补偿控制信号SCO的电平时，提供复位信号RS给 置位复位触发器4的复位输入R。可以使用更复杂的电路来代替置位复位 触发器4。振荡器5产生时钟信号CLK，该时钟信号CLK被提供给置位 复位触发器4的置位输入S。置位复位触发器4的非反相输出Q提供控制 信号SC1给开关S1的控制输入，并且置位复位触发器4的反相输出Qn 提供控制信号SC2给开关S2的控制输入。然而，通常，同步开关S2的控 制可以更复杂。也可能开关S2是二极管。于是，当然不需要控制信号。 当通过比较器3的复位信号RS使置位复位触发器4复位时，开关S1断开， 且开关S2闭合。当通过置位输入S的时钟脉冲CLK使置位复位触发器4 置位时，开关S1闭合，且开关S2断开。
开关S1和S2的主电流通路串联于DC电源的端子之间，该DC电源 提供输入电压Vb给转换器。电感器L位于开关S1和S2的主电流通路接 头与转换器的输出之间，输出电压Vo被提供给该转换器。平滑电容器C 和负载LO的并联位于该转换器的输出。用IL来表示通过电感器的电流。
以下简要说明先有技术降压转换器的操作。假定起始情形是，时钟脉 冲CLK将置位复位触发器4置位。现在，开关S1闭合，且开关S2断开，   使得电感器电流IL增加。电感器电流IL增加，直到感测信号SE等于补 偿控制信号SCO为止。现在，置位复位触发器4被复位信号RS复位，开 关S1断开，且开关S2闭合。电感器电流IL减小，直到复位置位触发器4 再次被下一个时钟脉冲CLK置位为止。
图2示出了根据本发明的控制器的实施例的框图。相对于图1说明的 电流模式控制器1，现在被称为至少执行积分动作的控制器1。控制器1 包括比较器或减法器10、积分器11、复制电路81、确定电路85和影响电 路83。比较器或减法器10确定误差信号ER，该误差信号ER是参考信号 Vr与应该受控的输入电压Vo之差。积分器11对误差信号ER积分，并提 供控制信号ICO。积分器11具有输入IIN，该输入IIN允许影响积分器11 的积分动作。控制器1具有接收输入信号Vo的输入，以及提供控制信号 ICO的输出。比较输入信号Vo和参考信号Vr，并对差ER积分，以提供 控制信号ICO，该控制信号ICO可用于控制另外电路，以致输入信号Vo 变得等于参考信号Vr。
复制电路81接收控制信号ICO，并提供与控制信号ICO成比例的复 制控制信号ICOC。例如，如果控制信号ICO是电流，则可以对该电流进 行镜像，以获得拷贝。确定电路85接收复制控制信号ICOC，并提供控制 信号LCS，以指示复制控制信号ICOC是否达到或超过极限值IMIN或 IMAX。影响电路83接收控制信号LCS，以提供影响信号IA给积分器11 的输入IIN，影响积分器11的积分动作。影响积分动作例如意味，向误差 信号ER添加附加信号，以致积分器提供经过校正的控制信号ICO。例如， 如果确定电路85检测到复制控制信号ICOC达到最大电平IMAX，则影响 电路83产生一影响信号，该影响信号减小误差信号ER、或者从误差信号 ER减去该影响信号，以致控制信号ICO不再增大。有效地，当由于复制 电路81、确定电路85和影响电路83所形成的闭环而进行限制时，积分动 作将受影响信号IA的影响，以致将复制控制信号ICOC限于最大电平 IMAX。类似的原因也适用于将复制控制信号ICOC限于最小电平。
因为限制动作应用于复制控制信号ICOC，而不是应用于控制信号 ICO，所以从输入电压Vo到控制信号ICO的环没有断开。因此，控制信 号ICO和积分器11的状态仍然相符。因而，当不再需要限制动作时，积 分器11的状态没有漂移，并且积分器检索其标称状态所需的时间不太长。
