显示装置、数字模拟变换电路和数字模拟变换方法
阅读：902发布：2022-10-15
专利汇可以提供显示装置、数字模拟变换电路和数字模拟变换方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 的 信号 线驱动 电路 具有:闩 锁 数字象素数据的锁存器、把锁存器的闩锁输出变换或模拟图象信号的D/A变换器、放大由D/A变换器变换后的模拟图象信号的AMP(17)和选择作为由AMP(17)放大后的模拟图象信号先供给的信号线的信号线选择电路(18);AMP17具有: 串联 在连接的奇数个的 反相器 (IV1～IV3)、分别串联连接在反相器的级间与初级反相器的输入端与最末级反相器的输出 端子 之间的电容元件(C4、C5)把电源 电压 供给初级反相器(IV1)的第一电源供给线(XAVDD1)和把 电源电压 供给初级以外的反相器的第二电源供给线XAVDD2。通过把初级反相器的电源供给线分开,可以提高AMP17的 精度 。，下面是显示装置、数字模拟变换电路和数字模拟变换方法专利的具体信息内容。
1、一种显示装置，具有：
纵横配列在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱线扫描电路；
形成在上述绝缘基板上的并驱动上述信号线的信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路具有：放大模拟图像的放大器；
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的选择电 路；
上述放大器具有：
串联的奇数个的反相器；
分别连接在上述反向器的级间第一级的上述反相器的输入端子与最末级的 上述反相器的输出端子之间的第一电容组件；
把电源电压供给第一级的上述反相器的第一电源供给线、把电源供给第一 级以外的上述反相器的第二电源供给线。
2、如权利要求1所述的显示装置，其特征在于：具有分别单独插入在上述 第一和第二电源供给线中心阻抗组件。
3、一种显示装置，具有纵横配列在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线扫描驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动信号线的信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路具有：
选择由上述放大器放大的模拟图像信号供给目的地即信号线选择电路；
上述信号线选择电路具有在每个信号上分别具有并联连接的多个模拟开 关；
对应同一信号线的上述多个模拟开关被导通·截止在同一方向上。
4、如权利要求3所述的显示装置，其特征在于：在上述每个信号线上分别 具有插入在上述信号线与对应的上述多个模拟开关之间的阻抗组件。
5、一种显示装置，具有：纵横配列在上述绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的交点附近的显示组件；
形成在上述绝缘基板上的模拟开关；
至少分别串联连接在一部分的上述模拟开关上并被向与对应的模拟开关相 反方向导通·截止控制的穿通补偿用模拟开并；
上述穿通补偿用模拟开关具有并列的PMOS晶体管和NMOS晶体管，两个 晶体管的确源极极蔽之间短接。
6、一种显示装置，具有：
配置在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上的并驱动上述信号线的驱动信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号选择 电路；
上述放大器具有：
电源线和接地线；
串联连接的三个反相器；
设置在上述反相器与上述电源线之间的电阻组件；
设置在上述反相器与上述接地线之间的电阻组件；
连接在第一级的反相器的输入端子与最末级上述反相器的输出端之间的第 一电容组件。
设置在上述第一级反相器上并能转换是短接还是不短接第一级反相器的输 入输出端子间的转换电路。
插入在第二上述反相器的输入输出端子间的相位补偿阻抗组件。
7、如权利要求6所述的显示装置，其特征在于：
上述放大器具有：
分别连接在串联连接的三个反相器的级间的电容组件；
分别设置3个反相器的每个上并能转换是短接还是不短接对应的反相器的 输入输出端子间的转换电路。
8、如权利要求6所述的显示装置，其特征在于：
上述相位补偿阻抗组件的电阻值与电容值的积大致是信号线负载电容与信 号线负载电阻积的值。
9、如权利要求6所述的显示装置，其特征在于：
第二级反相器的(栅极宽/栅极长)比第三级的反相器的大。
10、一种显示装置，装备具有：纵横配列的信号线和扫描线、形成在上述 信号线与扫描线的各交点附近的显示组件、形成在上述绝缘板上并驱动上述信 号线的信号线驱动电路的绝缘基板和在上述绝缘基板上对置配置并成公共电极 的对置基板；
上述信号线驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地信号的信号线选择电 路；
上述放大器具有串联连接的奇数个反相器，使各反相器的增益显示组件的 电压辉度特性曲线的斜率变成最大的电压附近达到最大。
11、如权利要求10所述的显示装置，其特征在于：
上述放大器通过从属连接奇数个反相器构成，上述的每个反相器是具有串 联在第一和第二电源电压之间的PMOS晶体管和NMOS晶体管的互补型反相器。
12、一种显示装置具有：
纵横配列在绝缘板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线与扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号线的信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路，具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由上述放大器的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号线选择电 路；
上述放大器，具有：
串联连接(2n+1)级(n为大于1的整数)的反相器。
分别连接在上述(2n+1)级的反相器的级间和初级的上述反相器的输入端 子的最末级的上述反相器的输出端子之间的电容组件；
构成从第一级到2n级的上述晶体管的尺寸是比构成最末级的上述反相器的 晶体管的尺寸大，并且构成初级的上述反相器的各晶体管的尺寸比构成第二级 的上述各反相器的晶体管尺寸小。
13、如权利要求12所述的显示装置，其特征在于：
上述晶体管尺寸是该晶体管的栅极的宽度相对栅极的长的比。
14、一种显示装置具有：
纵横配列在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线与扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号线的信号线驱动电路；
上述信号驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号选择 电路；
上述放大器具有：
电源线和接地线；
分别连接在串联连接的(2n+1)级(n为大于1的整数)的反相器与上述( 2n+1)级的反向器的级间和初级的上述反相器的输入端子和最末级的上述反相 器的输出端子之间的电容组件。
电源线和分别连接在上述奇数个的反相器上了阻抗组件；
分别连接在从第二级到第n级的上述反相器上的上述电阻抗组件的阻抗值 比连接在最末级的上述反相器上的上述阻抗组件的阻抗值小，并且连接在初级 的上述反相器上的上述阻抗组件的阻抗值大。
15、一种显示装置，具有：
纵横配列在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号与扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号线的驱动电路。
上述信号驱动电路具有：
锁定数字图像数据的锁定电路；
把上述锁定电路输出变换成模拟信号的D/A变换器；
放大由上述D/A变换器变换的模拟图像信号的放大器；
选择用上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号选择 电路；
上述放大器具有：
串联连接的第(2n+1)级(n为大于1的整数)的反相器；
分别配置上述(2n+1)级的反向器的级间和初级的上述反相器的输入端子 和最末级的上述反相器的输出端子之间的电容组件；
上述(2n+1)级反相器分别具有第一和第二电源端子；
在上述第一和第二电源端子中至少一方上的上述(2n+1)级反相器各个中 的每个上供给不同的基准电压，在从第二级到第2n级的上述反相器的各个上述 第一和第二电源端子中的至少一方上供给的基准电压比供给最末级的上述反相 器的上述第一和第二电源端子中至少一方基准电压大，并且供给初级的上述反 相器的上述第一和第二电源端子中至少一方的基准电压比供给上述反相器的上 述第一和第二电源端子中至少一方的基准电压小。
16、一种显示装置，具有：
纵横配列在上述绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述扫描线与扫描线的各点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号的信号线驱动电路；
其中，上述信号线驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线并只进行写入的 信号选择电路；
上述放大器具有
分别由一个以上的反相器构成并互相并联连接的第一放大器；
由串联连接的多个反相器构成的第二放大器，
顺序选择上述多个第一放大部中任何一个，把选择的第一放大器的输出供 给上述第二放大部的初级的反相器，并且把上述第二放大部的输出返回上述选 择的第一放大部的初级的反向器而形成闭环的选择部；
在上述闭环内的各反相器的级间分别连接的多个电容组件；
上述放大器在上述信号选择电路进行信号写入的期间放大接着相对进行写 入信号的模拟图像信号。
17、如权利要求16所述的显示装置，其特征在于：
上述多个第一放大部具有并联连接的第一和第二反相器；
上述选择部具有：
转换是否隔开上述电容组件连接上述第一反相器的输出端子和上述第二放 大部的输入端子转换的第一转换部；
转换是否隔开上述电容组件连接上述第一反相器的输入端子和上述第二放 大部的输出端子的第三转换部；
转换是否隔开上述电容组件连接上述第一反相器的输出端子和上述第二放 大部的输入端子第三转换部；
转换是否隔开上述电容组件连接上述第二反相器的输入端子和上述第二放 大部的输出端子的第四转换部。
上述放大器在上述信号线选择电路进行信号写入过程中交错进行包含上述 第一反相器的闭环的形成和包含上述第二反相器的闭环的形成。
18.如权利要求16所述的显示装置，其特征在于：
在使上述第二或第四转换部接通并使第一和第二反相器的一方的输出供给 上述第二放大部后，立即使上述第一和第二反相器的一方输出供给上述第二放 大部后立即使上述第一或第三转换部导通并接着应写入的模拟图像信号供给上 述第一和二反相器的另一方。
19.一种显示装置，具有：
纵横配列在给缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号的信号线驱动电路；
要根据从外部供给的第一电源电压生成具有上述第一电源电压的大致整数 倍的电压电平的第二电源电压的电源电压生成电路；
上述信号驱动电路具有：
选择由上述放大器放大的模拟图像信号供给的目的地即信号信并运行信号 线写入的信号线选择电路上述放大器被上述第二电源电压驱动。
20.一种显示装置，具有：
上述信号线驱动电路内的数字电路部件被上述第二电源电压驱动。
21.一种显示装置，具有：
上述放大器具有：
分别接在串联连接的三个反向器级之间的电容组件；
设置在上述三个反相器的每个上并能转换是否短接对应的反相器的输入输 出端子间的转换电路；
分别连接在上述第二电源与上述奇数个的反相器的第一电源端子之间的第 一阻抗组件；
连接在且接地电位线与上述各个奇数个的反相器的第二电源端子之间并比 上述各个第1阻抗组件阻抗小的第二阻抗组件。
22.一种根据第一基准电压和比该第一基准电压电平低的第一基准电压输 出与n(n为2以上的整数)比特的数字信号的电压的数字模拟变换电路具有：
能存储与上述数字信号的最高位以外的各比较值的电荷的第一电容组件；
能在与上述第一电容组件之间再分配存储电荷的第二电容组件；
能存储与上述数字信号的最高位比较的值的电荷的第三电容组件；
电荷控制电路，在把与上述数字信号的最高位以外的各比较值的电荷顺次 存储在上述第一电容组件中后，使在与上述第二电容组件之间进行存储电荷的 再分配的处理按上述数字信号的最高位比特值的电荷存储重进行，并把与上述 数字信号的最高位比特值的电荷存在上述第三电容组件中，然后在上述第二电 容组件与上述第三电容组件之间进行存储电荷的再分配。
23.如权利要求22所示的数字模拟变换电路，具有：
转换在上述第一电容组件与上述第二电容组件之间是否进行存储电荷的再 分配的第二转换电路；
上述电荷控制电路按上述数字信号的最高位比特以外的各比特的第一个与 各比特值对应的电荷存储在上述第一电容组件中后，使上述第一转换电路导通， 在上述第一电容组件与上述第二电容组件之间进行存储电荷再分配，并且使上 述第二转换电路导通，把与上述数字信号的最高位比特值对应的电荷存储在上 述第三电容组件中，然后使上述第三转换电路导通，在上述第二电容组件与上 述第三电容组件之间进行存储电荷的再分配。
24.如权利要求23的数字模拟变换电路，其特征在于，具有：
转换是否把相应于上述第二基准电压的电荷存储在上述第二电容组件中的 转换电路；
上述电荷控制电路在把相应上述数字信号的最低位比特的电荷存储上述第 一电容组件上时，使上述第四转换电路导通把相应于基准电压的电荷存储在上 述第二电容组件中。
25.如权利要求23的数字模拟变换电路，其特征在于，具有：
为了使上述负载电容的电压与对应第一期间中的上述第三电容组件的电压 相等而放大供给在第二期间供给负载电容的电压的放大器和转换是否使上述放 大器的输出端短接的第五转换电路；
上述电荷控制电路按上述数字信号的最高位比特以外的各比特把对应上述 各比特把对应的电荷存储在上述第一电容组件上以后，使上述第一转换电路导 通，在上述第一电容组件上述第二电容组件之间进行存储电荷的再分配。其后 使上述第二转换电路导通，把对应上述数字信号的最高位的比特值的电荷存储 在上述第三电容组件中，其后使上述第三转换电路导通，在上述第二电容组件 与上述第三转换电路的导通期中通过使上述第五转换电路导通，使上述放大器 的输入输出端子短接。
26.如权利要求23所述的数字模拟变换电路，其特征在于：转换是否把上 述放大器的输出供给负载的第三转换电路；
连接在上述第六转换电路与上述负载的连接点和上述第二转换电路与第三 电容组件的连接点之间上的第七转换电路；
上述电荷控制电路在除去上述第二转换电路的导通期间中与上述第三转换 电路的导通期间中，使上述第六和第七转换电路导通，把上述第二转换电路与 上述第三电容组件的接点的电压供给上述负载。
27.一种显示装置，具有：
配设在信号线和扫描线的交点附近的多个开号组件；
驱动信号线的信号驱动电路；
驱动扫描线的扫描线驱动电路；
上述信号驱动电路具有把表示象素信息的数字信号变成为模拟信号的权 利要求1中所述的数字模拟变换电路；
上述数字模拟变换电路的输出供给对应的信号线。
28.如权利要求27所述的显示装置，其特征在于：
具有在表示供给上述信号线驱动电路的图像信息的数字信号中根据高位比 例的比特列选择两种基准电压的的基准电压选择手段；
上述第一和第三电容组件存在相应于由上述基准电压选择手段选择的两种 基准电压的电荷。
29.一种既是输出第一电压与第二电压之间的电压又是输出对应n(n是大 于2的整数)比特的数字信号的电压的数字模拟变换方法，其特征在于，包括：
把对应上述数字信号的最高位比特以外的各比特值的电荷顺次存在第一电 容组件上，使在与第二电容组件之间进行存储电荷的再分配的处理按上述数字 信号的最高位以外的各比特重复进行，并且把相应上述数字信号的最高位比特 值的电荷存储在第三电容组件中，其后在上述第二电容组件与上述第三电容组 件之间进行存储电荷的再分配。
技术领域
本发明涉及把数字或象素资料变换或模拟图像信号的D/A变换器放大D/A 变换器的输出的放大器和信号选择电路与象素数组一体形成在绝缘基板上的数 字模拟变换电路和数字模拟变换方法。
背景技术
在玻璃基板上形象象素数组部和驱动电路的液晶装置的开发正在蓬勃展 开。由于象素数组部和驱动电路形成在同一玻璃基板上，而可使液晶显示装置 整体轻薄短小化，从而可以作为便携式电话和笔记本计算机等便携式器械的显 示装置广泛使用。
这种驱动电路的一体式液晶显示装置通过在玻璃基板上用多晶硅等形成 TFT，利用这种TFT(薄膜晶体管形成象素数组部和驱动电路两者。
然而，在玻璃基板上形成的TFT由于动速度不能太快，所以为构成驱动电 路必需各种各样的电路技巧。另外，在玻璃基板上形成特性一样的TFT在当前存 在技术上的困难，由于TFT的特性不同存在引起显示不稳等显示性能低的问题。
另外，当在同一玻璃基板上形成象素数组部和驱动电路时，因象素数组部 上的面积相对玻璃基本的面的相对比例小，而存在突出部分变大的问题。
图47是在基板利用多晶硅TFT构成的现有技术的DAC(数字模拟变换器) 的电路图，是在特开平10-340072号公报中公开的构成。图7的DAC响应数字信 号的各个比特值导通开关SW21、SW22中的一个。节点A或为基准电压Vrcf或接 地电压，最初开关SW23处在导通状态，有电容组件C21中存储的电荷被电容组 件C2再分配。以上的处理对数字信号的各比特重复进行。
当该处理结束时，开关SW24、SW25变成截止开关S26、SW27变成导通。 因此节点13的电压被输送给放大器的输出端，存储在负反馈回路内的电容组件 C23的偏移电压同时被抵消。
通过以上的处理，使D/A变换后的电压从放大器输出。在D/A变换处理后， 开关SW28变成普通进行信号写入。
图47的DAC因为按数字信号的各比特进行电荷的存储和再分配，而在D/A 变换时花费时间，使信号的写入时间变短。因此存在信号电压不能上升到所希 望的电压或不能下降的问题，引起灰度不稳定而使显示性能变差。
另外，因为图47的DAC和其后级的放大器按每个信号线提供，显示既使消 耗的电功率增加，又使电路的占有面积变化，使凸出缘尺寸不能减少。
这种驱动电路的一体式液晶显示装置通过在玻璃基板上用多晶硅等形成 TFT，利用这种TFT(薄膜晶体管形成象素数组部和驱动电路两者。
