发射器电路、通信单元及放大复合正交信号的方法
阅读：484发布：2021-06-10
专利汇可以提供发射器电路、通信单元及放大复合正交信号的方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 提供了一种发射器 电路 、通信单元及放大复合 正交 信号 的方法。该发射器电路包括： 频率 产生电路，用于产生本地 振荡器 信号；以及耦接至频率产生电路的数字正交 调制器 ，用于接收要传输的数据；将接收的数据正交调制为至少第一调制值以及第二调制值；检查经正交调制的数据以确定第一调制值是否超过限值，如果第一调制值超过了限值，则相对应地将第一调制值和第二调制值选择性地分别 修改 为第一修改调制值和第二修改调制值，从而仅使得第一修改调制值的数值位于限值的范围之内；选择并应用本地振荡器信号的 相位 ，以将第一修改调制值和第二修改调制值映射至期望的正交值。本发明能够增加发射器的操作效率，减缓数字功率 放大器 的效率损失。，下面是发射器电路、通信单元及放大复合正交信号的方法专利的具体信息内容。
1.一种发射器电路，其特征在于，该发射器电路包括：
频率产生电路，用于产生本地振荡器信号；以及
数字正交调制器，耦接至该频率产生电路，该数字正交调制器用于：
接收要传输的数据；
将接收的数据正交调制为至少第一调制值以及第二调制值；
检查经正交调制的数据以确定该第一调制值是否超过限值，并且如果该第一调制值超过了该限值，则相对应地将该第一调制值和该第二调制值选择性地分别修改为第一修改调制值和第二修改调制值，其中，仅该第一修改调制值的数值位于该限值的范围之内；以及选择并应用该本地振荡器信号的相位，以将该第一修改调制值和该第二修改调制值映射至期望的正交值。
2.根据权利要求1所述的发射器电路，其特征在于，该数字正交调制器被配置为通过将第一正交控制字应用至数字功率放大器的第一正交部分以产生第一正交功率，来选择性地将该第一修改调制值修改至该限值的范围之内，其中该第一正交功率低于通过放大该第一调制值所产生的第二正交功率。
3.根据权利要求2所述的发射器电路，其特征在于，该数字正交调制器被配置为将该第一正交控制字应用至该数字功率放大器，以降低该数字功率放大器的第一正交部分中被选取的功率单元阵列的数量，其中，利用该第一修改调制值所产生的相位变化小于通过放大该第一调制值所产生的相位变化。
4.根据权利要求3所述的发射器电路，其特征在于，该数字正交调制器被配置为应用该限值，该数字功率放大器应用第一放大及相位变化来产生该第一修改调制值，其中该第一放大及相位变化低于产生该第二修改调制值所应用的第二放大及相位变化。
5.根据权利要求1所述的发射器电路，其特征在于，该频率产生电路包括本地振荡器和锁相环，该频率产生电路用于产生该本地振荡器信号，其中锁相环输出的粗略相位变化提供额外的相位变化，以进一步地修改该第一调制值以及该第二调制值。
6.根据权利要求1所述的发射器电路，其特征在于，该数字正交调制器被配置为将该接收的数据调制为位于第一星座图中的该第一调制值和该第二调制值，以及被配置为检查该经正交调制的数据以确定该第一调制值是否超过第一星座轴线上的该限值，以及如果该第一调制值超过了该第一星座轴线上的该限值，则该数字调制器被配置为选择性地将该第一调制值和该第二调制值修改为第一修改调制值和第二修改调制值，其中，仅该第一修改调制值位于应用于第二星座轴线的该限值之内。
7.根据权利要求6所述的发射器电路，其特征在于，该数字调制器被配置为通过旋转该第一星座图的正交轴线以形成该第二星座图的新轴线，来选择性地修改该第一调制值和该第二调制值。
8.根据权利要求7所述的发射器电路，其特征在于，该数字调制器被配置为通过将控制信号应用至如下群组中的至少一个：复用器选择开关、数字锁相环以及支持双点调制的模拟锁相环，来旋转该第一星座图的轴线。
9.根据权利要求1所述的发射器电路，其特征在于，该发射器电路还包括数字功率放大器，该数字功率放大器包括多个正交数字功率放大器，每个正交数字功率放大器被配置为放大相应的经修改的正交调制数据，其中一个或多个第一正交数字功率放大器放大该第一修改调制值所使用的电流少于一个或多个第二正交数字功率放大器放大该第二修改调制值所使用的电流。
10.根据权利要求9所述的发射器电路，其特征在于，该多个正交数字功率放大器输出多个调制信号至数字正交组合器，以及该频率产生电路耦接至可选复用器，该可选复用器配置为向该多个正交数字功率放大器提供可选择的本地振荡器相位，并且该数字正交调制器被配置为输出相位控制信号至该频率产生电路，其中，该相位控制信号所选择的本地振荡器相位对输出自该频率产生电路的该本地振荡器信号实施精细的相位控制。
11.根据权利要求10所述的发射器电路，其特征在于，该数字正交调制器被配置为对相位选择器应用粗略的相位调制，该相位选择器可操作地耦接至该可选复用器，以选择将被应用至该多个正交数字功率放大器中每个正交数字功率放大器的该本地振荡器相位。
12.根据权利要求9所述的发射器电路，其特征在于，该数字功率放大器包括组合数字功率放大器，以及该频率产生电路耦接至可选复用器，该可选复用器被配置为通过交替轮换本地振荡器相位来提供可选择的本地振荡器信号相位，其中，该组合数字功率放大器的期望输出相位实现至少该第一修改调制值与该第二修改调制值的空间合成。