必须注意，通过限制复制控制信号ICOC，也限制了控制信号ICO。 在其中使用控制器1的调节环中，常常需要限制控制信号ICO，例如以便 防止待控电路中的过载。尤其是当待控电路是功率转换器时，应该限制通 过功率转换器部件的电流或功率转换器部件上的电压。在其它应用中，也 必须限制控制电路的速度。
必须注意，包括减法器10和积分器11的主环是周知的I控制器。也 被共同称为限制电路8的复制电路81、确定电路85和影响电路83，定义 了本发明的实施例。
图3示出了其中控制信号被限于最大值的控制器的实施例的框图。控 制器1包括积分器11，该积分器11包括积分电容器C1和电流源112。在 图3中，控制器1只包括积分器11，从而是I控制器。电容器C1上的电 压VC控制电流源112提供作为电流的控制信号ICO。然而，控制器1也 可包括同样影响电流源112、从而影响控制信号ICO的P动作和/或D动 作(都未示出)。也可用数字解决方法来获得积分器11的积分动作。
电容器C1上的电压VC被提供给电流源112、以获得控制电流ICO， 而且被提供给限制电路8的电流源81、以获得控制电流ICO的复制控制 电流ICOC。作为选择，电压VC可以只提供给电流源112，且复制控制电 流ICOC可以是控制电流ICO的镜像和/或缩放版本。复制电流ICOC从节 点N2引出。限制电路8还包括电流源80、箝位电路82和放大器83。电 流源80提供电流IMAX给节点N2。电流IMAX代表复制电流ICOC应该 限于的最大值。箝位电路82连接到节点N2，以便将节点N2的电压VN 限制到最大值。差电流ICL等于电流IMAX减去复制控制电流ICOC。放 大器83的输入接收电压VN，并且其输出连接到积分器11的输入，以便 如果复制电流ICOC达到或超过电流IMAX就减小积分器11的积分动作。 在其中积分器11包括积分电容器C1的所示实施例中，当限制起作用时， 放大器83从该电容器C1引出电流IA。
仅仅举例来说，图3示出了箝位电路82和放大器83的特殊实施例。 箝位电路82和放大器83是这样设计的，以致它们之中总是只有一个导电。 箝位电路82包括场效应晶体管(FET)820，该FET 820具有位于节点N2 和参考电势之间的主电流通路，在图3中参考电势是地。提供电压电平 VCLH的电压源821连接在FET 820的控制电极和参考电势之间。放大器 83包括FET 830，该FET 830具有连接到节点N2的控制电极、以及连接 在积分器11输入I1和参考电势之间的主电流通路。只要复制电流ICOC 小于最大电流IMAX，箝位电路82就减小差电流ICL，并将电压VN限制 到最大值，且放大器电流IA为0。一旦复制电流ICOC变得大于最大电流 IMAX，差电流ICL就改变极性，且电压VN下降。由于电压VN的电平 降低了，箝位电路82停止减小电流，并且放大器83开始从电容器C1引 出电流，以减小积分动作。放大器83起作用时由限制电路8所创建的控 制环被设计成，具有大的开环放大系数，以致积分动作受到影响，来获得 被限于最大电流IMAX的复制电流ICOC。因此，控制电流ICO也被限于 最大值。参考图4更详细地说明图3的限制电路8的操作。
图4示出了这样的信号，用于说明将控制信号限制到最大值。图4A 示出了差分输入电压电压Vr-Vo、或作为积分器11输入信号的误差信号 ER。图4B示出了积分器11的电容器C1的电压VC。图4C示出了复制 控制电流ICOC和控制电流ICO。假定复制电流ICOC等于控制电流ICO。 然而，在实际实施中，复制控制电流ICOC可以是控制电流ICO的缩放版 本。图4D示出了差电流ICL，图4E示出了节点N2的电压VN，图4F示 出了从积分电容器C1引出的电流IA。