然而，在玻璃基板上形成的TFT由于动速度不能太快，所以为构成驱动电 路必需各种各样的电路技巧。另外，在玻璃基板上形成特性一样的TFT在当前存 在技术上的困难，由于TFT的特性不同存在引起显示不稳等显示性能低的问题。
另外，当在同一玻璃基板上形成象素数组部和驱动电路时，因象素数组部 上的面积相对玻璃基本的面的相对比例小，而存在突出部分变大的问题。
图47是在基板利用多晶硅TFT构成的现有技术的DAC(数字模拟变换器) 的电路图，是在特开平10-340072号公报中公开的构成。图7的DAC响应数字信 号的各个比特值导通开关SW21、SW22中的一个。节点A或为基准电压Vrcf或接 地电压，最初开关SW23处在导通状态，有电容组件C21中存储的电荷被电容组 件C2再分配。以上的处理对数字信号的各比特重复进行。
当该处理结束时，开关SW24、SW25变成截止开关S26、SW27变成导通。 因此节点13的电压被输送给放大器的输出端，存储在负反馈回路内的电容组件 C23的偏移电压同时被抵消。
通过以上的处理，使D/A变换后的电压从放大器输出。在D/A变换处理后， 开关SW28变成普通进行信号写入。
图47的DAC因为按数字信号的各比特进行电荷的存储和再分配，而在D/A 变换时花费时间，使信号的写入时间变短。因此存在信号电压不能上升到所希 望的电压或不能下降的问题，引起灰度不稳定而使显示性能变差。
另外，因为图47的DAC和其后级的放大器按每个信号线提供，显示既使消 耗的电功率增加，又使电路的占有面积变化，使凸出缘尺寸不能减少。
发明内容
本发明的目的在于提供一种能提高显示品质的装置。
另外，本发明的其之目的在于提供凸出缘尺寸小的显示装置。
另外，本发明的又一目的在于：提供能使数字元模拟变换所需要的时间缩 短的数字模拟变换电路，显示装置和数字模拟变换方法。
另外，本发明的另一目的在于：提供一种数字模拟变换电路，显示装置和 数字模拟变换方法，所述的数字模拟变换电路、显示装置和数字模拟变换方法 为了使进行数字模拟变换处理的期间与输出进行数字模拟变换的结果的期间局 部重复而使输出进行数字模拟变换的结果的期间变长。
为了达到上述目的与本发明有关的显示装置具有：纵横配列在绝缘基板上 的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱线扫描电路；
形成在上述绝缘基板上的并驱动上述信号线的信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路具有：放大模拟图像的放大器；
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的选择电 路；
上述放大器具有：
串联的奇数个的反相器；
分别连接在上述反向器的级间第一级的上述反相器的输入端子与最末级的 上述反相器的输出端子之间的第一电容组件；
把电源电压供给第一级的上述反相器的第一电源供给线、把电源供给第一 级以外的上述反相器的第二电源供给线。
一种显示装置，具有纵横配列在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线扫描驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动信号线的信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路具有：
选择由上述放大器放大的模拟图像信号供给目的地即信号线选择电路；
上述信号线选择电路具有在每个信号上分别具有并联连接的多个模拟开 关；
对应同一信号线的上述多个模拟开关被导通·截止在同一方向上。
一种显示装置，具有：纵横配列在上述绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的交点附近的显示组件；
形成在上述绝缘基板上的模拟开关；
至少分别串联连接在一部分的上述模拟开关上并被向与对应的模拟开关相 反方向导通·截止控制的穿通补偿用模拟开并；
上述穿通补偿用模拟开关具有并列的PMOS晶体管和NMOS晶体管，两个 晶体管的确源极漏极之间短接。
一种显示装置，具有：
配置在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上的并驱动上述信号线的驱动信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号选择 电路；
上述放大器具有：
电源线和接地线；
串联连接的三个反相器；
设置在上述反相器与上述电源线之间的电阻组件；
设置在上述反相器与上述接地线之间的电阻组件；
连接在第一级的反相器的输入端子与最末级上述反相器的输出端之间的第 一电容组件。
设置在上述第一级反相器上并能转换是短接还是不短接第一级反相器的输 入输出端子间的转换电路。
插入在第二上述反相器的输入输出端子间的相位补偿阻抗组件。
一种显示装置，装备具有：纵横配列的信号线和扫描线、形成在上述信号 线与扫描线的各交点附近的显示组件、形成在上述绝缘板上并驱动上述信号线 的信号线驱动电路的绝缘基板和在上述绝缘基板上对置配置并成公共电极的对 置基板；
上述信号线驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地信号的信号线选择电 路；
上述放大器具有串联连接的奇数个反相器，使各反相器的增益显示组件的 电压辉度特性曲线的斜率变成最大的电压附近达到最大。
一种显示装置具有：
纵横配列在绝缘板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线与扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号线的信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路，具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由上述放大器的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号线选择电 路；
上述放大器，具有：
串联连接(2n+1)级(n为大于1的整数)的反相器。
分别连接在上述(2n+1)级的反相器的级间和初级的上述反相器的输入端 子的最末级的上述反相器的输出端子之间的电容组件；
构成从第一级到2n级的上述晶体管的尺寸是比构成最末级的上述反相器的 晶体管的尺寸大，并且构成初级的上述反相器的各晶体管的尺寸比构成第二级 的上述各反相器的晶体管尺寸小。
一种显示装置具有：
纵横配列在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线与扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号线的信号线驱动电路；
上述信号驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号选择 电路；
上述放大器具有：
电源线和接地线；
分别连接在串联连接的(2n+1)级(n为大于1的整数)的反相器与上述(2n+1) 级的反向器的级间和初级的上述反相器的输入端子和最末级的上述反相器的输 出端子之间的电容组件。
电源线和分别连接在上述奇数个的反相器上了阻抗组件；
分别连接在从第二级到第n级的上述反相器上的上述电阻抗组件的阻抗值 比连接在最末级的上述反相器上的上述阻抗组件的阻抗值小，并且连接在初级 的上述反相器上的上述阻抗组件的阻抗值大。
一种显示装置，具有：
纵横配列在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号与扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号线的驱动电路。
上述信号驱动电路具有：
锁定数字图像数据的锁定电路；
把上述锁定电路输出变换成模拟信号的D/A变换器；
放大由上述D/A变换器变换的模拟图像信号的放大器；
选择用上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号选择 电路；
上述放大器具有：
串联连接的第(2n+1)级(n为大于1的整数)的反相器；
分别配置上述(2n+1)级的反向器的级间和初级的上述反相器的输入端子 和最末级的上述反相器的输出端子之间的电容组件；
上述(2n+1)级反相器分别具有第一和第二电源端子；
在上述第一和第二电源端子中至少一方上的上述(2n+1)级反相器各个中 的每个上供给不同的基准电压，在从第二级到第2n级的上述反相器的各个上述 第一和第二电源端子中的至少一方上供给的基准电压比供给最末级的上述反相 器的上述第一和第二电源端子中至少一方基准电压大，并且供给初级的上述反 相器的上述第一和第二电源端子中至少一方的基准电压比供给上述反相器的上 述第一和第二电源端子中至少一方的基准电压小。
一种显示装置，具有：
纵横配列在上述绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述扫描线与扫描线的各点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号的信号线驱动电路；
其中，上述信号线驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线并只进行写入的 信号选择电路；
上述放大器具有
分别由一个以上的反相器构成并互相并联连接的第一放大器；
由串联连接的多个反相器构成的第二放大器，
顺序选择上述多个第一放大部中任何一个，把选择的第一放大器的输出供 给上述第二放大部的初级的反相器，并且把上述第二放大部的输出返回上述选 择的第一放大部的初级的反向器而形成闭环的选择部；
在上述闭环内的各反相器的级间分别连接的多个电容组件；
上述放大器在上述信号选择电路进行信号写入的期间放大接着相对进行写 入信号的模拟图像信号。
一种显示装置，具有：
纵横配列在给缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号的信号线驱动电路；
要根据从外部供给的第一电源电压生成具有上述第一电源电压的大致整数 倍的电压电平的第二电源电压的电源电压生成电路；
上述信号驱动电路具有：
选择由上述放大器放大的模拟图像信号供给的目的地即信号信并运行信号 线写入的信号线选择电路上述放大器被上述第二电源电压驱动。
一种根据第一基准电压和比该第一基准电压电平低的第一基准电压输出与 n(n为2以上的整数)比特的数字信号的电压的数字模拟变换电路具有：
能存储与上述数字信号的最高位以外的各比较值的电荷的第一电容组件；
能在与上述第一电容组件之间再分配存储电荷的第二电容组件；
能存储与上述数字信号的最高位比较的值的电荷的第三电容组件；
电荷控制电路，在把与上述数字信号的最高位以外的各比较值的电荷顺次 存储在上述第一电容组件中后，使在与上述第二电容组件之间进行存储电荷的 再分配的处理按上述数字信号的最高位比特值的电荷存储重进行，并把与上述 数字信号的最高位比特值的电荷存在上述第三电容组件中，然后在上述第二电 容组件与上述第三电容组件之间进行存储电荷的再分配。
一种显示装置，具有：
配设在信号线和扫描线的交点附近的多个开号组件；
驱动信号线的信号驱动电路；
驱动扫描线的扫描线驱动电路；
上述信号驱动电路具有把表示象素信息的数字信号变成为模拟信号的权 利要求1中所述的数字模拟变换电路；
上述数字模拟变换电路的输出供给对应的信号线。
附图说明
图1是表示液晶显示装置的第一实施方式构成的方框图。
图2是表示信号线驱动电路内部构成的方框图。
图3是表示信号驱动电路内的DAC、AMD17和信号选择电路18的详细构成 的电路图。
图4是DAC的动作定时图。
图5是表示根据初级的反相器和第二级以后的反相器区分从外部供给的电 源的种类的例子图。
图6是表示信号线选择电路18的具体构成的电路图。
图7是表示信号线选择电路18的变形例的电路图。
图8是表示构成预充电控制电路构成的电路图。
图9是表示把穿透补偿用的模拟开关串联连接在开关上的例子的电路图。
图10是表示在放大器内设置相位补偿用的电容组件的例子的电路图。
图11是表示用图10的变型例子电路图。
图12是表示图10的另一变型例的电路图。
图13是表示图12的变型例子的电路。
图14是表示放大器17的电源配线图互重叠在公共电极上配置的例的图。
图15是表示使放大器17内的电容组件重叠在共享电极上配置的例子图。
图16是表示从玻璃基板2上的公共电位供给端的合成电阻的图。
图17是表示从辅助电容电位供给的合成电阻的图。
图18是A是表示放大器的增益特性的图，图18乃是用互补型反相器的放大 器的增益特性的图。
图19是表示把恢复路径上的动模拟开关配在初级的反相器的输入电容附近 例子的图。、
图20是信号线驱动电路的第十实施方式的电路图。
图21是表示本实施方式的液晶显示装置内的各部的电压电平的图。
图22是表示电源电压例子接地电压例的边缘电压的图。
图23是信号驱动电路的第十一实施方式的电路图。
图24是第十二实施方式的信号线驱动电路内的放大器电路图。
图25是第十三实施方式的信号线驱动电路内放大器与信号线选择电路和电 路图。
图26是表示相位与余裕度变化状态的图。
图27是第十四实施方式的驱动电路内的放大器的电路图。
图28是第十五方式的信号驱动电路内放大器的电路图。
图29A是第十六实施方式的信号线驱动电路骨的放大器的电路图，图29乃 是现有技术的放大器的电路图。
图30A是表示本实施方式的放大器17的动作定时图，图30乃是表示用于比 较的图25的放大器17的动作定时图。
图31是放大器17的周边电路图。
图32是图31的电路的动作定时图。
图33是表示包括在图2的电源IC中的升压电路一例的电路图。
图34是说明电源IC的功能的图。
图35是表示外部电源电压VDD，电源电压XAVDD，用分压电阻梯度形成 的基准电压最大值REFH，基准电压最小值REVL的电压电平关系的图。
图36是说明与放大器内和反相器电源线和接地线的电阻的说明图。
图37是说明放大器输出的约束时间的图。
图38是表示在初级的反相器栅极宽W1与三节一级的反相器栅极宽W2相等 并使第三反相器的栅极宽W2与第三反相器的宽W3的比W2/W3变化时，放大器 17的输出功约束时间是如何变化的图。
图39是图32放大器的布局图。
图40是第二十实施式是的低温多晶硅TFT数组基板的布局图。
图41是信号驱动电路的概略构成图。
图42是表示DAC16与AMP17的详细构成的电路图。
图43是DAC16的动作定时图。
图44是本实施方式的信号线驱动电路5的动作定时图。
图45是表示H公共反转驱动的一例的信号线驱动电路的电路图。
图46是连接在不具有差动放大器的放大器上的DAC电路图。
图47是用多晶硅TFT在玻璃基板上构成的现有技术中的DAC的电路。
另外，本发明的其之目的在于提供凸出缘尺寸小的显示装置。
另外，本发明的又一目的在于：提供能使数字元模拟变换所需要的时间缩 短的数字模拟变换电路，显示装置和数字模拟变换方法。
另外，本发明的另一目的在于：提供一种数字模拟变换电路，显示装置和 数字模拟变换方法，所述的数字模拟变换电路、显示装置和数字模拟变换方法 为了使进行数字模拟变换处理的期间与输出进行数字模拟变换的结果的期间局 部重复而使输出进行数字模拟变换的结果的期间变长。
为了达到上述目的与本发明有关的显示装置具有：纵横配列在绝缘基板上 的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱线扫描电路；
形成在上述绝缘基板上的并驱动上述信号线的信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路具有：放大模拟图像的放大器；
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的选择电 路；
上述放大器具有：
串联的奇数个的反相器；
分别连接在上述反向器的级间第一级的上述反相器的输入端子与最末级的 上述反相器的输出端子之间的第一电容组件；
把电源电压供给第一级的上述反相器的第一电源供给线、把电源供给第一 级以外的上述反相器的第二电源供给线。
一种显示装置，具有纵横配列在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线扫描驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动信号线的信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路具有：
选择由上述放大器放大的模拟图像信号供给目的地即信号线选择电路；
上述信号线选择电路具有在每个信号上分别具有并联连接的多个模拟开 关；
对应同一信号线的上述多个模拟开关被导通·截止在同一方向上。
一种显示装置，具有：纵横配列在上述绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的交点附近的显示组件；
形成在上述绝缘基板上的模拟开关；
至少分别串联连接在一部分的上述模拟开关上并被向与对应的模拟开关相 反方向导通·截止控制的穿通补偿用模拟开并；
上述穿通补偿用模拟开关具有并列的PMOS晶体管和NMOS晶体管，两个 晶体管的确源极漏极之间短接。
一种显示装置，具有：
配置在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上的并驱动上述信号线的驱动信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号选择 电路；
上述放大器具有：
电源线和接地线；
串联连接的三个反相器；
设置在上述反相器与上述电源线之间的电阻组件；
设置在上述反相器与上述接地线之间的电阻组件；
连接在第一级的反相器的输入端子与最末级上述反相器的输出端之间的第 一电容组件。
设置在上述第一级反相器上并能转换是短接还是不短接第一级反相器的输 入输出端子间的转换电路。
插入在第二上述反相器的输入输出端子间的相位补偿阻抗组件。
一种显示装置，装备具有：纵横配列的信号线和扫描线、形成在上述信号 线与扫描线的各交点附近的显示组件、形成在上述绝缘板上并驱动上述信号线 的信号线驱动电路的绝缘基板和在上述绝缘基板上对置配置并成公共电极的对 置基板；
上述信号线驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地信号的信号线选择电 路；
上述放大器具有串联连接的奇数个反相器，使各反相器的增益显示组件的 电压辉度特性曲线的斜率变成最大的电压附近达到最大。