假定控制器在开环模式下操作，且在时刻t0差分输入信号Vr-Vo的电 平增大。积分器11开始对电容器C1充电，且电压VC开始增大。虽然在 图3中积分器11只包括积分动作，但是以下假定积分器11是PI控制器。 控制电流ICO及其拷贝ICOC示出了比例增加(由图4C中的P指示)和 积分增加(由图4C中的I指示)。差电流ICL流向箝位电路82，电压VN 高，因而箝位电路82能够减小渐减的差电流ICO。因为渐增的复制控制 电流ICOC变得更接近于由电流源80提供给节点N2的最大电流IMAX， 所以差电流ICL减小。由于电压VN的高电平，放大器所传导的电流IA 为0。
在时刻t1，复制控制电流ICOC变得等于最大电流IMAX。现在，差 电流ICL变为0或稍微负值，且电压VN降到低电平。因此，筘位电路82 停止导电，且放大器83开始传导电流IA。现在，得到了反馈回路。放大 器83具有大电流增益，且放大器83的输入电流可忽略，从而当复制控制 电流ICOC变得等于最大电流IMAX时，就恢复了反馈回路的平衡。因而， 复制控制电流ICOC被限于最大值IMAX。
在时刻t2，差分输入电压Vr-Vo进一步增大。控制器11的比例部分 在控制电流ICO及其拷贝ICOC中输出较高的比例电流。图4C中未示出 该附加电流，因为它将立即被放大器83的补偿动作所补偿，放大器83增 大电流IA来补偿附加的比例电流。该附加电流IA是通过节点N2电压VN 的进一步降低来获得的。
在时刻t3，参考电压降低，以致输入压差Vr-Vo变为负的。积分器11 的比例部分在控制电流ICO及其拷贝ICOC中输出负比例贡献P’，该值将 立即降到最大值IMAX以下。电压VN迅速上升，放大器电流IA停止流 动，且箝位电路82开始传导渐增的差电流ICL。限流环现在断开，且电 容器C1的电压VC不再受限制电路8影响。由于负输入压差Vr-Vo，电容 器C1的电压VC开始降低。积分器11的积分部分用I’表示。
必须注意，虽然相对于具有电容器C1的模拟积分器11说明了限制电 路8，但是也可用数字电路如计数器来实施积分器。放大器83现在必须作 用于计数器的升降计数机制。积分器11也可缺少P动作，以及/或者可以 包括D动作。
如果在功率转换器中实施控制器1，则重要的是选择最大电流IMAX 的值，以致在通过晶体管开关S1的最大电流的保护被激活之前、且在电 感器L饱和之前，限制电路8限制控制电流ICO。
还必须注意，必须保护功率转换器开关S1和S2免受太大电流的现有 保护电路不能限制转换器的平均输出电流IOA。相反，因为波纹电流的存 在，它们限制通过开关的最大电流。然而，波纹电流随输出电压而变。当 输出电压近似为电池电压Vb一半时，波纹电流幅度最大，并且输出电压 接近于0伏或接近于电池电压Vb时，波纹电流幅度达到0。
第一种公知保护电路感测通过控制开关S1的电流，并将它和最大值 进行比较。当检测到通过控制开关S1的电流变得大于最大值时，立即使 控制开关S1复位。控制器将以增加控制电流来作出响应，并且在下一个 开关周期，当检测到通过控制开关S1的电流变得大于最大值时，又立即 使控制开关S1复位。这将持续到太大电流的原因被消除为止。实际上， 限流环断开主环，从而它将花相当多的时间从过电流状态恢复过来。
如前所讨论的，US-B-6,611,131其它两种具有上述关联问题的先有技 术保护电路。
图5示出了其中控制信号被限于最小值的控制器的实施例的框图。控 制器1和图3所示控制器1相同。因而，如图3中一样，电容器C1的电 压VC被提供给电流源112、以获得控制电流ICO，并且被提供给限制电 路8的控制源81、以获得控制电流ICO的复制控制电流ICOC。再一次， 复制控制电流ICOC从节点N2引出。
限制电流8还包括电流源80’、箝位电路82和放大器83。电流源80’ 提供电流IMIN给节点N2。电流IMIN代表复制电流ICOC应该限于的最 小值。箝位电路82连接到节点N2，以将该节点N2的电压VN限制到最 小值。放大器83的输入接收电压VN，并且其输出连接到积分器11的输 入，以便如果复制电流ICOC达到或降到电流IMIN以下，就提供电流IA 给电容器C1来加大积分动作。
图5所示限制电路8的操作可与图3所示限制电路8的操作相比。简 要地说，只要复制控制电流ICOC大于最小电流IMIN，节点N2的电压 VN就低，且箝位电路82传导差电流ICL。放大器83不起作用，且电流 IA为0。当复制电流ICOC变得等于最小电流IMIN时，电压VN增加， 且使箝位电路82停止传导电流。放大器83开始提供电流IA给电容器C1， 以防止复制电流ICOC进一步减小。
仅仅举例来说，图5示出了箝位电路82和放大器83的特定实施例。 箝位电路82和放大器83是这样设计的，以致它们之中总是只有一个导电。 箝位电路82包括FET 822，该FET 822具有位于节点N2和参考电势之间 的主电流通路，在图3中该参考电势是正电势V+。提供电压电平VCLL 的电压源823连接在FET 822的控制电极和另一参考电势(地)之间。放 大器83包括FET 831，该FET 831具有连接到节点N2的控制电极、以及 连接在积分器11输入I1和参考电势V+之间的主电流通路。只要复制电流 ICOC大于最小电流IMIN，箝位电路82就提供差电流ICL，并将电压VN 限制到最小值。一旦复制电流ICOC变得等于最小电流IMIN，差电流ICL 就改变极性，且电压VN上升。由于电压VN的电平上升了，箝位电路82 停止提供电流，并且放大器83开始提供电流给电容器C1，以加大积分动 作。放大器83起作用时由限制电路8所创建的控制环被设计成，具有大 的开环放大系数，以致积分动作受到影响，来获得被限于最小电流IMIN 的复制电流ICOC。因此，控制电流ICO也被限于最小值。
图6示出了根据本发明的电流模式控制DC/DC转换器的实施例的电 流图。该实施例基于图1所示的先有技术转换器的框图。图6示出了在使 用电流源的集成电路中的一种可能实施。
首先，讨论等效于图1所示转换器的电路，假定仍然不存在提供校正 电流ICR的电流源70。控制器1包括相同的减法器10，该减法器10接收 参考电压Vr和输入电压Vo(功率转换器的输出电压)，以提供相同的误差 信号ER。积分器11对误差信号ER积分，以获得控制信号CO，该控制 信号CO控制电流源111从节点N1引出控制电流ICO。除积分器11以外， 电流模式控制器CC也可包括P和/或D动作，以获得PI或PID控制器， 来从误差信号ER产生控制信号CO。
斜率补偿电路2包括电流源20，该电流源20提供斜率补偿电流ISL 给节点N1。感测电路6现在提供代表电感器电流IL的感测电流ISE给节 点N1。节点N1的电压由电流ICO、ISE和ISL之和来确定。比较器3现 在包括放大器30，该放大器30提供复位信号RS，该复位信号RS指示感 测电流ISE的电平何时变得等于控制电流ICO与斜率补偿电流ISL之差。 振荡器5和置位复位触发器4都与图1所示的相同。而且，由开关S1、 S2和电感器L所形成的拓扑也和图1所示的相同。现在相对于图7所示 的信号，来详细说明周知转换器的集成电路中的该实施的操作及其缺点。
在根据本发明的转换器的实施例中，增加了校正电路7。在图6所示 的实施例中，校正电路7包括电流源70，该电流源70从节点N1引出校 正电流ICR。相对于图8所示的信号来详细说明该实施例的操作。相对于 图11和12来讨论校正电路7的替换实施例。