一种显示装置具有：
纵横配列在绝缘板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线与扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号线的信号线驱动电路；
上述信号线驱动电路，具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由上述放大器的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号线选择电 路；
上述放大器，具有：
串联连接(2n+1)级(n为大于1的整数)的反相器。
分别连接在上述(2n+1)级的反相器的级间和初级的上述反相器的输入端 子的最末级的上述反相器的输出端子之间的电容组件；
构成从第一级到2n级的上述晶体管的尺寸是比构成最末级的上述反相器的 晶体管的尺寸大，并且构成初级的上述反相器的各晶体管的尺寸比构成第二级 的上述各反相器的晶体管尺寸小。
一种显示装置具有：
纵横配列在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线与扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号线的信号线驱动电路；
上述信号驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号选择 电路；
上述放大器具有：
电源线和接地线；
分别连接在串联连接的(2n+1)级(n为大于1的整数)的反相器与上述(2n+1) 级的反向器的级间和初级的上述反相器的输入端子和最末级的上述反相器的输 出端子之间的电容组件。
电源线和分别连接在上述奇数个的反相器上了阻抗组件；
分别连接在从第二级到第n级的上述反相器上的上述电阻抗组件的阻抗值 比连接在最末级的上述反相器上的上述阻抗组件的阻抗值小，并且连接在初级 的上述反相器上的上述阻抗组件的阻抗值大。
一种显示装置，具有：
纵横配列在绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号与扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号线的驱动电路。
上述信号驱动电路具有：
锁定数字图像数据的锁定电路；
把上述锁定电路输出变换成模拟信号的D/A变换器；
放大由上述D/A变换器变换的模拟图像信号的放大器；
选择用上述放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线的信号选择 电路；
上述放大器具有：
串联连接的第(2n+1)级(n为大于1的整数)的反相器；
分别配置上述(2n+1)级的反向器的级间和初级的上述反相器的输入端子 和最末级的上述反相器的输出端子之间的电容组件；
上述(2n+1)级反相器分别具有第一和第二电源端子；
在上述第一和第二电源端子中至少一方上的上述(2n+1)级反相器各个中 的每个上供给不同的基准电压，在从第二级到第2n级的上述反相器的各个上述 第一和第二电源端子中的至少一方上供给的基准电压比供给最末级的上述反相 器的上述第一和第二电源端子中至少一方基准电压大，并且供给初级的上述反 相器的上述第一和第二电源端子中至少一方的基准电压比供给上述反相器的上 述第一和第二电源端子中至少一方的基准电压小。
一种显示装置，具有：
纵横配列在上述绝缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述扫描线与扫描线的各点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号的信号线驱动电路；
其中，上述信号线驱动电路具有：
放大模拟图像信号的放大器；
选择由放大器放大的模拟图像信号的供给目的地即信号线并只进行写入的 信号选择电路；
上述放大器具有
分别由一个以上的反相器构成并互相并联连接的第一放大器；
由串联连接的多个反相器构成的第二放大器，
顺序选择上述多个第一放大部中任何一个，把选择的第一放大器的输出供 给上述第二放大部的初级的反相器，并且把上述第二放大部的输出返回上述选 择的第一放大部的初级的反向器而形成闭环的选择部；
在上述闭环内的各反相器的级间分别连接的多个电容组件；
上述放大器在上述信号选择电路进行信号写入的期间放大接着相对进行写 入信号的模拟图像信号。
一种显示装置，具有：
纵横配列在给缘基板上的信号线和扫描线；
形成在上述信号线和扫描线的各交点附近的显示组件；
驱动上述扫描线的扫描线驱动电路；
形成在上述绝缘基板上并驱动上述信号的信号线驱动电路；
要根据从外部供给的第一电源电压生成具有上述第一电源电压的大致整数 倍的电压电平的第二电源电压的电源电压生成电路；
上述信号驱动电路具有：
选择由上述放大器放大的模拟图像信号供给的目的地即信号信并运行信号 线写入的信号线选择电路上述放大器被上述第二电源电压驱动。
一种根据第一基准电压和比该第一基准电压电平低的第一基准电压输出与 n(n为2以上的整数)比特的数字信号的电压的数字模拟变换电路具有：
能存储与上述数字信号的最高位以外的各比较值的电荷的第一电容组件；
能在与上述第一电容组件之间再分配存储电荷的第二电容组件；
能存储与上述数字信号的最高位比较的值的电荷的第三电容组件；
电荷控制电路，在把与上述数字信号的最高位以外的各比较值的电荷顺次 存储在上述第一电容组件中后，使在与上述第二电容组件之间进行存储电荷的 再分配的处理按上述数字信号的最高位比特值的电荷存储重进行，并把与上述 数字信号的最高位比特值的电荷存在上述第三电容组件中，然后在上述第二电 容组件与上述第三电容组件之间进行存储电荷的再分配。
一种显示装置，具有：
配设在信号线和扫描线的交点附近的多个开号组件；
驱动信号线的信号驱动电路；
驱动扫描线的扫描线驱动电路；
上述信号驱动电路具有把表示象素信息的数字信号变成为模拟信号的权 利要求1中所述的数字模拟变换电路；
上述数字模拟变换电路的输出供给对应的信号线。
附图说明
图1是表示液晶显示装置的第一实施方式构成的方框图。
图2是表示信号线驱动电路内部构成的方框图。
图3是表示信号驱动电路内的DAC、AMD17和信号选择电路18的详细构成 的电路图。
图4是DAC的动作定时图。
图5是表示根据初级的反相器和第二级以后的反相器区分从外部供给的电 源的种类的例子图。
图6是表示信号线选择电路18的具体构成的电路图。
图7是表示信号线选择电路18的变形例的电路图。
图8是表示构成预充电控制电路构成的电路图。
图9是表示把穿透补偿用的模拟开关串联连接在开关上的例子的电路图。
图10是表示在放大器内设置相位补偿用的电容组件的例子的电路图。
图11是表示用图10的变型例子电路图。
图12是表示图10的另一变型例的电路图。
图13是表示图12的变型例子的电路。
图14是表示放大器17的电源配线图互重叠在公共电极上配置的例的图。
图15是表示使放大器17内的电容组件重叠在共享电极上配置的例子图。
图16是表示从玻璃基板2上的公共电位供给端的合成电阻的图。
图17是表示从辅助电容电位供给的合成电阻的图。
图18是A是表示放大器的增益特性的图，图18乃是用互补型反相器的放大 器的增益特性的图。
图19是表示把恢复路径上的动模拟开关配在初级的反相器的输入电容附近 例子的图。、
图20是信号线驱动电路的第十实施方式的电路图。
图21是表示本实施方式的液晶显示装置内的各部的电压电平的图。
图22是表示电源电压例子接地电压例的边缘电压的图。
图23是信号驱动电路的第十一实施方式的电路图。
图24是第十二实施方式的信号线驱动电路内的放大器电路图。
图25是第十三实施方式的信号线驱动电路内放大器与信号线选择电路和电 路图。
图26是表示相位与余裕度变化状态的图。
图27是第十四实施方式的驱动电路内的放大器的电路图。
图28是第十五方式的信号驱动电路内放大器的电路图。
图29A是第十六实施方式的信号线驱动电路骨的放大器的电路图，图29乃 是现有技术的放大器的电路图。
图30A是表示本实施方式的放大器17的动作定时图，图30乃是表示用于比 较的图25的放大器17的动作定时图。
图31是放大器17的周边电路图。
图32是图31的电路的动作定时图。
图33是表示包括在图2的电源IC中的升压电路一例的电路图。
图34是说明电源IC的功能的图。
图35是表示外部电源电压VDD，电源电压XAVDD，用分压电阻梯度形成 的基准电压最大值REFH，基准电压最小值REVL的电压电平关系的图。
图36是说明与放大器内和反相器电源线和接地线的电阻的说明图。
图37是说明放大器输出的约束时间的图。
图38是表示在初级的反相器栅极宽W1与三节一级的反相器栅极宽W2相等 并使第三反相器的栅极宽W2与第三反相器的宽W3的比W2/W3变化时，放大器 17的输出功约束时间是如何变化的图。
图39是图32放大器的布局图。
图40是第二十实施式是的低温多晶硅TFT数组基板的布局图。
图41是信号驱动电路的概略构成图。
图42是表示DAC16与AMP17的详细构成的电路图。
图43是DAC16的动作定时图。
图44是本实施方式的信号线驱动电路5的动作定时图。
图45是表示H公共反转驱动的一例的信号线驱动电路的电路图。
图46是连接在不具有差动放大器的放大器上的DAC电路图。
图47是用多晶硅TFT在玻璃基板上构成的现有技术中的DAC的电路。
具体实施方式
下面参照附图具体说明与本发明有关的数字模拟变换电路、显示装置和数 字模拟变换的方法。
图1是与本发明有关的显示装置的第一实施方式的概略构成的方框图，表示 液晶显示装置的方框构成。图1的液晶显示装置肯有象素数组部1和驱动电路 形成为体的玻璃基板2，该玻璃基板2配与图中未示出的对相基板对向配置的， 并中间夹着液晶层密封。
图1的玻璃基板2以不同的方法设置安装把数字图像信号和控制信号输出和 驱动电路的控制器IC3和供给电源电压的电源IC4的基体板。
这两个基板之间通过柔性的印刷电路基板等相接。
在图1的玻璃基板2上排列设置有信号线和扫描线并在信号线与扫扫线的各 交点附近的信号驱动电路5、驱动扫描线的扫描线驱动电路6。
信号线驱动电路5具有：生成使起始脉冲顺序移位元化移位元脉冲的移位元 脉冲寄存器、供给数字图像数据的数据总线12，与移位元脉冲同步顺序闩锁数 字图像数据的采样闩锁器13、汇总采样闩锁器13的闩锁输出后通过定时闩锁的 负载闩锁器14，根据数字图像数据的高位侧比特列选择基准电压的电压选择电 路15，根据选择的基准电压对数字图像数据的低位侧比特列进行D/A变换的DA/ 变换器(以下称DAC)16，放大D/A变换的模拟图像信号的放大器(以下称AMP)17， 重合控制是否把AMP17的输出供给某个信号线的信号线选择电路18和定时控制 电路19。
图2是表示信号线驱动电路5的内部构成的方框图。图2的数据分配电路21 与图18移位寄存器11和数据总线12对应。另外，在图2中汇总DAC16和AMP17 用一个方块表示。
分压电阻资料W根据被电源IC4供给的三种基准电压REF1，VM、REF2生成 9种基准电压V12V9，把生成的基准电压V1～V8供给电压选择电路15。电压选择电 路15根据数字图像数据的高位3比特基准电压V1～V9中选择两种电压Vr1～Vr2。
DAC16利用从电压选择电路15输出的基准电压Vr1、Vr2生成与资料象素资 料的低位3比特对应的电压。被DAC16生成的电压被AMP17放大后，供给信号 选择电路18。
信号线选择电路18在把来自AMP17的电压供给对应的信号线之前，进行信 号线的预充电电压。更肯体地说利用如图8所示那样构成电路进行预充电。
图3是表示信号线驱动电路5内的DAC16、AMP17和信号选择电路18的详细 构成的电路图。象图标那样，DAC16根据被电压选择电路15供给的基准电压Vr1、 Vr2进行D/A变换。
DAC16具有；电容组件C1～C3，进行电容组件C1～C3的电荷再分配的模拟开 关S1a～S1c，S2、S3a、S3b、S4，根据数字象素资料的低位3比特的逻辑直接控制导 通、截止的模拟开关S5、/S5、S6、/S6、S7、/S7。另外设置被DAC16和AMP17 共享的电容组件C6。该电容组件C6也可用在D/A变换动作的过程，也可经用在 AMP17的初级反相器的动作控制。
图4是DAC16的动作定时图。首先在时刻T1时，响应数字图像数据的低比 特导通、切断模拟开关S5～S7，并且导通模拟开关S1a～S1c因此把与资料图像数据 的低位对应的电荷存储在电容组件C1和C3中。
例如在模拟开关S6导通时，与电压Vr2对应的电荷存储元件C1中，在模拟开 关/S6导通时，与电压Vr1对应的电荷存储在C1中。另外，在模拟开关S7导通时， 与电压Vr2对应的电荷存储在电容组件C3中，在模拟开关/S7导通时，与电压Vr1 对应的电荷存储在电容组件C3中，另外通常与电压Vr对应的电荷存储在电容C2 中。
然后，当为时刻T2时，模拟开关S2导通，模拟开关S导通，在电容组件C1、 C2之间进行电荷再分配，然后，在时刻3时，模拟开关S3a，S3b导通，在电容组 件C2，C3之间进行电荷再分配，在电容组件6上存储与第3位对应电荷。在时刻 T￥时，模拟开关S4导通，再分配分别存储在电容组件C2和电容组件C6上的电 荷。完成根据低位3位的D/A变换，所希望的模拟电压Vout存储在电容组件6的左 端上。另外，在时刻T以后，与AMP17的信号线之间的模拟开关18全都导通， 模拟开关S9、S10和S11导通使IV1～IV3的输出短接。在电容C4～C6的右端存储 IV1～IV3的动作值电压。当时刻T5时，模拟开关S9～S11截止，开关S8和开关18 的每个模拟开关S9～S11导通，进行使信号电压等模拟电压Vout的写入动作。 AMP17通过使信号线电压反馈的开关S8，电容C6的左端电压动作以使变成等于 上述模拟电压Vout的方向电压写入相对信号线进行。
然后，在时刻T5以后，重复进行时刻T1～T4的相同的动作。
AMP17如图3所示具有串联连接的三个反相器IV1、IV2、IV3，插入在反相 器IV3级间的电容组件C4、C5，串联连接在最末级的反相器IV3与初级的反相器 IV1之间的模拟开关S8和电容组件C6、插入在各反相器IV1～IV3的模拟开关 S9～S11。
电源电压XAVDD和接地电压分别供给AMP17内的三级反相器IV1～IV3。在 本实施方式如图3所示，使初级化反相器IV1的电源供给线L与第二级以后化反相 器IV2、IV3的电源供给线L2分离。具体地说，通过电阻组件R1、R2分别把电源 电压XAVDD和接地电压XAVSS供给初级化相器V1，与此相对应，通过电阻R3、 R4分别把电源电压XAVDD和接地电压XAVSS供给批二级以后化反相器IV2、 IV3。
这样，只把初级反相器IV1供给线分开化的理由是因为初级么相器IV1对 AMP17的精度影响。
另外，只把初级肥相器IV1电源供给线分开化具体的电路构成不限于图3甩 示的电路构成。例如图5表示用初级化反相器IV1的第二级以后化的反相器IV2、IV3 外部分开供给的电源电压的种类的例子。图5中，电源电压XADD2通过电阻R1 供给初级反相器IV1，而接地电压XAVSS1通过电阻R2供给初级反相器IV1。
与AMP17的第二反相器IV2的输出端相连的电容组件C7是发明人作为试行 错误最终为使AMP的工作稳定的手段发现的重要的阻抗组件，下面详细描述， 电容组件7尽管没有明确设置，但随电路的布置而作为寄生电容非明示地形成电 容，也考虑可不设明示的相位补偿电容的情况，一旦C7的值为零，则奇数级反 相器串联连接成环路状而变成容易振荡的电路，最终使显示装置的放大电路的 动作无效。
图5的情况也与图3一样，因为使AMP17内的初级反相器IV1的电源供给线 与其它的反相器IV2、IV3的电源供给线分离，所以可以使AMP17的精度提高。
另外，在图5中为简化起见而省略AMP17的各反相器IV1～IV3的输入输出端 子间的模拟开关。
另外，在图3中所示的电阻组件Rm和电容组件Cm在组件(安装板)上，而 R1～R4在绝缘板上。电容组件Cm使电源电压XACDD、XAVSS稳定，电阻组件 Rm，R1～R4防止在构成AMP17的反相器IV1、IV2、IV3中流过大的电流，从而 抑制显示不良的好发生。
(第二实施方式)
信号线驱动电路5内的信号线选择电路18通过由TFT级组成的模拟开关构 成，但因TFT的特性的偏差，而引起模拟开关的导通电阻的偏差和AMP信号线 的驱动速度的偏差，这最终又引起显示的不稳。
另外，局部的Vth偏差发生时，使特定的模拟开关的导通电阻变得过小，使 奇数级的串联连接的反相器的回路变成接近无负载状态，而引起放大AMP的振 荡，从机时引起线缺陷。
在此也可以如图6所示，通过在每个信号线上分别并联两个模拟开关S21、 S22来构成信号线选择电路18。这时与某个信号连接的信号选择电路18如图6B 所示，变成为由PMOS晶体管和NMOS晶体管组成的模拟开关S21、S22并联的 构成。
这样，通过使模拟开关S21、S22并联连接构成信号线选择电路8，尽管开 口并联的两个模拟开关S21、S22中的一个因局部的Vth偏差不能充分导通，但因 为如另一个导通，则进行信号线写入，所以可以降低使引起上述显示不良的概 率。因此不容易受模拟开关特性偏差的影响。另外，虽然因一个模拟开关不良 而不能正常起作用，但因可以用另一模拟开关进行信号写入，所以可以提高制 造上的成品率。
另外，如没有布置的制约，则如使用三个以上的模拟开关会更有效。
第三实施方式
使构成信号线选择电路18的模拟开关的电阻均一化在技术上是困难的。因 此，如图7所示，考虑在信号线选择电路18与信号线之间插入电阻组件R5，来减 少信号线选择电路18内的模拟开关的导通电阻的影响，这时，最好是把电阻组 件5的电阻值设定在比信号
线选择电路18内的模拟开关的导通电阻大的值上。从而使从AMP17侧看信 号线侧的反相
器取决电阻组件R5的电阻值，由于变成与信号选择电路18内的模拟开关的 导通电阻无关系，而可以降低信号线的写入定时的偏差。
另外，也可以象图18所示那样，把预充电控制电路22连接在电阻组件R5的 一端上。图8的预充电控制电路22内的模拟开关在根据AMP17的输出进行信号线 的写入之前通过导能进行预充电(准备写入)。这样因为在进行信号线写入之前 进行信号线的预充电，从而可以缩短信号线写入所需要的时间。
另外，由使预充电控制电路22内的模拟开关的尺寸比信号线选择电路18内 的模拟开关的尺寸小，而可以减少来自预充电电源的漏电流。
反之，由于使预充电控制电路22内的模拟开关的尺寸比信号选择电路18内 的模拟开关的尺寸大，即右以缩短信号线写入所需要的时间。
(第四实施方式)
在信号驱动电路5内的各部分所用的模拟开关如图9A所示，具有使NMOS 晶体管和PMOS晶体管并联连接的构造。在这样的构造情况下，在模拟开关从导 通到截止变化时，因存储在模拟开关的栅极，源极间的电容中的电荷流入负载 电容中而引起模拟开关的输出电压变动问题。
在此，如分别设模拟开关导通时的PMOS晶体管和NMOS晶体管的各相极， 源极间电容分别为CgSp(ON)和CgSn(ON)，并设模拟开关截止时的PMOS晶体管 和NMOS晶体管的各相极源极间电容CgSp(OFF)和CgSn(OFF)，则模拟开关 的输出电压的变动ΔV用以下公式(1)表示。
例如当信号选择电路18内模拟开关的输出电压变动时，因信号线的写入电 压变动而对显示品质产生不良影响。这对连接在图3所示的DAC16的电容组件 C1～C3等的电容上的开关也是有效的。
因此，在本实施方式中，就信号线驱动电路5内的已有一部分模拟开关如图 9B所示那样，把穿透补偿用模拟开关S24串联在原模拟开关S23上，该穿透补偿 用模拟开关S24具有使PMOS晶体管和NMOS晶体管并联连接并使两晶体管的 源极——漏极端子短接的构造。穿透补偿用的模拟开关S24与原模拟开关S23反 向进行导通截止控制。
因为设置图9D那样的穿透补偿用模拟开关S24，可以在原模拟开关S23从导 通变化截止时，存储在原模拟开关S23内的晶体管相极一源极间电容中的电荷传 递给穿透补偿用的模拟开关S24。因此虽然使原模拟开关S23导通截止，该输出 的电压变动对显示的影响变得非常小。
(第五实施方式)
第五实施方式的特征是在构成放大DAC16的输出的AMP17的第二级反相 器IV2的输出端之间配置如图10～图12所示的相补偿组件。由于配置这样的相位 补偿组件，所以可以通过相位补偿(信号的传播速度的适当的调整)来防止 AMP17的振荡和衰减振荡。
在此，所谓振荡是指AMP17的输出电压在所希望电位附近振动不能收敛， 这个振动随着串联连接的奇数能化反相器回路的信号速度过快，AMP17的输出 振动并按其原样传播给信号线而产生。该振荡例如在因Vth的绝对值变小而使各 反相器的负载驱动能力变得过大的情况下发生。
而所谓衰减振荡是指向所希望值收敛的速度变得过慢。随着串联连接的奇 数级的反相器的信号传授速度过迟，信号线的电位反馈变得过慢而产生。该衰 减振荡例如在因Vth的绝对值变大而使各反相器的负载驱动能力变得过低的情 况下发生。
本发明人在试行错误的最后发现以下所述的手段作为使AMP17的动作稳 定的手段，成功地使AMP17的稳定性飞跃和提高。
如图10所示，因为在第二反相器IV2的输入输出之间设置由串联连接的电阻 组件Ra和电容组件C7组成的相位补偿组件，所以即使在Vth的绝对值变小的情况 下，也不容易引起振荡。为了使Ra和C7的积达到规定的值的大小而也可以边考 虑布局边考虑Ra的电阻值和C7化电容的大小。所谓规定值，也可以变为是从 AMP17的输出至信号线的电阻Rsig和信号线电容Csig和积的数量级，最好是 为 Csigx Rsig的0.5倍至3倍左右。
在图10的电路中，可以通过切断反相器组件Ra和电容组件C7切断原信号线 负载容易振荡的频率分量来防止振荡。另外，当电容组件C7过大时，引起电路 面积增大的害处和初级反相器的动负载增大的害处，收敛性变差，并引起衰减 振荡。
另外，也可以把图10的电容组件C7插入在构成AMP17的第三级反相器IV3 的输出端子之间。
图11是图10的变型例，该变形例的特征是在插入在初级反相器IV1与第二级 反相器IV2之间的电容组件C4的一端与第二级反相器IV2的输出端之间插入由图 中示出的电阻组件Ra和电容组件C7组成的相位补偿组件。通过插入这样的补偿 组件C既能与图10一样能得到防止振荡的效果，又能使增益抑制得比图10减少的 小。并且因为改善收敛速度，所以即便在Vth的绝对值已过大的情况下也能防止 衰减振荡的效果。这时电容组件C7的电容的大小要小到电容组件C4的1/2以下。 如果过大，则发生电路面积增大的缺点和初级反相器的驱动负载增大缺点，从 而使聚旋光性变差，容易引起衰减振荡。、
另外，也可以作图11变型例如图12所示，也可以在新插入的电容组件C7与 第级反相器IV2的输出端之间插入电阻组件R6。电容组件C7与电阻组件R6也可 以左右调换。该电阻组件R6与电容组件C7同样进行相位补偿。也就是说，通过 设置电阻组件R6使相位补偿的精度能进一步提高。作用，效果与图1的情况 相同。也可以根据判断布置的容易性和与处理的整合性选择使用。
或者，如图13所示，也可代替电阻组件R6，用高电阻材料形成新追加的电 容组件C7的一个电极，具体地说是与第二反相器IV2的输出端相连的电极C7a。 因此，虽然没有另外连接电阻组件R6，但仍是具有连接电阻组件R6的情况相同 的效果。
(第六实施方式)
用在便携式电话、笔记本或计算机等便携式机器上的液晶显示装置有使前 缘变小的要求。为此，在第六实施方式中，把放大DAC16的输出的AMP17的电源 配线图形P1象图14所示那样配置在重合在对置基板上的公共电极23上的位置。 从而可以削减玻璃基板2的外形尺寸，可以使额缘变小。
作为图14的变型例，如图15所示，也可以把连接在AMP17内的反相器 IV1～IV3级间的电容组件C4、C5配置在与对置基板上的公共电极23上重合的位 置上。由于电容组件要求比其它的电路部件的安装面积宽，所以通过如图15所 示那样把电容组件配置在与公共电极重合的位置上，可以使玻璃基板2的外形尺 寸缩小。
(第7实施方式)
如果从玻璃基板上的公共合成电阻Rcom大，则存在形成在对置基板上的公 共电极23的电平不能在规定的时间内达到所希望值的担心。该合成电阻Rcom是 图16的粗线部分的电阻。
因此，在第七实施方式中，通过使公共电极23的电压供给线变粗而短，可 以使从公共电位供给电端的合成电阻R7的电阻值降低。
具体地说，最好是为了满足以下的(2)式的关系而设定来公共电位供给端 的合成电阻R7的电阻值Rcom。
Rcom＜规定的系数×上述信号线选择电路的导通时间/辅助电容的总量/ 上述公共电极与上述绝缘基板间的电容/同时写入信号数
另外，从玻璃基板上的辅助电容供给端的合成电阻RCS增加时，存在辅助 电容和电平在规定时间内达不到所希望的值的担心。该合成电阻RCS是图17的 粗线部分电阻。
作为第七实施方式的变型例，也可以通过使辅助电容配线的电压供给线变 粗而短来使从辅助电容电位供给端的合成电阻R7的电阻值变小。
具体地说，最好是为了满足以下的(3)式关系而设定从辅助电容电位供给 端的合成电阻R7的电阻值Rcs。
RCS＜规定的系数×上述信号线选择电路的导通时间/(辅助电容的总量/ 上述公共电极与上述绝缘基板间的容量/同时写入信号线数。
第八实施方式
图18A是本实施方式的液晶显示装置的液晶部分的电压一辉度曲线。相对 电压变化的辉度化在中间电压附近大，在其它部分的电压比中间电压附近变化 的小。也就是说，在中间电压附近的AMP17的输出的误差电压相对直接与显示 偏差的联系，被认为其它的电压的误差电压不很大。也就是说，在中间电压附 近的AMP17的输出的误差电压相对于与显示偏差的直接联系，被认为其它的电 压的误差电压不很大。因此AMP17的输出的误差电压最好是在中间电压附近变 得最小。
本发明的AMP17的输出的误差电压与信号线写入时的各反相放大电路(反 相器)的增益的积成反比。在此所谓增益是指反相放大电路的输出输出特性的 斜率(陡度)，增益随输入电压而变化。本发明人发现，作为用在驱动液晶显示 装置的信号线的AMP17上的反相放大电路使P沟道TFT和n沟道TFT串联在电源 电压之间的互补型反相器是适合的。
如果这样做，在写入中间电压时，各反相器在各个反相器阀值附近进行操 作。如图18B所示，互补型反相器在其阀值附达到最大增益，也可以构成其它的 例如源极跟随器等反相放大电路，但在输出中间频率附近的电压时，使具有误 差电压变成最小的构成是困难的。
在本实施方式中，使P沟道TFT和n沟道TFT串联连接在电源间的互补型反 相器作为AMP17的反相器使用。
另外，用液晶显示装置其它的显示组件的情况进行如下，也就是说，也可 以根图18A的那样的显示组件的电压一辉度特性图研究斜率变成最陡的电压范 围，选择放大级的电压，放大级的种类，以使在该部分AMP放大器的增益变成 最大。
第九实施方式
如图19所示，AMP17通过使奇数级的反相器串联构成，在初级反相器IV3 的输出端子之间插入模拟开关S8和电容组件C6。
对AMP17的增益精度影响最大的是初级反相器IV1。当从最末级反相器IV3 的反馈通路上的模拟开头S8和初级反相器IV的输入电容C6在互相离开的位置上 时，该模拟开头S8的导通，截止对初级的反相器IV1的输入电容的影响变大。
第九实施方式的特征是反馈通路上的模拟开关S8和初级反相器IV的输入 电容互相靠近配置。因此，随着该模拟开关S8的导道截止；初级的反相器IV的 平行入电容不受影响，进行精度的调整。
第10实施方式是使连接在AMP17的电源供给线上的电阻的电阻值与连接 在接地线上的电阻的电阻值不平衡的例子。
图20是信号驱动电路的第十实施方式和电路图。图20的信号线驱动电路虽 然在构成上与图3的信号驱动电路相同，但是使与连接在AMP17内的反相器上的 电源供给线L11(包括电源供给线L1，L2)上的电阻R1，R3，Rd的电阻值的总 和比与接地线L12(包括接地线L3，L4)上的电阻R2，R4，R5的电阻值的总和 大。在此，电阻Rd.R5是外装在玻璃基板上的电阻，而电阻R1-R4是在玻璃基板 内的电阻。
图20的电压选择电路15，DAC16，AMP17和信号线选择电路18构成为一组 电路，该电路在同一玻璃基板上一体形成多个。
图21是表示本实施方式的液晶显示装置内的各部分电压电平的图。电源电 压XVDD(＝5V)是供给图1的移位寄存器。二极管12，采样开关闩锁器13负载 闩锁器14，电压选择电路15，DAC16和信号选择电路18的电源电压。电源电压 XAVDD(＝5.5V)是供给图1的AMP17的反相器IV1，IV2和IV3的电源电压， 电压GATE是图像驱动用TFT的相极电压。公共电压VCOM是0V或5.3V电压，按 规定周期交错地选择。信号电压VSIGH，VSIGL是从AMP17输出的电压信号， 其最大电压是VSIGH(＝4.5V)，其最小值是VSIGL(＝0.5V)。电压REF1，RER2 是供给图2的分电阻梯形20的基准电压，按VCOM的驱动周期连动REF1和REF2 的值交替为0V和5V，或5V与0V。
从图21可以看出，电源电压XAVDD与信号电压的最大值VSIGH的电位差， 1.0V相对应，接地电压0V与信号电压的最小值VIGL的电位差是0.5V。也就是说，如 图22所示，电源电压侧相对有1.0V的边际，接地电压例只转动0.5V。在图22中， 用Δ表示信号电压VSIGH，VSIGL的电压变动的部分。这时电源电压侧为边缘 ΔV1，则ΔV1＝XAVDD-(VSIGH+Δ)，接地电压侧的ΔV2＝(VIGHL-Δ) -XAVSS当把电阻分别连接到电源供给线L11和接地线L12上时，因为在这些电阻 的两端引起电压降，而AMP17的电源端子的电压下降多少，接地端子的电压就 上升多少。如果电压下降在上述的范围内，则AMP17仍正常工作。例如就分别 连接在电源供给线L11和接地线L12上的电阻的电阻值互相相等且这些电阻和电 阻值逐渐上升的情况进行考虑，随着电阻值上升，电阻两端间的电压下降变大。 如上所述，因接地电压例电压移动变小，而使接地电压例首先从边缘离开。为 了不使接地电压例首先从边缘离开，可使接电压侧的电阻的电阻值比电源电压 例的电阻的电阻值小。
在本实施方式中，与电源供给线L11连接的电阻的电阻值的总和比与接地线 L11连接的电阻的电阻值的总和大，因此无论电源供给例无论接地线侧都能同样 的确保边缘，同时使电源供给线L11侧的电阻值变大，从而使流过电源供给线L11 侧的电源减少，减少消耗电功率。
另外，消耗电功率减少的效果是在构成AMP17的反相反相器各TFT组件的 绝对值时特别有效的。因为在AMP17的各反相器的相极所加的电压经常是 0.5～4.5V，所以在各反相器中流过贯通电流。在上述Vth的绝对值小时，该贯通 电流增大。
在本实施方式中，因为在电源供给线上设置电阻，所以加在反相器上的作 为电流X电阻的积的有效电压减少，具有抑制贯通电流的作用。
另外，在Vth的绝对值大时，贯通电流比较小，电流X电阻的积也比较小， 加在反相器上的有效电压几乎按原样加上，从而可以确保最大限度的电流驱动。
根据这个理由，本实施方式的技术特别适合于通过在玻璃基板上形成Vth 偏差大的多晶硅TFT一体形成显示装置的象素部和驱动电路的情况。
虽然在上述的图20中，示出了在玻璃基板内的电源供给线L1、L2上设置电 阻R1、R2，在接地线L3、L4上设置电阻R3、R4，在玻璃基板外设置电阻Rd、 Rs的例子，但设置在各线上的电阻数没有特别限制，并且也右以把所有的电阻 形成在玻璃基板内，反之也可以把全部电阻设置在玻璃基板外。
第十一实施方式
第十一实施方式是分别通过各个电阻把电源供给AMP17内的各反相器。
图23是信号线驱动电路的第十一实施方式的电路图。图23的信号线驱动电 路，除了连接在AMP17内的各反相器上的电源供给线的配置不同，其它与图的 信号驱动电路的构成相同。
在AMP17内的串联连接的三个反相器IV1、IV2、IV3的电源端子与从外部 供给电源电压XAVDD的基准电源端子T1之间分别连接电阻R11、R12、R13。这 些电阻R11～R13，可以形成在玻璃基板的内部，也可以外装在玻璃基板上。
与初级反相器V1相连的电阻R11的电阻值Rd1、与第二级反相器IV2相连电 阻Rd2的电阻值Rd2和与最末级的反相器IV3相连的电阻值R13的电阻值Rd3按照 Rd2＜Rd3＜Rd1的要求设定。更具体地说，例如设定Rd1＝2KΩ、Rd2＝200Ω、 Rd3＝700Ω。
使初级的电阻R11的电阻值Rd1为最大的理由是因为初级反相器IV1可以在 阀值电压附近工作，所以从使消耗电压降低的目的出发，通过使电阻变大而降 低供给反相器IV1的电源电压。
设定最末级的电阻的电阻直Rd3，以使从反相器IV3输出所希望的电压幅值 的电压。另外，因为如果第二级的电阻的电阻值Rd2变大时，AMP17有可能振 荡起来，所以电阻值Rd2设定在小的值上。
这样，在本实施方式，因为通过对各反相器分别设定把电源电压供给 AMP17内的各反相器IV1～IV3的电源供给线上的电阻来把各电阻R11～R13的电 阻值设定在对应各反相器IV1～IV3的作用的最佳值上，所以可以在提高AMP17 的性能的同时，减少消耗电功率。
第十二实施方式
第十二实施方式是调整AMP17内的反相器的尺寸
图24是第十二实施方式的信号线驱动电路内的AMP17的电路图。
如图所示，AMP17包括：串联连接的三个反相器IV1～IV3，连接在各反相 器IV1～IV3的级间的电容组件C4、C5串联连接在最末级的反相器IV3的输出端子 与初级反相器IV1的输入端子之间的模拟开关S8和电容组件C6，连接在反相器 IV2的输入输出端子之间的相位补偿用电容器组件C7。
在本实施方式，使第二反相器IV2的尺寸大于最末级的反相器IV3的尺寸， 并初级反相器IV1的尺寸小于第二反相器IV2的尺寸。
在图24中，把AMP17的反相器的级数变为三级，但如果是大于三级的奇数 级，则不管特别的级数。例如在AMP17内串联串连(2n+1)级的反相器(n为大 于1的整数)的情况，构成各级反相器的晶体管的栅极的宽度W1～W2n+1和相极 的长度L1～L2n+1尽可能满足以下的关系：
W2n/L2n≥W2n+1/L2n+1
W2n-1/L2n-1≥W2n+1/L2n+1
……
W2/L2≥W2n+1/L2n+1
W1/L1≤W2/L2
尽可能满足上式关系的理由如下：
因为初级反相器V1是输入信号级，所以如该反相器的尺寸变大。则因产生 电容变大而影响AMP17的精度，所以不能变得过大。
而最末级反相器的尺寸，本来必须由后级的信号线的负载决定。如果使该 反相器的尺寸变大，则对信号线的负载的驱动力变得过大，结果会损害AMP17 的稳定性。
另外，如果使第二级的反相器IV2的尺寸比最末级的反相器3大，则使第二 级的反相器IV2的响应速度变快，使AMP17的动作速度提高。
另外，AMP17内的反相器的级数也可以为3级以上。
这样一来，通过设定AMP17内的反相器的尺寸使其满足(1)的关系，可 以提高AMP17的精度，并且也使动作速度变快。
第十三实施方式
第十三实施方式是把AMP17内的最末级的反相器的尺寸变成小于信号线 选择电路的尺寸。
图25是第十三实施方式信号线驱动电路器的AMP17和信号线选择电路18 的电路图。
AMP17的构成与图24相同，具有串联连接的三个反相器IV1～IV3。在本实 施方式中，使最末级反相器IV3的尺寸比信号线选择电路18的尺寸小。
具体地说，设构成最末级反相器的晶体管栅极的宽度为W3、栅极长度为L3， 信号线选择电路18的晶体管的栅极宽度为W4，栅极长度为L4，则满足以下的关 系：
W4/L4≥W3/L3
之所以要满足上式的关系，是因为当信号线选择电路18导通电阻变高时， 因AMP17的反馈变得过快而使AMP17的有振荡的危险。这时因串联连接的 IV1～IV3与环形振荡器电路(振荡电路)一样起作用而激发振荡。
图26是在使AMP17内的反相器IV1～IV3的尺寸和信号线选择电路18的尺寸 进行各种改变情况下表示表明振荡引起容易度的相位裕度变化状态的图。图26 的曲线g1、曲线g2和曲线g3分别表示尺寸比为2∶1∶1∶2∶5时，1∶2∶2∶5和 2∶2∶1∶5时的状态。
从图26可以看出在曲线的情况下即在最末级反相器IV3的尺寸比其它反相 器IV1、IV2和信号选择电路18的尺寸小的情况下相位裕度最大。
由此还可发现，如满足(2)的条件，不容易引起振荡。
这样，因为本实施方式使AMP17的最末级的反相器IV3的尺寸比信号选择 电路18的尺寸小，所以可以确实防止AMP17的振荡。
另外，在本实施方式中，虽然如图24所示，把AMP17内的反相器的级数设 定为三级，但也同样适用三级以上奇数级。
第十四实施方式
第十四实施方式是调整连接在AMP17内的各级反相器的电源端子上的电 阻组件的电阻值的实施例。
图27是第十四方式的信号驱动电路内的AMP17的电路图。图27的AMP17 由与图24的AMP17相同，具有串联连接的三个反相器IV1～IV3。各反相器 IV1～IV3具有电源端子Vdd和接地端子Vss，在各反相器的电源端子Vdd与基准电 压端子XAVDD之间分别另外连接电阻组件RV(1)、RV(2)和RV(3)。同样， 在各反相器IV1～IV3的接地端子Vss与接地端子XAVSS之间分别另外连接电阻 组件RS(1)、RS(2)和RS(3)。
第二级电阻组件RV(2)的电阻值是第三级的电阻组件RV(3)的电阻值 以下，而初级的电阻组件RV(1)的电阻值设定在第二级电阻组件RV(2)的电 阻值以上。