图7示出了这样的信号，用于说明先有技术电流模式控制DC/DC转 换器的操作。图7示出了一种稳态情形，其中开关周期T的末尾t＝T处的 电感器电流IL的电平等于开关周期T的开始t＝0时的电感器电流IL的电 平。在开关S1闭合的时刻0到时刻DT的导通时期内，通过开关S1的电 流IS1等于电感器电流IL。感测电流ISE与通过开关S1的电流IS1成比 例。控制电流ICO在稳态下具有预定的恒定电平。控制电流ICO与斜率 补偿电流ISL的差电流被显示为由ICO-ISL所指示的曲线。在时刻DT， 感测电流ISE变得等于差电流ICO-ISL，且置位复位触发器4被复位。开 关S1断开，且开关S2闭合。现在，在从时刻DT直到时刻T的断开时期 内，电感器电流IL减小。通过开关S1的电流IS1以及由此感测电流ISE 降到0，斜率补偿电流ISL被切断(ISL＝0)，且差电流ICO-ISL变得等于 控制电流ICO。必须注意，在实际实施例中，电流可以是实际电流的缩放 版本。用虚线来表示平均电感器电流ILA。在降压转换器中，平均输出电 流IOA是提供给平滑电容器C和负载LO的并联电路的电流，从而等于平 均电感器电流ILA。该平均输出电流IOA是在开关周期T内进行平均。对 于在其输出处有开关S2的升压转换器，提供给该并联电路的电流不同于 通过电感器L的平均电流ILA。
由图7，显然从控制电流ICO到平均输出电流IOA的增益不等于1。 这是由斜率补偿电流ISL和电感器电流IL上的波纹IRI所造成的。斜率补 偿电流ISL使控制电流ICO大于峰值电感器电流ILP。波纹电流IRI使平 均电感器电流ILA小于峰值电感器电流ILP。从控制电流ICO到平均输出 电流IOA的增益Ai为
Ai＝IOA/ICO
为说明电流模式控制DC/DC降压转换器对小信号带宽的影响，假定控制 器11是PI控制器，以致从电流模式控制器1的输入(Vr和Vo)到输出 (ICO)的传递为
ICO/(Vr-Vo)＝gHF*(1+jωτ)/jωτ
其中，gHF是高频传递(比例部分)的值，且τ是积分部分的常数。
输出电压Vo被电容器C滤波，且负载LO被认为是电阻器。因此， 从平均输出电流IOA到输出电压Vo的传递为
Vo/IOA＝R/(1+jωRC)
从而，从差分输入电压Vr-Vo到输出电压Vo的开环增益为
Vo/(Vr-Vo)＝Ai*gHF*R*(1+jωτ)/(jωτ*(1+jωRC))
开环增益在fp＝1/(2πRC)处有低频极点，且在fz＝1/(2πτ)处有高频极点。
开环增益的单位增益频率为
f1＝(Ai*gHF)/(2πC)
闭环增益具有-3dB带宽f3，可以用开环的单位增益频率f1来近似该 -3dB带宽f3。因而，闭环-3dB带宽f3取决于输出电容器C、高频传递gHF 以及从控制电流ICO到平均输出电流IOA的传递的增益Ai的值。电容器 C和传递gHF的值是众所周知的，然而增益Ai的值小于1，且不固定。 由于Ai小于1，从参考电压Vr到输出电压Vo的传递的闭环带宽可能小于 最大值。这是缺点，因为它限制了转换器准确跟踪输出处的参考电压Vr 的快速变化的可能性。
图8示出了这样的信号，用于说明图6所示的电流模式控制DC/DC 转换器的操作。现在，添加了校正电路7，该校正电路7包括电流源70， 该电流源70从节点N1引出校正电流ICR。因为在相同的稳态下，相同的 电流IS1流过开关S1，所以感测电流ISE等于先有技术转换器的感测电流。 同样，斜率补偿电流ISL被认为等于先有技术转换器的斜率补偿电流。再 一次，在相同的稳态下，节点N1的总电流应该在相同的时刻DT使置位 复位触发器4复位。因此，添加校正电路7的作用是，控制电流ICO必须 准确地随校正电流ICR的值而减小。