同样，第二级的电阻组件RS(2)的电阻值是在第三级的电阻组件RS(3) 的电阻值以下，初级的电阻组件RS(1)的电阻值设定在第二级的电阻组件， RS(2)的电阻值以上。
在图2中，虽然把AMP17内的反相器的级数设定为三级，但如果是三级以 上奇数级，则不管特定级数如何。例如在AMP17内串联连接(2n+1)段的反相 器(n是大于1的整数)串联的情况下，分别连接在各段反相器的电源端子上的 电阻组件RV(1)～RV(2n+1)分
RV(2n)≤RV(2n+1)
RV(2n-1)≤RV(2n+1)
……
RV(2)≤RV(2n+1)
RV(1)≥RV(2)
或者分别连接在各级反相器的接线端子上的电阻组件Rs(1)～Rs(2n+1) 分别满足以下的关系：
RS(2n)≤RS(2n+1)
RS(2n-1)≤RS(2n+1)
……
RS(2)≤RS(2n+1)
RS(1)≥RS(2)
这样，在本实施方式中，因为连接AMP17内的各级反相器的电源端子或接 地端子上的电阻元件的电阻值满足上式的关系，所以具有与第十二实施方式同 样的效果，也就是说通过调整各电阻元件的电阻值，可以把各级反相器的驱动 能力调整到最佳，从而提高AMP17的精度和速度。
第十五实施方式
第十五实施方式是把另外的电源电压分别供给AMP17的各级反相器的例 子。
图28是第十五实施方式的信号线驱动电路内的AMP17的电路图。图28的 AMP17与图24的AMP17同样，具有串联连接的三个反相器IV1～IV3，各反相器 IV1～IV3分别具有第一和第二电源端子Vdd、Vss。在各级的反相器IV1～IV3的 第一电源端子上分别供另一电源电压XAVDD(1)、XAVDD(2)、XAVDD(3)。同 样在各级反相器IV1～IV3的第二电源端子Vss上分别供给另一电源电压 XAVDD(1)、XAVDD(2)、XAVDD(3)。
使供给第二级反相器IV2的电源电压XAVDD(2)的设定值比供给最末级反 相器的电源电压XAVDD(3)的设定值大，使供给初级反相器IV1的电源电压 XAVDD(1)的设定值比供给第二级反相器IV2的电源电压XAVDD(2)的设定值 小。
或者使供给第二级反相器IV2的电源电压XAVDD(2)的设定值比供给最末 级反相器IV3的电源电压XAVDD(3)的设定值小，使供给初级反相器IV1的电源 电压XAVDD(1)的设定值比供给第二级反相器的电源电压XAVDD(2)的设定值 大。虽然在图28中把AMP17内的反相器的级数设定为三级，只要是三级以上的 奇数级，就与特定的级数无关。例如在AMP17内串联连接(2n+1)级反相级(n 为大于1的整数)的情况下，分别供给各级反相器的第一电源端子Vdd的电源电 压XAVDD(1)～XAVDD(2n+1)按满足以下的关系设定：
XAVDD(2n)≥XAVDD(2n+1)
XAVDD(2n-1)≥XAVDD(2n+1)
……
XAVDD(2)≥XAVDD(2n+1)
XAVDD(1)≤XAVDD(2)
或者分别供给各级的反相器的第二电源端子Vss的电源电压XAVSS(1) ～XAVSS(2n+1)按满足以下关系设定：
XAVSS(2n)≤XAVSS(2n+1)
XAVSS(2n-1)≤XAVSS(2n+1)
……
XAVSS(2)≤XAVAA(2n+1)
XAVSS(1)≥XAVSS(2)
这样，在本实施方式中，因为可以分别调整AMP17内和各级反向器的电源 电压，所以可以把各级反相器的驱动能力调整到最佳，从而可以提高AMP17的 精度和动作速度。
另外，因为即使把(第十二实施方式)、(第十三实施方式)、(第十四实施 方式)和(第十五实施方式)并用也能得到同样的效果，所以可以把各级反相 器的驱动能力调整到最佳，从而使AMP17的精度和动作速度提高。
第十六实施方式
第十六实施方式是并行执行模拟图象信号的采样和往信号线上写入的例 子。
图29A是第十六实施方式的信号线驱动电路内的AMP17的电路图。29A的 AMP17由并联连接的两个第一放大部31构成初级反相器。这两个第一放大部31 分别具有串联连接的开关S21，电容元件C6a，反相器IV1a、开关S22和并联连接 在反相器IV1a的输入输出端子间的开关S23。这两个第一放大部31与第二放大部 相连接。第二放大部32由串联连接的电容元件C4、反相器IV2，电容元件C5和 反相器IV3构成。另外虽然图中未示，但第二级反相器设示图11所示那样的相位 补偿元件。
图25所示的AMP17如图29B所示，每六根线设置一个与此相反本实施方式 的AMP17，12根信号线设置一个。因此平均每AMP17减少二个反相器。
图30是本实施方式的AMP17的动作定时图，图30B是为比较而示出的图25 的AMP17的动作定时图。
图25的AMP17是交替进行模拟信号的采样和信号线写入，而本实施方式的 AMP17是并行进行采样和信号线写入。因而不会使采样时间和信号线写入时间 变小，可以驱动图25的两倍的信号线。
图31是AMP17的周边电路图，示出了DAC16、AMP17和信号线选择电路 18的电路图。DAC16具有响应数字象素数据的低位3比特b2～b0的值转换控制的 模拟开关S30、S31、S32a、S32b，存储响应比特b0的电荷的电容元件C11，存 储响应比特b0～b2的电荷的电容器C12，进行控制电容元件C11，C12中的电荷存 储的开关S33a、s33b、s33c、S33d、s34a、S34b、S34c。
图32是图31的电路动作的定时图。首先在时刻T1开关S33a、s33b、s33c导 通。因此，响应比特b0，b1的电荷分别存储电容元件C11、C12中。然后，在时 刻T2开关S9a导通，响应比特b2的电荷存储在电容元件C6a中。
然后，在时刻T3开关S33a、s33b、s33c截止后，在时刻T4～T5之间开关s34a、 S34b导通。因此，在电容元件C11、C12、C6a之间进行电荷的再分配。
然后，在时刻T6开关S10、S11导通，直到时刻T8的期间运行AMP17的采样 然后在时刻T9～T12的期间进行信号线的写入。
另外，在时刻T7～T15中与时刻T1～T8相同，进行应写入下一信号线的数据 的采样。
这样，在本实施方式中，因为通过使反相器并联化交替换驱动各反相器IV1a、 IV1b，而并列进行数据的采样和信号线的写入。
在此，AMP17的功率消耗用相当于一个AMP17的电源电压XAMD17的电 流XAMP17数来表示，因此，象本实施方式那样，如果减少构成AMP17的反相 器的个数，则可以实现减少功率消耗。
(第十七方式)
第十七方式是把用于驱动AMP17的电源电压XAVDD设置为从外部供给的 电源电压VDD的整数倍(例如2倍)的例子。电源IC等的LSI的电源电压一般为 3V以下，在液晶显示装置的驱动电路中，1)为了驱动液晶材料，另外2)为了 驱动比LSI的Vth大的多晶硅而必需4)压适当的值后供给信号线驱动驱动电路。 例如对最普及的扭曲向列式液晶需用4V左右的电压驱动。为驱动多晶硅所必需 的电压值是P沟道TFT和N沟道TFT的Vth绝对值的归大的总和左右。
图33是表示包含在图2的电源IC中的升压电路的一例的电路图。该升压电路 生成把从外部供给的电源电压VDD升压为2倍的电源电压XAVDD。所生成的电 源电压XAVDD用于驱动AMP17。
图33的升压电路具有串联连接在IN(+)端子与OUT(+)端子之间的开关 SW1a，串联连接在SW2a、开关SW1a、间的连导通路与IN(-)端子之间的电 容元件C13和开关SW1b、连接在IN(+)端子与IN(-)端子间的电容元件C14、 串联连接在电容元件C14的两端子间的开关SWW1b、SW2b、连接在OUT(+) 端子与OUR(-)端子间的电容元件C15。
首先使开关SW1a、SW1b导通。借此使对应输入电压Vin的电荷存储在电容 元件C13中。接着使开关SW2a、SW2b导通，借此使电容元件C13与输入电压Vin 的2倍电压的电荷存储在电容元件13上，使输出电压变为2Xvin。
虽然在图33的升压电路内连接电阻可以生成任意的倍率的升压电压，但如 考虑到电源效率，最好如图33那样生成输入电压的整数倍的电压。因此，在本 实施方式中用电源IC4生成电源电压VDD的整数倍的电压XAVDD。
电源IC4安装在形成在玻璃基板2上的显示装置上，利用多晶硅TFT与显示 装置同样地形成在玻璃基板上，或安装或形成在玻璃基板2上或与玻璃基板2不 同的基板上。不论怎样做，因为图33的升压电路不用电感元件，所以使对LSI 的集成，在玻璃基板上的集成容易。
电源IC4如图34所示，除了AMP17驱动用的电源电压XAVDD之外，还生成 用于驱动显示装置内的数字电路部件的电源电压XVDD、D/A变换用的基准电压 REFN、REFL。数字电路部件因为电功率消耗小，而对电源电压XVDD的要求 少。在本实施方式中，从电路设计的高效率和制造容易上看，而使电源电压 XVDD的电压电平与电源电压相同。
这样，在第十七实施方式中，因为把用于驱动AMP17的电源电压XAVDD 设定为从外部供给的电源电压VDD的整数倍，所以既可提高AMP17的驱动能 力，又能提高电源的效率。
另外因为把用于驱动显示装置内的数字电路部件的电源电压XVDD变成与 电源电压XAVDD相同电平，而可以简化电源IC4的内部构成。
第十八实施方式
第十八实施方式是对图17的实施方式的改型，虽然因制造偏差而使构成 AMP17的TFT的Vth等的特性有偏差，也能确保充分的动作边界，并且设定电源 电压以使消耗电功率能最小。
利用多晶硅TFT在玻璃基板上一体形成DAC16和AMP17的显示装置的消 耗电功率的AMP17的消耗电功率和分电压阻梯形网络的消耗电功率所占的比是 大的，因为AMP17边界在反相器流过贯通电流边动作，所以电流消耗量大。在 电源IC4的构成上，使AMP17的电源的升压效率最大化应最优先。因此设XAVDD 为VDD(2.75V)的两倍5.5V。
另外，分压电阻梯形网络20的消耗电功率可以用施加电压的平方/电阻值表 示，因此施加在分压电阻梯形网络上的电压没有必要很大。并且电压偏差也应 在50％以下。如果电压偏差增大，则将因不能确保驱动液晶所必需的电压而引 起对比度的不足，或者使施加在液晶上的电压偏离规定的值，因此在中间调的 显示上产生障碍。因此施加在分压电阻梯形电阻网络两端的电压的一个为OV (地)，另一个为5V。
供给外部电源电压VDD、电源电压XAVDD、分压电阻梯形网络的基准电 压最大值REFH，基准电压最小值REFL的电压电平存在如图35所示的那样关系。 基准电压最大值TEFH和基准电压最小值REFL每次极性转换时作为极性转换的 基准电压REF1、REF2供给分压电阻梯形网络20。
如果从减少消耗电功率的观点出发进行电压设定，如图25所示那样，信号 线驱动电压在0.5V～4.5V的范围，必然偏差在电源电压XAVDD的OV伏为了确保 相对AMP17的电源电压偏离的范围的AMP17的输出电压，而最好使插入在 AMP17内的反相器的电源线和接地线上的电阻值在电源线侧和接地线侧上变为 非对称。其理由是如在第十实施方式中说明那样，通过连接图36那样的电阻Ra、 Rb，具有与第十实施方式同样的效果。
在图36中，把连接在AMP17内的各反相器电源端子与电源电压线XAVDD 之间的电阻Ra和连接在各反相器的接地端子与接地线GND之间的电阻的电阻 比设定为非对称，例如Ra∶Rb∶2∶1状态。借此，即使因多晶硅TFT基板的制 造过程引起TFT的Vth的偏差，也能把消耗电功率限制在最低限度，并能使动作 稳定。
第十九实施方式
第十九实施方式是使构成AMP17的三个反相器中的第二反相器的栅极宽 度W比第三个反相器的栅极宽度W大的例子。虽然把一般的用于驱动中显示装 置的信号线的TAB-IC的AMP17的由差动电路组成的比较电路的元件的栅极设 计得尽可能地小，并使输出级的元件的栅极设定得大，但本实施方式的AMP17 与一般的考虑显著不同。
本发明人根据试验的错误结果发现了特别适合于面向便携电话的液晶显示 装置和面向PDA液晶显示装置等的比较小型的显示装置的并非明显的反相器各 级的栅极宽度的相对关系。在此，所谓比较小型是指从AMP17看去。驱动负载 电容(每根信号线的电容)大约为20PF的显示装置。
在利用象多晶硅TFT元件那样的Vth等特性偏差比较大的元件构成用于信 号线驱动的AMP17的情况下，使输出级变大对确保动作稳定性未必有效，而宁 可存在容易引起振荡或衰减振荡的问题。本发明人根据试行错误的结果发现下 述事实，构成最未级的反相器的TFT的栅极的宽度，发现宁可使构成最未级的反 相器的TFT的栅极小，可以使第级的栅极宽度变大。
AMP17扣如图24等所示，通过隔着电容元件串联连接电容元件三个反相器 构成。因为AMP17的输出容易引起振荡或衰减振荡，所以如图37所示，需要限 制直到稳定输出结束的一定大小的时间(以下称该时间为约束时间)。
图38是在使初级的反相器的栅极W1和第二级反相器的栅极W2相等并使第 二级反相器的栅极W2与第三级反相器的栅极W2的比改变为W2/W3时AMP17 的输出的约束时间如何变化的图。
如图所示，W2/W3在0.5～1.5的范围，可以发现第二级反相器的栅极宽度 W2比第三级反相器的栅极宽度W3越宽，约束时间越短。因此通过使第二级反 相器栅极宽度W2比第三级反相器的栅极宽度W3大，可以使AMP17的动作稳定 化。
第二十实施例
下面就适用于对角2英寸176×180点的液晶显示装置中的AMP电路的具体 布置方式进行说明。
图39是图3的AMP17的局部布置图。开关和元件的符号对图对应标记。
为了防止振荡或衰减振荡而用图11的相位补偿元件作为设置在第二级反相 器前后的相位补偿元件。电容元件是通过N+掺杂多晶硅与栅极线层的交差形 成。在该显示装置中信号线的电容是12PF，信号线的电阻是0.4KΩ。驱动 负载的时间常数是12ρF×0.8KΩ＝9.6nsec。设相位补偿元件的电阻值为100KΩ 静态电容为0.1PρF，每根信号线的驱动时间为4μs。
为了抑制因模拟开关的穿透电压引起的输电压误差，而与图9在各处配置穿 透补偿开关。
模拟开关和反相器等可以互补用任何P沟道TFT和N沟道TFT。尽可能使不 希望的寄生电容均等地寄生在P沟道TFT和N沟道TFT上，应使影响最小化，进 行左右对称的配置。
用在D/A的电容元件C1、C2、C3和C6在N+掺杂多晶硅的层与栅极线层的 交叉部上形成。这些电容的电容最好具有同一静电容值。静态电容的偏差是直 接与D/A变换的误差电压相联系。例如在C3也用局部信号线层与栅极层的交差 部，应尽可能地使与C2的静电容的电容值相同。
构成AMP17的各反相器与电源间的电阻具有图3的标号，设Rm＝360Ω( XAVDD侧)/200Ω(XAVSS侧)，R1＝70Ω、R3＝50Ω、R2＝35Ω、R4＝25Ω。
没AMP17的各反相器的栅极宽度比为IV1∶IV2∶IV3∶6∶6∶5。
构成液晶盒的两块玻璃基板的一个是形成有公共电极的滤色器的基板。公 共电极以一次水平扫描期间作为周期驱动极性反转。而另一基板如图40所示， 是一体形成象素阵列部1、信号驱动电路5，扫描线(栅极线)驱动电路6，定时 电路构成的低温多晶硅TFT阵列基板。
在信号线驱动电路5上配置44组AMP17和DAC16，在一水平期间通过顺次 选择12根信号线进行12次D/A变换和进行利用AMP17的信号线驱动(在图4中所 示的动作)动作12次。
在图41中示出了信号线驱动电路5的概略构成图。另外本实施方式的液晶装 置具有在图34中所示的电源IC4和LCD控制器按照图35和图21中所示的电源设 定。
通过这样的构成，使低消耗电功率和AMP17和稳定性良好，对D/A变换的 精度也没有问题，可以进行良好的显示，可以对起因于制造工艺的偏差引起的 Vth偏差可以确保足够高的成品率。并且N沟道TFT与P沟道TFT的Vth的绝对值 在从各个最小0.5V到最大2.5V左右的宽度范围的范围没有问题地动作。
第二十一的实施方式
第二十一实施方式是长久确保信号线的写入时间的例子。第二十一实施例 的整体构成与图1的相同，信号线驱动电路方块构成还与图2相同。
信号线驱动电路5内的分压电阻梯形网络20通过串联连接未示出的多个电 阻元件构成。如图2所示，三种基准电压REF1、Vm、REF2供给分压电阻网络， 从串联连接的多个电阻元件的级间可以取出几种基准电压V1～V9。
最好使Vm接近(REF1+RERF2)/2。
电阻梯形网络的电功率消耗可以用(REF1-Vm)的平方/(REF1与Vm间的 电阻)+(Vm-REF2)的平方/Vm与REF2间的电阻)表示，从而使该值最小化。
DAC16用从电压选择电路15输出的基准电压Vr1、Vr2生成相应数字象素数 据低3位的电压。由DAC16生成的电压被AMP17放大后，供给信号线选择电路 18。
信号选择电路18把来自AMP17的电压供给对应的信号线之前进行信号线 的充电。使用从电压选择电路15输出的电压Vr1、Vr2作为预充电电压。
图42是表示DAC16和AMP17的详细构成的电路图中，如图中所示，DAC16 具有：响应除去数字象素数据的低3位中最高位的2比特D1、D0的值选择基准电 压Vr1、Vr2中的任何一个的开关SW11，响应数字图象数据的最高位比特的值 选择基准电压Vr1、Vr2中任何一个的开关SW12、能存储电压相应数字象素数据 的最高位比特以外的各比特值的电荷的电容元件(第电容元件)CP1、能在与电 容元件CP1之间再分配存储电荷的电容元件(第二电容元件)CP2、能存储响应 数字象素数据最高位比特值的电荷的电容元件(第三电容元件)CP3、在把响应 数字象素数据的最低位比特D0值的电荷存储在电容元件(P)中时导通的开关 SW0、转换是否电容元件CP1、CP2之间进行存储电荷再分配的转换开关(第一 转换电路SW1、在把相应比特D1的值的电荷存储在电容元件CP1中时导通的开 关SW2，在把相应比特D2的值的电荷存储在电容元件CP3中时导通的开关(第 二转换电路SW3，转换是否在电容元件CP2、CP3之间进行存储再分配的开关(第 三转换电路)
AMP17具有：差动放大器17a，连接在差动放大器17a的反转输入端子与输 出端子之间的开关ISP、连接在开关ISP和信号线负载30的连接点与电容元件CP3 和开关SW3、SW4的连接b之间的开关AFB。
电容元件CP3连接在差动放大器17a的反向输入端子上，基准电压供给正向 输入端子。
上述的各开关SW0～SW3、SW11、SW12、ISP、AFB、XSW的转换通过电 荷控制电路31进行控制。
图43是DAC16的动作定时图。下面根据图43的动作定时图说明DAC16的 动作。在时刻T1输入负载信号时，数字象素数据D2～D0输入给DAC16。在时刻 T2～T3期间开关SW0导通，相应于数字图象数据的比特D0的值的电荷存储在电 容元件CD1中。具体地说，如果比特D0是1，则相应于基准电压Vr1的电荷存储 在电容元件CP1中如果是0，则相当于基准电压Vr2的电荷存储在电容元件CP2。
在时刻T3-T4期间开关SW1导通，在电容元件CP1、CP2之间进行再分配。 其后在时刻T4-T5期间开关SW2导通，与数字象素数据的比特D1的值相应的电 荷存储在电容元件CP1中。
然后在时刻T5-T6期间开关SW1导通，在电容元件CP1、CP2之间进行电荷 再分配。从而与比特D1、D0相对应的电荷存储在电容元件CP1、CP2中。
直到时刻T6，开关AFB、XSW一直处在导通状态，与存储存在电容元件CP3 中的电荷对应的电压，即与当前的数字象素数据对应的电压Vold供给信号线负 载30。并且AMP17的输入输出端子间的开关ISP截止，AMP17继续向信号线供 给Voldg一直到时刻T6。
然后，在时刻T6-T7期间，开关SW3导通，与比特D2的值对应的电荷存储 在电容元件CP3中。并且开关ISP导通代替开关AFB、XSW导通，AMP17动作， 以使AMP17的动作阀值电压充电到电容元件CP3的右端上。
然后在时刻T7-T8期间，开关SW4导通，因适在电容元件CP2与CP3之间进 行存储电荷的再分配。结果与数字象素数据比特D0～D2的值对应的电荷存储在 电容元件CP2、DP3中。变为电压Vnew。这时因为开关ISP处在导通状态，并且 XSW处在截止状态，与电容元件CP3的存储电荷对的电压不从AMP17输出。
如上所述，在电容元件CP3的左端由于与数字象素数据的比特D0～D2的值 对应的电荷存储而充到电压Vnew，在电容元件CP3的右端充电AMP17的动作阀 值电压，完成AMP17的某样动作。
时刻T8以后开关ISP截止后，开关XSW、AFB导通进行与电元件导通进行 与电容元件CP3的存储电荷对应的电压供给信号线负载30的写入动作。也就是说 在通过模拟开关AFB反馈给电容元件CP3左端的电压Vnew与Vnew相等之前， AMP17继续把规定方向的电流写入信号线负载。
图44是本实施方式的信号线驱动电路5的动作定时图。如果在时刻T11时供 给起始脉冲XST，则采样开关13的层次闩锁红色奇数象素，在一水平行份的红 色奇数象素的闩锁结果的时点T12，负载闩锁器14在汇总一水平行份的奇数象素 的同时闩锁，负载闩锁器4的输出输入给DAC16进行D/A变换。
与就红色奇数象素用DAC16的变换动作并行，采样闩锁器13进行一水平行 份的红色最好象素的闩锁时刻T13～T14。其后，采枯闩锁器13顺次进行一水平行 份的绿色奇数象素、绿色偶数象素和青色偶数象素的闩锁。
本实施方式的信号驱动电路5，进行每隔一个水平期间1H使公共电极的电 压反转的H公共反转驱动。
图45是表示H公共反转驱动的一例的信号线驱动电路的电路图。如图所 示，在信号驱动电路5内以规定间隔重复设置电路5b。
在电路5b中，采样闩锁器13使来自移位寄存器11的移位时钟同步地闩锁数 字象素数据。
接着采样闩锁器13，再闩锁电平移位后的闩锁数据。DAC16内的高位3比 特D/A根据采样闩锁器13的闩锁数据的高位3比特选择电压，利用选择的基准电 压，低位3比特D/A对采样闩锁器13的闩锁数据的低位3比特进行D/A变换。
D/A变换后的模拟图象信号被AMP17采样后，通过信号选择电路18供给对 应的信号线。
这样，在本实施方式中，通过使利用DAC16的D/A变换动作的定时和 AMP17的采样动作的定时部分重复，可以足够长地确保信号线写入时间，从而 能使DAC16和AMP17为多个信号线上共有，可以减少电路规模。
虽然在上述的实施方式中是以利用在液晶显示装置的信号线驱动5上的 DDC为例说明的，但本发明的数字模拟变换电路可适用在各种用途上。并且信 号线驱动电路5的动作定时不也限于图4中所示的动作定时。另外，信号线驱动 电路5的极性反转驱动，也可以采用与H共用反转驱动不同的方式，例如采用V 公用反转驱动。
另外，AMP17也可以用差力放大器以外的放大器。例如也可以用使P沟道 晶体管和N沟道晶体管串联在电源间构成的反相器，这时没有Vrcf端子。这时的 DAC16的电路变成为图16。图16的电容元件CP3作为使从图43的时刻T7到T8之 间的期间在电容元件CP3上采样后的电压与在时刻T8以后通过模拟开关AFB输 入反馈给电容CP3的信号电位进行比较的比较器操作。另外为了提高AMP17的 输出精度，使多个比较器串联起来使用是有效的。
中外通过图46的三个串联的反相器中的正中的反相器上设置图10～13所示 的相位补偿元件可以确保AMP电路动作稳性如前述那样。
本申请是根据和享有2001年4月27日申请的日本专利申请的优先权的 NO2001-132969和2001年12月28日申请的专利申请优先权的NO2001-400089这 两篇申请的全部内容包括被引证编入本申请中。
图1是与本发明有关的显示装置的第一实施方式的概略构成的方框图，表示 液晶显示装置的方框构成。图1的液晶显示装置肯有象素数组部1和驱动电路 形成为体的玻璃基板2，该玻璃基板2配与图中未示出的对相基板对向配置的， 并中间夹着液晶层密封。
图1的玻璃基板2以不同的方法设置安装把数字图像信号和控制信号输出和 驱动电路的控制器IC3和供给电源电压的电源IC4的基体板。
这两个基板之间通过柔性的印刷电路基板等相接。
在图1的玻璃基板2上排列设置有信号线和扫描线并在信号线与扫扫线的各 交点附近的信号驱动电路5、驱动扫描线的扫描线驱动电路6。
信号线驱动电路5具有：生成使起始脉冲顺序移位元化移位元脉冲的移位元 脉冲寄存器、供给数字图像数据的数据总线12，与移位元脉冲同步顺序闩锁数 字图像数据的采样闩锁器13、汇总采样闩锁器13的闩锁输出后通过定时闩锁的 负载闩锁器14，根据数字图像数据的高位侧比特列选择基准电压的电压选择电 路15，根据选择的基准电压对数字图像数据的低位侧比特列进行D/A变换的DA/ 变换器(以下称DAC)16，放大D/A变换的模拟图像信号的放大器(以下称AMP)17， 重合控制是否把AMP17的输出供给某个信号线的信号线选择电路18和定时控制 电路19。
图2是表示信号线驱动电路5的内部构成的方框图。图2的数据分配电路21 与图18移位寄存器11和数据总线12对应。另外，在图2中汇总DAC16和AMP17 用一个方块表示。
分压电阻资料W根据被电源IC4供给的三种基准电压REF1，VM、REF2生成 9种基准电压V12V9，把生成的基准电压V1～V8供给电压选择电路15。电压选择电 路15根据数字图像数据的高位3比特基准电压V1～V9中选择两种电压Vr1～Vr2。
DAC16利用从电压选择电路15输出的基准电压Vr1、Vr2生成与资料象素资 料的低位3比特对应的电压。被DAC16生成的电压被AMP17放大后，供给信号 选择电路18。
信号线选择电路18在把来自AMP17的电压供给对应的信号线之前，进行信 号线的预充电电压。更肯体地说利用如图8所示那样构成电路进行预充电。
图3是表示信号线驱动电路5内的DAC16、AMP17和信号选择电路18的详细 构成的电路图。象图标那样，DAC16根据被电压选择电路15供给的基准电压Vr1、 Vr2进行D/A变换。
DAC16具有；电容组件C1～C3，进行电容组件C1～C3的电荷再分配的模拟开 关S1a～S1c，S2、S3a、S3b、S4，根据数字象素资料的低位3比特的逻辑直接控制导 通、截止的模拟开关S5、/S5、S6、/S6、S7、/S7。另外设置被DAC16和AMP17 共享的电容组件C6。该电容组件C6也可用在D/A变换动作的过程，也可经用在 AMP17的初级反相器的动作控制。
图4是DAC16的动作定时图。首先在时刻T1时，响应数字图像数据的低比 特导通、切断模拟开关S5～S7，并且导通模拟开关S1a～S1c因此把与资料图像数据 的低位对应的电荷存储在电容组件C1和C3中。
例如在模拟开关S6导通时，与电压Vr2对应的电荷存储元件C1中，在模拟开 关/S6导通时，与电压Vr1对应的电荷存储在C1中。另外，在模拟开关S7导通时， 与电压Vr2对应的电荷存储在电容组件C3中，在模拟开关/S7导通时，与电压Vr1 对应的电荷存储在电容组件C3中，另外通常与电压Vr对应的电荷存储在电容C2 中。
然后，当为时刻T2时，模拟开关S2导通，模拟开关S导通，在电容组件C1、 C2之间进行电荷再分配，然后，在时刻3时，模拟开关S3a，S3b导通，在电容组 件C2，C3之间进行电荷再分配，在电容组件6上存储与第3位对应电荷。在时刻 T￥时，模拟开关S4导通，再分配分别存储在电容组件C2和电容组件C6上的电 荷。完成根据低位3位的D/A变换，所希望的模拟电压Vout存储在电容组件6的左 端上。另外，在时刻T以后，与AMP17的信号线之间的模拟开关18全都导通， 模拟开关S9、S10和S11导通使IV1～IV3的输出短接。在电容C4～C6的右端存储 IV1～IV3的动作值电压。当时刻T5时，模拟开关S9～S11截止，开关S8和开关18 的每个模拟开关S9～S11导通，进行使信号电压等模拟电压Vout的写入动作。 AMP17通过使信号线电压反馈的开关S8，电容C6的左端电压动作以使变成等于 上述模拟电压Vout的方向电压写入相对信号线进行。
然后，在时刻T5以后，重复进行时刻T1～T4的相同的动作。
AMP17如图3所示具有串联连接的三个反相器IV1、IV2、IV3，插入在反相 器IV3级间的电容组件C4、C5，串联连接在最末级的反相器IV3与初级的反相器 IV1之间的模拟开关S8和电容组件C6、插入在各反相器IV1～IV3的模拟开关 S9～S11。
电源电压XAVDD和接地电压分别供给AMP17内的三级反相器IV1～IV3。在 本实施方式如图3所示，使初级化反相器IV1的电源供给线L与第二级以后化反相 器IV2、IV3的电源供给线L2分离。具体地说，通过电阻组件R1、R2分别把电源 电压XAVDD和接地电压XAVSS供给初级化相器V1，与此相对应，通过电阻R3、 R4分别把电源电压XAVDD和接地电压XAVSS供给批二级以后化反相器IV2、 IV3。
这样，只把初级反相器IV1供给线分开化的理由是因为初级么相器IV1对 AMP17的精度影响。
另外，只把初级肥相器IV1电源供给线分开化具体的电路构成不限于图3甩 示的电路构成。例如图5表示用初级化反相器IV1的第二级以后化的反相器IV2、IV3 外部分开供给的电源电压的种类的例子。图5中，电源电压XADD2通过电阻R1 供给初级反相器IV1，而接地电压XAVSS1通过电阻R2供给初级反相器IV1。
与AMP17的第二反相器IV2的输出端相连的电容组件C7是发明人作为试行 错误最终为使AMP的工作稳定的手段发现的重要的阻抗组件，下面详细描述， 电容组件7尽管没有明确设置，但随电路的布置而作为寄生电容非明示地形成电 容，也考虑可不设明示的相位补偿电容的情况，一旦C7的值为零，则奇数级反 相器串联连接成环路状而变成容易振荡的电路，最终使显示装置的放大电路的 动作无效。
图5的情况也与图3一样，因为使AMP17内的初级反相器IV1的电源供给线 与其它的反相器IV2、IV3的电源供给线分离，所以可以使AMP17的精度提高。
另外，在图5中为简化起见而省略AMP17的各反相器IV1～IV3的输入输出端 子间的模拟开关。
另外，在图3中所示的电阻组件Rm和电容组件Cm在组件(安装板)上，而 R1～R4在绝缘板上。电容组件Cm使电源电压XACDD、XAVSS稳定，电阻组件 Rm，R1～R4防止在构成AMP17的反相器IV1、IV2、IV3中流过大的电流，从而 抑制显示不良的好发生。
(第二实施方式)
信号线驱动电路5内的信号线选择电路18通过由TFT级组成的模拟开关构 成，但因TFT的特性的偏差，而引起模拟开关的导通电阻的偏差和AMP信号线 的驱动速度的偏差，这最终又引起显示的不稳。
另外，局部的Vth偏差发生时，使特定的模拟开关的导通电阻变得过小，使 奇数级的串联连接的反相器的回路变成接近无负载状态，而引起放大AMP的振 荡，从机时引起线缺陷。
在此也可以如图6所示，通过在每个信号线上分别并联两个模拟开关S21、 S22来构成信号线选择电路18。这时与某个信号连接的信号选择电路18如图6B 所示，变成为由PMOS晶体管和NMOS晶体管组成的模拟开关S21、S22并联的 构成。
这样，通过使模拟开关S21、S22并联连接构成信号线选择电路8，尽管开 口并联的两个模拟开关S21、S22中的一个因局部的Vth偏差不能充分导通，但因 为如另一个导通，则进行信号线写入，所以可以降低使引起上述显示不良的概 率。因此不容易受模拟开关特性偏差的影响。另外，虽然因一个模拟开关不良 而不能正常起作用，但因可以用另一模拟开关进行信号写入，所以可以提高制 造上的成品率。
另外，如没有布置的制约，则如使用三个以上的模拟开关会更有效。
第三实施方式
使构成信号线选择电路18的模拟开关的电阻均一化在技术上是困难的。因 此，如图7所示，考虑在信号线选择电路18与信号线之间插入电阻组件R5，来减 少信号线选择电路18内的模拟开关的导通电阻的影响，这时，最好是把电阻组 件5的电阻值设定在比信号
线选择电路18内的模拟开关的导通电阻大的值上。从而使从AMP17侧看信 号线侧的反相
器取决电阻组件R5的电阻值，由于变成与信号选择电路18内的模拟开关的 导通电阻无关系，而可以降低信号线的写入定时的偏差。
另外，也可以象图18所示那样，把预充电控制电路22连接在电阻组件R5的 一端上。图8的预充电控制电路22内的模拟开关在根据AMP17的输出进行信号线 的写入之前通过导能进行预充电(准备写入)。这样因为在进行信号线写入之前 进行信号线的预充电，从而可以缩短信号线写入所需要的时间。
另外，由使预充电控制电路22内的模拟开关的尺寸比信号线选择电路18内 的模拟开关的尺寸小，而可以减少来自预充电电源的漏电流。
反之，由于使预充电控制电路22内的模拟开关的尺寸比信号选择电路18内 的模拟开关的尺寸大，即右以缩短信号线写入所需要的时间。
(第四实施方式)
在信号驱动电路5内的各部分所用的模拟开关如图9A所示，具有使NMOS 晶体管和PMOS晶体管并联连接的构造。在这样的构造情况下，在模拟开关从导 通到截止变化时，因存储在模拟开关的栅极，源极间的电容中的电荷流入负载 电容中而引起模拟开关的输出电压变动问题。
在此，如分别设模拟开关导通时的PMOS晶体管和NMOS晶体管的各相极， 源极间电容分别为CgSp(ON)和CgSn(ON)，并设模拟开关截止时的PMOS晶体管 和NMOS晶体管的各相极源极间电容CgSp(OFF)和CgSn(OFF)，则模拟开关 的输出电压的变动ΔV用以下公式(1)表示。
例如当信号选择电路18内模拟开关的输出电压变动时，因信号线的写入电 压变动而对显示品质产生不良影响。这对连接在图3所示的DAC16的电容组件 C1～C3等的电容上的开关也是有效的。
因此，在本实施方式中，就信号线驱动电路5内的已有一部分模拟开关如图 9B所示那样，把穿透补偿用模拟开关S24串联在原模拟开关S23上，该穿透补偿 用模拟开关S24具有使PMOS晶体管和NMOS晶体管并联连接并使两晶体管的 源极——漏极端子短接的构造。穿透补偿用的模拟开关S24与原模拟开关S23反 向进行导通截止控制。
因为设置图9D那样的穿透补偿用模拟开关S24，可以在原模拟开关S23从导 通变化截止时，存储在原模拟开关S23内的晶体管相极一源极间电容中的电荷传 递给穿透补偿用的模拟开关S24。因此虽然使原模拟开关S23导通截止，该输出 的电压变动对显示的影响变得非常小。
(第五实施方式)
第五实施方式的特征是在构成放大DAC16的输出的AMP17的第二级反相 器IV2的输出端之间配置如图10～图12所示的相补偿组件。由于配置这样的相位 补偿组件，所以可以通过相位补偿(信号的传播速度的适当的调整)来防止 AMP17的振荡和衰减振荡。
在此，所谓振荡是指AMP17的输出电压在所希望电位附近振动不能收敛， 这个振动随着串联连接的奇数能化反相器回路的信号速度过快，AMP17的输出 振动并按其原样传播给信号线而产生。该振荡例如在因Vth的绝对值变小而使各 反相器的负载驱动能力变得过大的情况下发生。
而所谓衰减振荡是指向所希望值收敛的速度变得过慢。随着串联连接的奇 数级的反相器的信号传授速度过迟，信号线的电位反馈变得过慢而产生。该衰 减振荡例如在因Vth的绝对值变大而使各反相器的负载驱动能力变得过低的情 况下发生。
本发明人在试行错误的最后发现以下所述的手段作为使AMP17的动作稳 定的手段，成功地使AMP17的稳定性飞跃和提高。
如图10所示，因为在第二反相器IV2的输入输出之间设置由串联连接的电阻 组件Ra和电容组件C7组成的相位补偿组件，所以即使在Vth的绝对值变小的情况 下，也不容易引起振荡。为了使Ra和C7的积达到规定的值的大小而也可以边考 虑布局边考虑Ra的电阻值和C7化电容的大小。所谓规定值，也可以变为是从 AMP17的输出至信号线的电阻Rsig和信号线电容Csig和积的数量级，最好是 为 Csigx Rsig的0.5倍至3倍左右。
在图10的电路中，可以通过切断反相器组件Ra和电容组件C7切断原信号线 负载容易振荡的频率分量来防止振荡。另外，当电容组件C7过大时，引起电路 面积增大的害处和初级反相器的动负载增大的害处，收敛性变差，并引起衰减 振荡。
另外，也可以把图10的电容组件C7插入在构成AMP17的第三级反相器IV3 的输出端子之间。
图11是图10的变型例，该变形例的特征是在插入在初级反相器IV1与第二级 反相器IV2之间的电容组件C4的一端与第二级反相器IV2的输出端之间插入由图 中示出的电阻组件Ra和电容组件C7组成的相位补偿组件。通过插入这样的补偿 组件C既能与图10一样能得到防止振荡的效果，又能使增益抑制得比图10减少的 小。并且因为改善收敛速度，所以即便在Vth的绝对值已过大的情况下也能防止 衰减振荡的效果。这时电容组件C7的电容的大小要小到电容组件C4的1/2以下。 如果过大，则发生电路面积增大的缺点和初级反相器的驱动负载增大缺点，从 而使聚旋光性变差，容易引起衰减振荡。、
另外，也可以作图11变型例如图12所示，也可以在新插入的电容组件C7与 第级反相器IV2的输出端之间插入电阻组件R6。电容组件C7与电阻组件R6也可 以左右调换。该电阻组件R6与电容组件C7同样进行相位补偿。也就是说，通过 设置电阻组件R6使相位补偿的精度能进一步提高。作用，效果与图1的情况 相同。也可以根据判断布置的容易性和与处理的整合性选择使用。
或者，如图13所示，也可代替电阻组件R6，用高电阻材料形成新追加的电 容组件C7的一个电极，具体地说是与第二反相器IV2的输出端相连的电极C7a。 因此，虽然没有另外连接电阻组件R6，但仍是具有连接电阻组件R6的情况相同 的效果。
(第六实施方式)