因而，如果选择校正电流ICR等于切断时刻DT的斜率补偿电流ISL 的电平和波纹电流IRI的一半之和，则控制电流ICO变得等于平均电感器 电流ILA。因此，从控制电流ICO到平均输出电流IOA的传递的增益Ai 变得等于1，且从参考电压Vr到输出电压Vo的传递的闭环带宽达到其最 大值。
以下，说明具有这种校正电路7的转换器的操作。再一次，仅仅举例 来说，转换器是降压转换器，且控制器CC是包括积分器11的PI控制器。 而且，电流源70例如从电流源111附近的节点N1引出校正电流ICR，该 电流源111从节点N1引出控制电流ICO，如图所示。用从节点N1引出的 和电流IMC，来表示校正电流ICR和控制电流ICO之和。斜率补偿电流 ISL与感测电流ISE之和现在流向节点N1。因而，在感测电流ISE达到从 中减去了斜率补偿电流ISL的和电流IMC的电平的时刻DT，置位复位触 发器4将被复位。在图11和12中，和电流IMC也被称为改进控制电流 MCO。
在图8中，假定校正电流ICR具有这样的值，以致改进控制信号IMC 具有和图7中的控制信号ICO相同的电平。因此，图8中的控制信号ICO 直接与平均电感器电流ILA及平均输出电流IOA对应。单词“对应”用 于指示，可以使用实际电流的缩放版本。在其它所有方面，图8都和图7 相同。
在以下计算中，对于其中斜率补偿为抛物线形的降压转换器，确定校 正电流ICR的值。由图7可得，控制电流ICO与平均输出电流IOA之差 为
ICO-IOA＝ISL(DT)+IRI/2
其中ISL(DT)是开关S1被断开的时刻DT的斜率补偿电流，且IRI是电感 器电流IL的峰到峰波纹电流。降压转换器的最佳斜率补偿电流ISL为
ISL(t)＝1/2*(t/T)2*(T/L)*Vb＝(t2Vb)/2TL
其中t/T是时钟周期关于持续时间T的相对位置，L是电感器L的电感值， Vb是转换器的DC输入电压。可以用电池来提供该输入电压。
在切断开关S1(也称为控制开关)的时刻，斜率补偿电流ISL具有以 下值
ISL(DT)＝1/2*D2*(T/L)*Vb
其中D为占空度的稳态值，如果忽略损耗，该值等于Vo/Vb。对于降压转 换器，线圈电流ILA或输出电流IOA上的峰到峰波纹电流为
IRI＝DT*(Vb-Vo)/L
利用以上方程，控制电流ICO与平均输出电流ICO之差为
ICO-IOA＝ISL(DT)+IRI/2＝(T*Vo)/(2L)
因此，如果校正电流ICR具有该值(T*Vo)/(2L)，则控制电流ICO变得等于 平均电感器电流ILA，从而也等于平均输出电流IOA。必须注意，校正电 流ICR是正反馈电流。
描述从控制电流ICO到平均输出电流IOA的传递的电流增益Ai现在 具有单位大小。因此，环的-3dB带宽f3增加到
f3≈gHF/(2πC)
另外的优点是，-3dB带宽只取决于两个众所周知的量。
如果使用不同于降压转换器的转换器拓扑，或者当PI控制器CC具有 另一种行为时，或者当斜率补偿具有不同形状或根本不存在斜率补偿时， 也可获得反应速度的类似提高。
图9示出了其中改进控制信号被限于大于0的最小值的一种电流模式 控制DC/DC转换器的实施例的电流图。图9基于图5，第一处不同是，在 电流源112的输出添加了传导校正电流ICR的电流源70，也如图6所示。 校正电流ICR与控制电流ICO之和是改进控制电流IMC。第二处不同是 在节点N2添加了电流源71，以传导校正电流ICR的复制电流ICRC。复 制校正电流ICRC与复制控制电流ICOC之和是改进的复制电流IMCC。