用在便携式电话、笔记本或计算机等便携式机器上的液晶显示装置有使前 缘变小的要求。为此，在第六实施方式中，把放大DAC16的输出的AMP17的电源 配线图形P1象图14所示那样配置在重合在对置基板上的公共电极23上的位置。 从而可以削减玻璃基板2的外形尺寸，可以使额缘变小。
作为图14的变型例，如图15所示，也可以把连接在AMP17内的反相器 IV1～IV3级间的电容组件C4、C5配置在与对置基板上的公共电极23上重合的位 置上。由于电容组件要求比其它的电路部件的安装面积宽，所以通过如图15所 示那样把电容组件配置在与公共电极重合的位置上，可以使玻璃基板2的外形尺 寸缩小。
(第7实施方式)
如果从玻璃基板上的公共合成电阻Rcom大，则存在形成在对置基板上的公 共电极23的电平不能在规定的时间内达到所希望值的担心。该合成电阻Rcom是 图16的粗线部分的电阻。
因此，在第七实施方式中，通过使公共电极23的电压供给线变粗而短，可 以使从公共电位供给电端的合成电阻R7的电阻值降低。
具体地说，最好是为了满足以下的(2)式的关系而设定来公共电位供给端 的合成电阻R7的电阻值Rcom。
Rcom＜规定的系数×上述信号线选择电路的导通时间/辅助电容的总量/ 上述公共电极与上述绝缘基板间的电容/同时写入信号数
另外，从玻璃基板上的辅助电容供给端的合成电阻RCS增加时，存在辅助 电容和电平在规定时间内达不到所希望的值的担心。该合成电阻RCS是图17的 粗线部分电阻。
作为第七实施方式的变型例，也可以通过使辅助电容配线的电压供给线变 粗而短来使从辅助电容电位供给端的合成电阻R7的电阻值变小。
具体地说，最好是为了满足以下的(3)式关系而设定从辅助电容电位供给 端的合成电阻R7的电阻值Rcs。
RCS＜规定的系数×上述信号线选择电路的导通时间/(辅助电容的总量/ 上述公共电极与上述绝缘基板间的容量/同时写入信号线数。
第八实施方式
图18A是本实施方式的液晶显示装置的液晶部分的电压一辉度曲线。相对 电压变化的辉度化在中间电压附近大，在其它部分的电压比中间电压附近变化 的小。也就是说，在中间电压附近的AMP17的输出的误差电压相对直接与显示 偏差的联系，被认为其它的电压的误差电压不很大。也就是说，在中间电压附 近的AMP17的输出的误差电压相对于与显示偏差的直接联系，被认为其它的电 压的误差电压不很大。因此AMP17的输出的误差电压最好是在中间电压附近变 得最小。
本发明的AMP17的输出的误差电压与信号线写入时的各反相放大电路(反 相器)的增益的积成反比。在此所谓增益是指反相放大电路的输出输出特性的 斜率(陡度)，增益随输入电压而变化。本发明人发现，作为用在驱动液晶显示 装置的信号线的AMP17上的反相放大电路使P沟道TFT和n沟道TFT串联在电源 电压之间的互补型反相器是适合的。
如果这样做，在写入中间电压时，各反相器在各个反相器阀值附近进行操 作。如图18B所示，互补型反相器在其阀值附达到最大增益，也可以构成其它的 例如源极跟随器等反相放大电路，但在输出中间频率附近的电压时，使具有误 差电压变成最小的构成是困难的。
在本实施方式中，使P沟道TFT和n沟道TFT串联连接在电源间的互补型反 相器作为AMP17的反相器使用。
另外，用液晶显示装置其它的显示组件的情况进行如下，也就是说，也可 以根图18A的那样的显示组件的电压一辉度特性图研究斜率变成最陡的电压范 围，选择放大级的电压，放大级的种类，以使在该部分AMP放大器的增益变成 最大。
第九实施方式
如图19所示，AMP17通过使奇数级的反相器串联构成，在初级反相器IV3 的输出端子之间插入模拟开关S8和电容组件C6。
对AMP17的增益精度影响最大的是初级反相器IV1。当从最末级反相器IV3 的反馈通路上的模拟开头S8和初级反相器IV的输入电容C6在互相离开的位置上 时，该模拟开头S8的导通，截止对初级的反相器IV1的输入电容的影响变大。
第九实施方式的特征是反馈通路上的模拟开关S8和初级反相器IV的输入 电容互相靠近配置。因此，随着该模拟开关S8的导道截止；初级的反相器IV的 平行入电容不受影响，进行精度的调整。
第10实施方式是使连接在AMP17的电源供给线上的电阻的电阻值与连接 在接地线上的电阻的电阻值不平衡的例子。
图20是信号驱动电路的第十实施方式和电路图。图20的信号线驱动电路虽 然在构成上与图3的信号驱动电路相同，但是使与连接在AMP17内的反相器上的 电源供给线L11(包括电源供给线L1，L2)上的电阻R1，R3，Rd的电阻值的总 和比与接地线L12(包括接地线L3，L4)上的电阻R2，R4，R5的电阻值的总和 大。在此，电阻Rd.R5是外装在玻璃基板上的电阻，而电阻R1-R4是在玻璃基板 内的电阻。
图20的电压选择电路15，DAC16，AMP17和信号线选择电路18构成为一组 电路，该电路在同一玻璃基板上一体形成多个。
图21是表示本实施方式的液晶显示装置内的各部分电压电平的图。电源电 压XVDD(＝5V)是供给图1的移位寄存器。二极管12，采样开关闩锁器13负载 闩锁器14，电压选择电路15，DAC16和信号选择电路18的电源电压。电源电压 XAVDD(＝5.5V)是供给图1的AMP17的反相器IV1，IV2和IV3的电源电压， 电压GATE是图像驱动用TFT的相极电压。公共电压VCOM是0V或5.3V电压，按 规定周期交错地选择。信号电压VSIGH，VSIGL是从AMP17输出的电压信号， 其最大电压是VSIGH(＝4.5V)，其最小值是VSIGL(＝0.5V)。电压REF1，RER2 是供给图2的分电阻梯形20的基准电压，按VCOM的驱动周期连动REF1和REF2 的值交替为0V和5V，或5V与0V。
从图21可以看出，电源电压XAVDD与信号电压的最大值VSIGH的电位差， 1.0V相对应，接地电压0V与信号电压的最小值VIGL的电位差是0.5V。也就是说，如 图22所示，电源电压侧相对有1.0V的边际，接地电压例只转动0.5V。在图22中， 用Δ表示信号电压VSIGH，VSIGL的电压变动的部分。这时电源电压侧为边缘 ΔV1，则ΔV1＝XAVDD-(VSIGH+Δ)，接地电压侧的ΔV2＝(VIGHL-Δ) -XAVSS当把电阻分别连接到电源供给线L11和接地线L12上时，因为在这些电阻 的两端引起电压降，而AMP17的电源端子的电压下降多少，接地端子的电压就 上升多少。如果电压下降在上述的范围内，则AMP17仍正常工作。例如就分别 连接在电源供给线L11和接地线L12上的电阻的电阻值互相相等且这些电阻和电 阻值逐渐上升的情况进行考虑，随着电阻值上升，电阻两端间的电压下降变大。 如上所述，因接地电压例电压移动变小，而使接地电压例首先从边缘离开。为 了不使接地电压例首先从边缘离开，可使接电压侧的电阻的电阻值比电源电压 例的电阻的电阻值小。
在本实施方式中，与电源供给线L11连接的电阻的电阻值的总和比与接地线 L11连接的电阻的电阻值的总和大，因此无论电源供给例无论接地线侧都能同样 的确保边缘，同时使电源供给线L11侧的电阻值变大，从而使流过电源供给线L11 侧的电源减少，减少消耗电功率。
另外，消耗电功率减少的效果是在构成AMP17的反相反相器各TFT组件的 绝对值时特别有效的。因为在AMP17的各反相器的相极所加的电压经常是 0.5～4.5V，所以在各反相器中流过贯通电流。在上述Vth的绝对值小时，该贯通 电流增大。
在本实施方式中，因为在电源供给线上设置电阻，所以加在反相器上的作 为电流X电阻的积的有效电压减少，具有抑制贯通电流的作用。
另外，在Vth的绝对值大时，贯通电流比较小，电流X电阻的积也比较小， 加在反相器上的有效电压几乎按原样加上，从而可以确保最大限度的电流驱动。
根据这个理由，本实施方式的技术特别适合于通过在玻璃基板上形成Vth 偏差大的多晶硅TFT一体形成显示装置的象素部和驱动电路的情况。
虽然在上述的图20中，示出了在玻璃基板内的电源供给线L1、L2上设置电 阻R1、R2，在接地线L3、L4上设置电阻R3、R4，在玻璃基板外设置电阻Rd、 Rs的例子，但设置在各线上的电阻数没有特别限制，并且也右以把所有的电阻 形成在玻璃基板内，反之也可以把全部电阻设置在玻璃基板外。
第十一实施方式
第十一实施方式是分别通过各个电阻把电源供给AMP17内的各反相器。
图23是信号线驱动电路的第十一实施方式的电路图。图23的信号线驱动电 路，除了连接在AMP17内的各反相器上的电源供给线的配置不同，其它与图的 信号驱动电路的构成相同。
在AMP17内的串联连接的三个反相器IV1、IV2、IV3的电源端子与从外部 供给电源电压XAVDD的基准电源端子T1之间分别连接电阻R11、R12、R13。这 些电阻R11～R13，可以形成在玻璃基板的内部，也可以外装在玻璃基板上。
与初级反相器V1相连的电阻R11的电阻值Rd1、与第二级反相器IV2相连电 阻Rd2的电阻值Rd2和与最末级的反相器IV3相连的电阻值R13的电阻值Rd3按照 Rd2＜Rd3＜Rd1的要求设定。更具体地说，例如设定Rd1＝2KΩ、Rd2＝200Ω、 Rd3＝700Ω。
使初级的电阻R11的电阻值Rd1为最大的理由是因为初级反相器IV1可以在 阀值电压附近工作，所以从使消耗电压降低的目的出发，通过使电阻变大而降 低供给反相器IV1的电源电压。
设定最末级的电阻的电阻直Rd3，以使从反相器IV3输出所希望的电压幅值 的电压。另外，因为如果第二级的电阻的电阻值Rd2变大时，AMP17有可能振 荡起来，所以电阻值Rd2设定在小的值上。
这样，在本实施方式，因为通过对各反相器分别设定把电源电压供给 AMP17内的各反相器IV1～IV3的电源供给线上的电阻来把各电阻R11～R13的电 阻值设定在对应各反相器IV1～IV3的作用的最佳值上，所以可以在提高AMP17 的性能的同时，减少消耗电功率。
第十二实施方式
第十二实施方式是调整AMP17内的反相器的尺寸
图24是第十二实施方式的信号线驱动电路内的AMP17的电路图。
如图所示，AMP17包括：串联连接的三个反相器IV1～IV3，连接在各反相 器IV1～IV3的级间的电容组件C4、C5串联连接在最末级的反相器IV3的输出端子 与初级反相器IV1的输入端子之间的模拟开关S8和电容组件C6，连接在反相器 IV2的输入输出端子之间的相位补偿用电容器组件C7。
在本实施方式，使第二反相器IV2的尺寸大于最末级的反相器IV3的尺寸， 并初级反相器IV1的尺寸小于第二反相器IV2的尺寸。
在图24中，把AMP17的反相器的级数变为三级，但如果是大于三级的奇数 级，则不管特别的级数。例如在AMP17内串联串连(2n+1)级的反相器(n为大 于1的整数)的情况，构成各级反相器的晶体管的栅极的宽度W1～W2n+1和相极 的长度L1～L2n+1尽可能满足以下的关系：
W2n/L2n≥W2n+1/L2n+1
W2n-1/L2n-1≥W2n+1/L2n+1
……
W2/L2≥W2n+1/L2n+1
W1/L1≤W2/L2
尽可能满足上式关系的理由如下：
因为初级反相器V1是输入信号级，所以如该反相器的尺寸变大。则因产生 电容变大而影响AMP17的精度，所以不能变得过大。
而最末级反相器的尺寸，本来必须由后级的信号线的负载决定。如果使该 反相器的尺寸变大，则对信号线的负载的驱动力变得过大，结果会损害AMP17 的稳定性。
另外，如果使第二级的反相器IV2的尺寸比最末级的反相器3大，则使第二 级的反相器IV2的响应速度变快，使AMP17的动作速度提高。
另外，AMP17内的反相器的级数也可以为3级以上。
这样一来，通过设定AMP17内的反相器的尺寸使其满足(1)的关系，可 以提高AMP17的精度，并且也使动作速度变快。
第十三实施方式
第十三实施方式是把AMP17内的最末级的反相器的尺寸变成小于信号线 选择电路的尺寸。
图25是第十三实施方式信号线驱动电路器的AMP17和信号线选择电路18 的电路图。
AMP17的构成与图24相同，具有串联连接的三个反相器IV1～IV3。在本实 施方式中，使最末级反相器IV3的尺寸比信号线选择电路18的尺寸小。
具体地说，设构成最末级反相器的晶体管栅极的宽度为W3、栅极长度为L3， 信号线选择电路18的晶体管的栅极宽度为W4，栅极长度为L4，则满足以下的关 系：
W4/L4≥W3/L3
之所以要满足上式的关系，是因为当信号线选择电路18导通电阻变高时， 因AMP17的反馈变得过快而使AMP17的有振荡的危险。这时因串联连接的 IV1～IV3与环形振荡器电路(振荡电路)一样起作用而激发振荡。
图26是在使AMP17内的反相器IV1～IV3的尺寸和信号线选择电路18的尺寸 进行各种改变情况下表示表明振荡引起容易度的相位裕度变化状态的图。图26 的曲线g1、曲线g2和曲线g3分别表示尺寸比为2∶1∶1∶2∶5时，1∶2∶2∶5和 2∶2∶1∶5时的状态。
从图26可以看出在曲线的情况下即在最末级反相器IV3的尺寸比其它反相 器IV1、IV2和信号选择电路18的尺寸小的情况下相位裕度最大。
由此还可发现，如满足(2)的条件，不容易引起振荡。
这样，因为本实施方式使AMP17的最末级的反相器IV3的尺寸比信号选择 电路18的尺寸小，所以可以确实防止AMP17的振荡。
另外，在本实施方式中，虽然如图24所示，把AMP17内的反相器的级数设 定为三级，但也同样适用三级以上奇数级。
第十四实施方式
第十四实施方式是调整连接在AMP17内的各级反相器的电源端子上的电 阻组件的电阻值的实施例。
图27是第十四方式的信号驱动电路内的AMP17的电路图。图27的AMP17 由与图24的AMP17相同，具有串联连接的三个反相器IV1～IV3。各反相器 IV1～IV3具有电源端子Vdd和接地端子Vss，在各反相器的电源端子Vdd与基准电 压端子XAVDD之间分别另外连接电阻组件RV(1)、RV(2)和RV(3)。同样， 在各反相器IV1～IV3的接地端子Vss与接地端子XAVSS之间分别另外连接电阻 组件RS(1)、RS(2)和RS(3)。
第二级电阻组件RV(2)的电阻值是第三级的电阻组件RV(3)的电阻值 以下，而初级的电阻组件RV(1)的电阻值设定在第二级电阻组件RV(2)的电 阻值以上。
同样，第二级的电阻组件RS(2)的电阻值是在第三级的电阻组件RS(3) 的电阻值以下，初级的电阻组件RS(1)的电阻值设定在第二级的电阻组件， RS(2)的电阻值以上。
在图2中，虽然把AMP17内的反相器的级数设定为三级，但如果是三级以 上奇数级，则不管特定级数如何。例如在AMP17内串联连接(2n+1)段的反相 器(n是大于1的整数)串联的情况下，分别连接在各段反相器的电源端子上的 电阻组件RV(1)～RV(2n+1)分
RV(2n)≤RV(2n+1)
RV(2n-1)≤RV(2n+1)
……
RV(2)≤RV(2n+1)
RV(1)≥RV(2)
或者分别连接在各级反相器的接线端子上的电阻组件Rs(1)～Rs(2n+1) 分别满足以下的关系：
RS(2n)≤RS(2n+1)
RS(2n-1)≤RS(2n+1)
……
RS(2)≤RS(2n+1)
RS(1)≥RS(2)
这样，在本实施方式中，因为连接AMP17内的各级反相器的电源端子或接 地端子上的电阻元件的电阻值满足上式的关系，所以具有与第十二实施方式同 样的效果，也就是说通过调整各电阻元件的电阻值，可以把各级反相器的驱动 能力调整到最佳，从而提高AMP17的精度和速度。
第十五实施方式
第十五实施方式是把另外的电源电压分别供给AMP17的各级反相器的例 子。
图28是第十五实施方式的信号线驱动电路内的AMP17的电路图。图28的 AMP17与图24的AMP17同样，具有串联连接的三个反相器IV1～IV3，各反相器 IV1～IV3分别具有第一和第二电源端子Vdd、Vss。在各级的反相器IV1～IV3的 第一电源端子上分别供另一电源电压XAVDD(1)、XAVDD(2)、XAVDD(3)。同 样在各级反相器IV1～IV3的第二电源端子Vss上分别供给另一电源电压 XAVDD(1)、XAVDD(2)、XAVDD(3)。
使供给第二级反相器IV2的电源电压XAVDD(2)的设定值比供给最末级反 相器的电源电压XAVDD(3)的设定值大，使供给初级反相器IV1的电源电压 XAVDD(1)的设定值比供给第二级反相器IV2的电源电压XAVDD(2)的设定值 小。
或者使供给第二级反相器IV2的电源电压XAVDD(2)的设定值比供给最末 级反相器IV3的电源电压XAVDD(3)的设定值小，使供给初级反相器IV1的电源 电压XAVDD(1)的设定值比供给第二级反相器的电源电压XAVDD(2)的设定值 大。虽然在图28中把AMP17内的反相器的级数设定为三级，只要是三级以上的 奇数级，就与特定的级数无关。例如在AMP17内串联连接(2n+1)级反相级(n 为大于1的整数)的情况下，分别供给各级反相器的第一电源端子Vdd的电源电 压XAVDD(1)～XAVDD(2n+1)按满足以下的关系设定：
XAVDD(2n)≥XAVDD(2n+1)
XAVDD(2n-1)≥XAVDD(2n+1)
……
XAVDD(2)≥XAVDD(2n+1)
XAVDD(1)≤XAVDD(2)
或者分别供给各级的反相器的第二电源端子Vss的电源电压XAVSS(1) ～XAVSS(2n+1)按满足以下关系设定：
XAVSS(2n)≤XAVSS(2n+1)
XAVSS(2n-1)≤XAVSS(2n+1)
……
XAVSS(2)≤XAVAA(2n+1)
XAVSS(1)≥XAVSS(2)
这样，在本实施方式中，因为可以分别调整AMP17内和各级反向器的电源 电压，所以可以把各级反相器的驱动能力调整到最佳，从而可以提高AMP17的 精度和动作速度。
另外，因为即使把(第十二实施方式)、(第十三实施方式)、(第十四实施 方式)和(第十五实施方式)并用也能得到同样的效果，所以可以把各级反相 器的驱动能力调整到最佳，从而使AMP17的精度和动作速度提高。
第十六实施方式
第十六实施方式是并行执行模拟图象信号的采样和往信号线上写入的例 子。
图29A是第十六实施方式的信号线驱动电路内的AMP17的电路图。29A的 AMP17由并联连接的两个第一放大部31构成初级反相器。这两个第一放大部31 分别具有串联连接的开关S21，电容元件C6a，反相器IV1a、开关S22和并联连接 在反相器IV1a的输入输出端子间的开关S23。这两个第一放大部31与第二放大部 相连接。第二放大部32由串联连接的电容元件C4、反相器IV2，电容元件C5和 反相器IV3构成。另外虽然图中未示，但第二级反相器设示图11所示那样的相位 补偿元件。
图25所示的AMP17如图29B所示，每六根线设置一个与此相反本实施方式 的AMP17，12根信号线设置一个。因此平均每AMP17减少二个反相器。
图30是本实施方式的AMP17的动作定时图，图30B是为比较而示出的图25 的AMP17的动作定时图。
图25的AMP17是交替进行模拟信号的采样和信号线写入，而本实施方式的 AMP17是并行进行采样和信号线写入。因而不会使采样时间和信号线写入时间 变小，可以驱动图25的两倍的信号线。
图31是AMP17的周边电路图，示出了DAC16、AMP17和信号线选择电路 18的电路图。DAC16具有响应数字象素数据的低位3比特b2～b0的值转换控制的 模拟开关S30、S31、S32a、S32b，存储响应比特b0的电荷的电容元件C11，存 储响应比特b0～b2的电荷的电容器C12，进行控制电容元件C11，C12中的电荷存 储的开关S33a、s33b、s33c、S33d、s34a、S34b、S34c。
图32是图31的电路动作的定时图。首先在时刻T1开关S33a、s33b、s33c导 通。因此，响应比特b0，b1的电荷分别存储电容元件C11、C12中。然后，在时 刻T2开关S9a导通，响应比特b2的电荷存储在电容元件C6a中。
然后，在时刻T3开关S33a、s33b、s33c截止后，在时刻T4～T5之间开关s34a、 S34b导通。因此，在电容元件C11、C12、C6a之间进行电荷的再分配。
然后，在时刻T6开关S10、S11导通，直到时刻T8的期间运行AMP17的采样 然后在时刻T9～T12的期间进行信号线的写入。
另外，在时刻T7～T15中与时刻T1～T8相同，进行应写入下一信号线的数据 的采样。
这样，在本实施方式中，因为通过使反相器并联化交替换驱动各反相器IV1a、 IV1b，而并列进行数据的采样和信号线的写入。
在此，AMP17的功率消耗用相当于一个AMP17的电源电压XAMD17的电 流XAMP17数来表示，因此，象本实施方式那样，如果减少构成AMP17的反相 器的个数，则可以实现减少功率消耗。
(第十七方式)
第十七方式是把用于驱动AMP17的电源电压XAVDD设置为从外部供给的 电源电压VDD的整数倍(例如2倍)的例子。电源IC等的LSI的电源电压一般为 3V以下，在液晶显示装置的驱动电路中，1)为了驱动液晶材料，另外2)为了 驱动比LSI的Vth大的多晶硅而必需4)压适当的值后供给信号线驱动驱动电路。 例如对最普及的扭曲向列式液晶需用4V左右的电压驱动。为驱动多晶硅所必需 的电压值是P沟道TFT和N沟道TFT的Vth绝对值的归大的总和左右。
图33是表示包含在图2的电源IC中的升压电路的一例的电路图。该升压电路 生成把从外部供给的电源电压VDD升压为2倍的电源电压XAVDD。所生成的电 源电压XAVDD用于驱动AMP17。
图33的升压电路具有串联连接在IN(+)端子与OUT(+)端子之间的开关 SW1a，串联连接在SW2a、开关SW1a、间的连导通路与IN(-)端子之间的电 容元件C13和开关SW1b、连接在IN(+)端子与IN(-)端子间的电容元件C14、 串联连接在电容元件C14的两端子间的开关SWW1b、SW2b、连接在OUT(+) 端子与OUR(-)端子间的电容元件C15。
首先使开关SW1a、SW1b导通。借此使对应输入电压Vin的电荷存储在电容 元件C13中。接着使开关SW2a、SW2b导通，借此使电容元件C13与输入电压Vin 的2倍电压的电荷存储在电容元件13上，使输出电压变为2Xvin。
虽然在图33的升压电路内连接电阻可以生成任意的倍率的升压电压，但如 考虑到电源效率，最好如图33那样生成输入电压的整数倍的电压。因此，在本 实施方式中用电源IC4生成电源电压VDD的整数倍的电压XAVDD。
电源IC4安装在形成在玻璃基板2上的显示装置上，利用多晶硅TFT与显示 装置同样地形成在玻璃基板上，或安装或形成在玻璃基板2上或与玻璃基板2不 同的基板上。不论怎样做，因为图33的升压电路不用电感元件，所以使对LSI 的集成，在玻璃基板上的集成容易。
电源IC4如图34所示，除了AMP17驱动用的电源电压XAVDD之外，还生成 用于驱动显示装置内的数字电路部件的电源电压XVDD、D/A变换用的基准电压 REFN、REFL。数字电路部件因为电功率消耗小，而对电源电压XVDD的要求 少。在本实施方式中，从电路设计的高效率和制造容易上看，而使电源电压 XVDD的电压电平与电源电压相同。
这样，在第十七实施方式中，因为把用于驱动AMP17的电源电压XAVDD 设定为从外部供给的电源电压VDD的整数倍，所以既可提高AMP17的驱动能 力，又能提高电源的效率。
另外因为把用于驱动显示装置内的数字电路部件的电源电压XVDD变成与 电源电压XAVDD相同电平，而可以简化电源IC4的内部构成。
第十八实施方式
第十八实施方式是对图17的实施方式的改型，虽然因制造偏差而使构成 AMP17的TFT的Vth等的特性有偏差，也能确保充分的动作边界，并且设定电源 电压以使消耗电功率能最小。
利用多晶硅TFT在玻璃基板上一体形成DAC16和AMP17的显示装置的消 耗电功率的AMP17的消耗电功率和分电压阻梯形网络的消耗电功率所占的比是 大的，因为AMP17边界在反相器流过贯通电流边动作，所以电流消耗量大。在 电源IC4的构成上，使AMP17的电源的升压效率最大化应最优先。因此设XAVDD 为VDD(2.75V)的两倍5.5V。
另外，分压电阻梯形网络20的消耗电功率可以用施加电压的平方/电阻值表 示，因此施加在分压电阻梯形网络上的电压没有必要很大。并且电压偏差也应 在50％以下。如果电压偏差增大，则将因不能确保驱动液晶所必需的电压而引 起对比度的不足，或者使施加在液晶上的电压偏离规定的值，因此在中间调的 显示上产生障碍。因此施加在分压电阻梯形电阻网络两端的电压的一个为OV (地)，另一个为5V。
供给外部电源电压VDD、电源电压XAVDD、分压电阻梯形网络的基准电 压最大值REFH，基准电压最小值REFL的电压电平存在如图35所示的那样关系。 基准电压最大值TEFH和基准电压最小值REFL每次极性转换时作为极性转换的 基准电压REF1、REF2供给分压电阻梯形网络20。
如果从减少消耗电功率的观点出发进行电压设定，如图25所示那样，信号 线驱动电压在0.5V～4.5V的范围，必然偏差在电源电压XAVDD的OV伏为了确保 相对AMP17的电源电压偏离的范围的AMP17的输出电压，而最好使插入在 AMP17内的反相器的电源线和接地线上的电阻值在电源线侧和接地线侧上变为 非对称。其理由是如在第十实施方式中说明那样，通过连接图36那样的电阻Ra、 Rb，具有与第十实施方式同样的效果。
在图36中，把连接在AMP17内的各反相器电源端子与电源电压线XAVDD 之间的电阻Ra和连接在各反相器的接地端子与接地线GND之间的电阻的电阻 比设定为非对称，例如Ra∶Rb∶2∶1状态。借此，即使因多晶硅TFT基板的制 造过程引起TFT的Vth的偏差，也能把消耗电功率限制在最低限度，并能使动作 稳定。
第十九实施方式
第十九实施方式是使构成AMP17的三个反相器中的第二反相器的栅极宽 度W比第三个反相器的栅极宽度W大的例子。虽然把一般的用于驱动中显示装 置的信号线的TAB-IC的AMP17的由差动电路组成的比较电路的元件的栅极设 计得尽可能地小，并使输出级的元件的栅极设定得大，但本实施方式的AMP17 与一般的考虑显著不同。
本发明人根据试验的错误结果发现了特别适合于面向便携电话的液晶显示 装置和面向PDA液晶显示装置等的比较小型的显示装置的并非明显的反相器各 级的栅极宽度的相对关系。在此，所谓比较小型是指从AMP17看去。驱动负载 电容(每根信号线的电容)大约为20PF的显示装置。
在利用象多晶硅TFT元件那样的Vth等特性偏差比较大的元件构成用于信 号线驱动的AMP17的情况下，使输出级变大对确保动作稳定性未必有效，而宁 可存在容易引起振荡或衰减振荡的问题。本发明人根据试行错误的结果发现下 述事实，构成最未级的反相器的TFT的栅极的宽度，发现宁可使构成最未级的反 相器的TFT的栅极小，可以使第级的栅极宽度变大。
AMP17扣如图24等所示，通过隔着电容元件串联连接电容元件三个反相器 构成。因为AMP17的输出容易引起振荡或衰减振荡，所以如图37所示，需要限 制直到稳定输出结束的一定大小的时间(以下称该时间为约束时间)。
图38是在使初级的反相器的栅极W1和第二级反相器的栅极W2相等并使第 二级反相器的栅极W2与第三级反相器的栅极W2的比改变为W2/W3时AMP17 的输出的约束时间如何变化的图。
如图所示，W2/W3在0.5～1.5的范围，可以发现第二级反相器的栅极宽度 W2比第三级反相器的栅极宽度W3越宽，约束时间越短。因此通过使第二级反 相器栅极宽度W2比第三级反相器的栅极宽度W3大，可以使AMP17的动作稳定 化。
第二十实施例
下面就适用于对角2英寸176×180点的液晶显示装置中的AMP电路的具体 布置方式进行说明。
图39是图3的AMP17的局部布置图。开关和元件的符号对图对应标记。
为了防止振荡或衰减振荡而用图11的相位补偿元件作为设置在第二级反相 器前后的相位补偿元件。电容元件是通过N+掺杂多晶硅与栅极线层的交差形 成。在该显示装置中信号线的电容是12PF，信号线的电阻是0.4KΩ。驱动 负载的时间常数是12ρF×0.8KΩ＝9.6nsec。设相位补偿元件的电阻值为100KΩ 静态电容为0.1PρF，每根信号线的驱动时间为4μs。
为了抑制因模拟开关的穿透电压引起的输电压误差，而与图9在各处配置穿 透补偿开关。
模拟开关和反相器等可以互补用任何P沟道TFT和N沟道TFT。尽可能使不 希望的寄生电容均等地寄生在P沟道TFT和N沟道TFT上，应使影响最小化，进 行左右对称的配置。
用在D/A的电容元件C1、C2、C3和C6在N+掺杂多晶硅的层与栅极线层的 交叉部上形成。这些电容的电容最好具有同一静电容值。静态电容的偏差是直 接与D/A变换的误差电压相联系。例如在C3也用局部信号线层与栅极层的交差 部，应尽可能地使与C2的静电容的电容值相同。
构成AMP17的各反相器与电源间的电阻具有图3的标号，设Rm＝360Ω( XAVDD侧)/200Ω(XAVSS侧)，R1＝70Ω、R3＝50Ω、R2＝35Ω、R4＝25Ω。
没AMP17的各反相器的栅极宽度比为IV1∶IV2∶IV3∶6∶6∶5。
构成液晶盒的两块玻璃基板的一个是形成有公共电极的滤色器的基板。公 共电极以一次水平扫描期间作为周期驱动极性反转。而另一基板如图40所示， 是一体形成象素阵列部1、信号驱动电路5，扫描线(栅极线)驱动电路6，定时 电路构成的低温多晶硅TFT阵列基板。
在信号线驱动电路5上配置44组AMP17和DAC16，在一水平期间通过顺次 选择12根信号线进行12次D/A变换和进行利用AMP17的信号线驱动(在图4中所 示的动作)动作12次。
在图41中示出了信号线驱动电路5的概略构成图。另外本实施方式的液晶装 置具有在图34中所示的电源IC4和LCD控制器按照图35和图21中所示的电源设 定。
通过这样的构成，使低消耗电功率和AMP17和稳定性良好，对D/A变换的 精度也没有问题，可以进行良好的显示，可以对起因于制造工艺的偏差引起的 Vth偏差可以确保足够高的成品率。并且N沟道TFT与P沟道TFT的Vth的绝对值 在从各个最小0.5V到最大2.5V左右的宽度范围的范围没有问题地动作。
第二十一的实施方式
第二十一实施方式是长久确保信号线的写入时间的例子。第二十一实施例 的整体构成与图1的相同，信号线驱动电路方块构成还与图2相同。
信号线驱动电路5内的分压电阻梯形网络20通过串联连接未示出的多个电 阻元件构成。如图2所示，三种基准电压REF1、Vm、REF2供给分压电阻网络， 从串联连接的多个电阻元件的级间可以取出几种基准电压V1～V9。
最好使Vm接近(REF1+RERF2)/2。
电阻梯形网络的电功率消耗可以用(REF1-Vm)的平方/(REF1与Vm间的 电阻)+(Vm-REF2)的平方/Vm与REF2间的电阻)表示，从而使该值最小化。
DAC16用从电压选择电路15输出的基准电压Vr1、Vr2生成相应数字象素数 据低3位的电压。由DAC16生成的电压被AMP17放大后，供给信号线选择电路 18。
信号选择电路18把来自AMP17的电压供给对应的信号线之前进行信号线 的充电。使用从电压选择电路15输出的电压Vr1、Vr2作为预充电电压。
图42是表示DAC16和AMP17的详细构成的电路图中，如图中所示，DAC16 具有：响应除去数字象素数据的低3位中最高位的2比特D1、D0的值选择基准电 压Vr1、Vr2中的任何一个的开关SW11，响应数字图象数据的最高位比特的值 选择基准电压Vr1、Vr2中任何一个的开关SW12、能存储电压相应数字象素数据 的最高位比特以外的各比特值的电荷的电容元件(第电容元件)CP1、能在与电 容元件CP1之间再分配存储电荷的电容元件(第二电容元件)CP2、能存储响应 数字象素数据最高位比特值的电荷的电容元件(第三电容元件)CP3、在把响应 数字象素数据的最低位比特D0值的电荷存储在电容元件(P)中时导通的开关 SW0、转换是否电容元件CP1、CP2之间进行存储电荷再分配的转换开关(第一 转换电路SW1、在把相应比特D1的值的电荷存储在电容元件CP1中时导通的开 关SW2，在把相应比特D2的值的电荷存储在电容元件CP3中时导通的开关(第 二转换电路SW3，转换是否在电容元件CP2、CP3之间进行存储再分配的开关(第 三转换电路)
AMP17具有：差动放大器17a，连接在差动放大器17a的反转输入端子与输 出端子之间的开关ISP、连接在开关ISP和信号线负载30的连接点与电容元件CP3 和开关SW3、SW4的连接b之间的开关AFB。
电容元件CP3连接在差动放大器17a的反向输入端子上，基准电压供给正向 输入端子。
上述的各开关SW0～SW3、SW11、SW12、ISP、AFB、XSW的转换通过电 荷控制电路31进行控制。
图43是DAC16的动作定时图。下面根据图43的动作定时图说明DAC16的 动作。在时刻T1输入负载信号时，数字象素数据D2～D0输入给DAC16。在时刻 T2～T3期间开关SW0导通，相应于数字图象数据的比特D0的值的电荷存储在电 容元件CD1中。具体地说，如果比特D0是1，则相应于基准电压Vr1的电荷存储 在电容元件CP1中如果是0，则相当于基准电压Vr2的电荷存储在电容元件CP2。
在时刻T3-T4期间开关SW1导通，在电容元件CP1、CP2之间进行再分配。 其后在时刻T4-T5期间开关SW2导通，与数字象素数据的比特D1的值相应的电 荷存储在电容元件CP1中。
然后在时刻T5-T6期间开关SW1导通，在电容元件CP1、CP2之间进行电荷 再分配。从而与比特D1、D0相对应的电荷存储在电容元件CP1、CP2中。
直到时刻T6，开关AFB、XSW一直处在导通状态，与存储存在电容元件CP3 中的电荷对应的电压，即与当前的数字象素数据对应的电压Vold供给信号线负 载30。并且AMP17的输入输出端子间的开关ISP截止，AMP17继续向信号线供 给Voldg一直到时刻T6。
然后，在时刻T6-T7期间，开关SW3导通，与比特D2的值对应的电荷存储 在电容元件CP3中。并且开关ISP导通代替开关AFB、XSW导通，AMP17动作， 以使AMP17的动作阀值电压充电到电容元件CP3的右端上。
然后在时刻T7-T8期间，开关SW4导通，因适在电容元件CP2与CP3之间进 行存储电荷的再分配。结果与数字象素数据比特D0～D2的值对应的电荷存储在 电容元件CP2、DP3中。变为电压Vnew。这时因为开关ISP处在导通状态，并且 XSW处在截止状态，与电容元件CP3的存储电荷对的电压不从AMP17输出。
如上所述，在电容元件CP3的左端由于与数字象素数据的比特D0～D2的值 对应的电荷存储而充到电压Vnew，在电容元件CP3的右端充电AMP17的动作阀 值电压，完成AMP17的某样动作。
时刻T8以后开关ISP截止后，开关XSW、AFB导通进行与电元件导通进行 与电容元件CP3的存储电荷对应的电压供给信号线负载30的写入动作。也就是说 在通过模拟开关AFB反馈给电容元件CP3左端的电压Vnew与Vnew相等之前， AMP17继续把规定方向的电流写入信号线负载。
图44是本实施方式的信号线驱动电路5的动作定时图。如果在时刻T11时供 给起始脉冲XST，则采样开关13的层次闩锁红色奇数象素，在一水平行份的红 色奇数象素的闩锁结果的时点T12，负载闩锁器14在汇总一水平行份的奇数象素 的同时闩锁，负载闩锁器4的输出输入给DAC16进行D/A变换。
与就红色奇数象素用DAC16的变换动作并行，采样闩锁器13进行一水平行 份的红色最好象素的闩锁时刻T13～T14。其后，采枯闩锁器13顺次进行一水平行 份的绿色奇数象素、绿色偶数象素和青色偶数象素的闩锁。
本实施方式的信号驱动电路5，进行每隔一个水平期间1H使公共电极的电 压反转的H公共反转驱动。
图45是表示H公共反转驱动的一例的信号线驱动电路的电路图。如图所 示，在信号驱动电路5内以规定间隔重复设置电路5b。
在电路5b中，采样闩锁器13使来自移位寄存器11的移位时钟同步地闩锁数 字象素数据。
接着采样闩锁器13，再闩锁电平移位后的闩锁数据。DAC16内的高位3比 特D/A根据采样闩锁器13的闩锁数据的高位3比特选择电压，利用选择的基准电 压，低位3比特D/A对采样闩锁器13的闩锁数据的低位3比特进行D/A变换。
D/A变换后的模拟图象信号被AMP17采样后，通过信号选择电路18供给对 应的信号线。
这样，在本实施方式中，通过使利用DAC16的D/A变换动作的定时和 AMP17的采样动作的定时部分重复，可以足够长地确保信号线写入时间，从而 能使DAC16和AMP17为多个信号线上共有，可以减少电路规模。
虽然在上述的实施方式中是以利用在液晶显示装置的信号线驱动5上的 DDC为例说明的，但本发明的数字模拟变换电路可适用在各种用途上。并且信 号线驱动电路5的动作定时不也限于图4中所示的动作定时。另外，信号线驱动 电路5的极性反转驱动，也可以采用与H共用反转驱动不同的方式，例如采用V 公用反转驱动。
另外，AMP17也可以用差力放大器以外的放大器。例如也可以用使P沟道 晶体管和N沟道晶体管串联在电源间构成的反相器，这时没有Vrcf端子。这时的 DAC16的电路变成为图16。图16的电容元件CP3作为使从图43的时刻T7到T8之 间的期间在电容元件CP3上采样后的电压与在时刻T8以后通过模拟开关AFB输 入反馈给电容CP3的信号电位进行比较的比较器操作。另外为了提高AMP17的 输出精度，使多个比较器串联起来使用是有效的。
中外通过图46的三个串联的反相器中的正中的反相器上设置图10～13所示 的相位补偿元件可以确保AMP电路动作稳性如前述那样。
本申请是根据和享有2001年4月27日申请的日本专利申请的优先权的 NO2001-132969和2001年12月28日申请的专利申请优先权的NO2001-400089这 两篇申请的全部内容包括被引证编入本申请中。
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