只要改进复制电流IMCC比大于0的最小电流IMIN大，筘位电路82 就传导电流。放大电路83不起作用，从而不影响积分器11中的积分节点。 当改进复制电流IMCC变得小于由电流源80’所提供的最小电流IMIN时， 箝位电路82停止导电，且放大器83开始提供电流IA给积分器11的电容 器C1。因此，这样控制复制控制电流ICOC，以致将改进复制电流IMCC 限于最小电流IMIN的电平。
为确定最小电流IMIN的适当值，首先考虑没有校正电路7的图6电 路的操作，如相对于图7所说明的。在该先有技术电路中，在通过控制开 关S1的电流变得等于或大于差控制电流ICO-ISL的时刻DT，置位复位触 发器4的复位输入R变为有效(高)，该差控制电流ICO-ISL等于控制电 流ICO减去斜率补偿电流ISL，见图7。结果，控制开关S1变为非导电的， 且斜率补偿电流源20被切断。为了确保使复位输入R变为无效(低)，要 求差控制电流ICO-ISL至少大于正的感测电流ISE。
现在，假定在图6的拓扑中还存在提供校正电流ICR的校正电流源 70。控制电流ICO与改进控制电流IMC之差等于校正电流ICR。再一次， 为确保使复位输入R变为无效，改进控制电流IMC应该为正。因此，应 该选择最小电流IMIN大于0。
满足改进复制电流IMCC不能变得小于最小电流IMIN这一要求的结 果是，平均电感器电流ILA可以变为负的。转换器能够将平滑电容器C 中存储的能量转回为电源电压Vb。转换器现在或多或少地操作为从输出 电容器C到电池的升压转换器，该电池提供电源电压Vb。应该注意，开 关S1中的电流现在可以变为负的，从而该开关S1应该具有双向电流能力。 同样，开关S2应该具有双向电流能力，从而应该是同步开关、而不是二 极管。
图10示出了在集成电路中实施的控制器和校正电路的实施例的电路 图。在集成电路中实现PI控制器的一种有吸引力方式是，使用全微分电 路，以便最大限度地从共模抑制得到好处，来抑制常常存在的寄生信号， 尤其是在开关模式电源中。没有示出将节点的共模电压设为适当值的所需 共模控制环。
互导放大器TCA3在非反相输入接收参考电压Vr，在反相输入接收输 出电压Vo，并提供输出电流给节点N3和N4。互导放大器TCA3具有由 互导gHF确定的传递，该互导gHF代表PI控制器1或CC的高频比例部 分。PI控制器的低频积分部分由互导放大器TCA1和TCA2及电容器C1 产生。这样，这些放大器TCA1、TCA2和电容器C1形成了积分器11。 具有互导gLF1的互导放大器TCA1在非反相输入接收参考电压Vr，在反 相输入接收输出电压Vo，且提供输出电流给电容器C1。具有互导gLF2 的互导放大器TCA2接收位于非反相输入和反相输入之间的电容器C1的 电压，并将其输出电流提供给节点N3和N4。就至今所讨论的部件来看， 获得了先有技术PI控制器的有吸引力IC实施。节点N3和N4的电流之和 形成了由IMC所表示的输出电流。这些电流IMC形成了图1的控制电流 ICO。
通过添加具有互导gCOR的互导放大器TCA4，可以将控制信号ICO 变为与图6所示的改进控制电流IMC对应的改进控制电流IMC。互导放 大器TCA4具有接收输出电压Vo的非反相输入，以及连接到参考电压的 反相输入，该参考电压为地。互导放大器TCA4提供校正电流ICR给节点 N3和N4。
限制控制信号ICO最大值的限制电路8包括：将最大电流IMAX从 节点N5提供给节点N6的电流源80，具有互导gHF的互导放大器TCA5， 具有互导gLF2的互导放大器TCA6，以及FET F1和F2。实际上，F2是 放大器83的一部分。互导放大器TCA5在非反相输入接收参考电压Vr， 在反相输入接收输出电压Vo，且提供输出电流给节点N5和N6。互导放 大器TCA6接收位于非反相输入和反相输入之间的电容器C1的电压，并 也将其输出电流提供给节点N5和N6。因而，互导放大器TCA5提供图3 的复制控制电流ICOC的比例部分，且互导放大器TCA6提供复制控制电 流ICOC的积分部分。FET F1具有位于节点N5和N6之间的主电流通路、 以及连接到节点N5的控制电极，该FET F1形成了图3的箝位电路82。 FET F2具有与电容器C1并联的主电流通路、以及连接到节点N6的控制 电极，该FET F2形成了图3的放大器83。
限制图6和图9的改进电流IMC最小值的限制电路包括：将最小电 流IMIN从节点N8提供给节点N7的电流源80’，具有互导gCOR的互导 放大器TCA7，具有互导gHF的互导放大器TCA8，具有互导gLF2的互 导放大器TCA9，以及FET F3和F4。互导放大器TCA9接收位于非反相 输入和反相输入之间的电容器C1的电压，并将其输出电流提供给节点N7 和N8。因而，互导放大器TCA8将图9的复制控制电流ICOC的比例部 分提供给节点N7和N8，且互导放大器TCA9提供复制控制电流ICOC的 积分部分。互导放大器TCA7具有接收输出电压Vo的非反相输入，以及 连接到参考电压的反相输入，该参考电压为地，并且互导放大器TCA7提 供校正电流ICRC给节点N7和N8。FET F3具有位于节点N7和N8之间 的主电流通路、以及连接到节点N7的控制电极，该FET F3形成了图9 的箝位电路82。FET F4具有与电容器C1并联的主电流通路、以及连接到 节点N8的控制电极，该FET F4形成了图9的放大器83。
图11示出了根据本发明的电流模式控制DC/DC转换器的另一实施例 的框图。图11示出了图1所示先有技术转换器的修改。现在，校正电路7 被插入控制器11和比较器3之间，而斜率补偿电路2已省去。校正电路7 接收控制信号ICO，并提供改进的控制信号MCO给比较器3。
添加了限制电路8，来限制控制信号ICO的最大值或最小值。因为控 制信号ICO现在代表平均输出电流IOA，所以限制电路8限制转换器的平 均输出电流IOA。
图12示出了根据本发明的电流模式控制DC/DC转换器的又一实施例 的框图。图12示出了图1所示先有技术转换器的修改。现在，校正电路7 被插入电流模式控制器11和斜率补偿电路2之间。再一次添加了限制电 路8，来限制控制信号ICO的最大值或最小值。校正电路7接收控制信号 ICO，且提供改进的控制信号MCO给斜率补偿电路2。斜率补偿电路2 提供改进的控制信号SCO’给比较器3。
添加了限制电路8，来限制控制信号ICO的最大值或最小值。因为控 制信号ICO现在代表平均输出电流IOA，所以限制电路8限制转换器的平 均输出电流IOA。
应该注意，上述实施例是说明而非限制本发明，并且本领域技术人员 将能够在不脱离所附权利要求的范围的情况下，设计出许多替换实施例。
例如，电流方向全都可以反向。技术人员容易理解，如果用NMOST FET来代替PMOST FET，以及用相反方式，则如何修改所示的实施例。
在权利要求中，位于括号中的任何附图标记都不应该被认为是限制权 利要求。动词“包括”及其动词变化的使用，并不排除除权利要求中所声 明的那些元件或步骤以外的元件或步骤的存在。元件之前的冠词“一”或 “一个”不排除多个这种元件的存在。可以借助于包括几个不同元件的硬 件，以及借助于适当编程的计算机，来实施本发明。在列举几个装置的设 备权利要求中，可以用同一项硬件来具体实施这些装置中的几个。在相互 不同的相关权利要求中列举某些措施的事实，并不指示这些措施的组合不 能用于提供优点。