13.根据权利要求12所述的发射器电路，其特征在于，该数字正交调制器被配置为输出相位控制信号至该频率产生电路，该相位控制信号将精细相位控制信号应用至该频率产生电路的该锁相环，并且将粗略相位调制应用至耦接至该可选复用器的轴线选择器，以选择在产生修改的正交数据时要使用的星座图轴线。
14.根据权利要求13所述的发射器电路，其特征在于，该数字正交调制器耦接至第二可选复用器，该第二可选复用器被配置为选择要应用于该组合数字功率放大器的该本地振荡器信号的相位。
15.一种包括发射器电路的通讯单元，其特征在于，该通讯单元包括：
频率产生电路，用于产生本地振荡器讯号；以及
数字正交调变器，耦接至该频率产生电路，该数字正交调变器用于：
接收要传输的数据；
将接收的数据正交调制为至少第一调制值以及第二调制值；
检查经正交调制的数据以确定该第一调制值是否超过限值，并且如果该第一调制值超过了该限值，则相对应地将该第一调制值和该第二调制值选择性地分别修改为第一修改调制值和第二修改调制值，其中，仅该第一修改调制值的数值位于该限值的范围之内；以及选择本地振荡器相位，以将该第一修改调制值和该第二修改调制值映射至期望的正交值。
16.一种放大复合正交信号的方法，其特征在于，该方法包括：接收要传输的数据；
将接收的数据正交调制为至少第一调制值以及第二调制值；
检查经正交调制的数据以确定该第一调制值是否超过限值，并且如果该第一调制值超过了该限值，则相对应地将该第一调制值和该第二调制值选择性地分别修改为第一修改调制值和第二修改调制值，其中，仅该第一修改调制值的数值位于该限值的范围之内；
选择本地振荡器相位，以将该第一修改调制值和该第二修改调制值映射至期望的正交值；以及
放大该第一修改调制值和该第二修改调制值。
17.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
将该接收的数据正交调制为位于第一星座图中的该第一调制值和该第二调制值，以及检查该经正交调制的数据以确定该第一调制值是否超过第一星座图限值，以及如果该第一调制值超过了该第一星座图限值，则选择性地将该第一调制值和该第二调制值修改为第一修改调制值和第二修改调制值，其中，仅该第一修改调制值位于应用于第二星座图的限值之内。
18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
通过旋转该第一星座图的正交轴线以形成该第二星座图的新轴线，来选择性地修改该第一调制值和该第二调制值。
19.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
确定该第一调制值是否超过该限值，并将该第一调制值和该第二调制值修改为该第一修改调制值和位于该限值的范围内的该第二修改调制值，其中，修改过的正交调制数据的较少功率被输入至该数字功率放大器。
发射器电路、通信单元及放大复合正交信号的方法
技术领域
背景技术
[0002] 在电信领域中，对设备制造商而言，最近的发展趋势是设计能够横跨数个频段操作的通信单元，以使得同一设备可以在不同的地理区域中操作以及可以在不同的服务提供商与不同的通信技术之间切换。因此，在无线(例如，射频(radio frequency,RF))通信单元的技术领域中，已经开发出支持横跨多个不同频率的通信架构，特别是在支持需要宽带技术的高数据速率这一方面。本发明的主要焦点及应用在于能够用于无线通信应用的射频功率放大器领域。无线电通信系统可使用的有限频谱所承受的持续压力，特别是在支持逐渐升高的数据速率方面，正在推动着高效频谱线性调制(spectrally-efficient linear modulation)方案的发展。由于许多这类线性调制方案的波封(envelope)是变动的，使得传送到天线的平均功率会明显的低于最大功率，而导致功率放大器的低效率。特别地，在这技术领域中，已经有许多研究致力于能够在功率放大器的回退(back-off)(线性)区域(通常指线性发射器)中提供高性能表现的高效率拓朴结构的开发。
[0003] 在线性发射器技术领域中，数字功率放大器(power amplifier,PA)、功率放大器驱动器及无线局域网络(wireless local area network,WLAN)功率放大器通常若不是基于IQ的发射器(IQ based transmitter)设计，就是极性发射器(polar transmitter)设计。已知的是，数字极性发射器设计可以提供高效率。然而，从数字(I,Q)信号转换到具有振幅调制(amplitude modulation,AM)与相位调制(phase modulation,PM)的RF形式，很容易在振幅调制与相位调制的路径上引发带宽扩张(bandwidth expansion)。然而，已知的是，对于宽带实现来说，例如未来的通信标准(例如第四代(4G)标准)所支持的高调制带宽，极性发射器设计是不切实际的。
[0004] 第二种已知的线性发射器架构是数字正交(quadrature,IQ)发射器，如图1所示。数字IQ发射器架构支持宽带宽调制标准。然而，数字IQ发射器架构因为正交功率合成(quadrature power combining)而引入了显著的效率损失。图1例示了数字IQ功率放大器(PA)100的一部分的简化方块图。IQ功率放大器100包括切换模式功率单元(switch-mode power cell)130所构成的第一(同相)阵列115以及切换模式功率单元130所构成的第二(正交)阵列120。IQ功率放大器100用于接收IQ(同相/正交)输入信号，其包括由第一复用器(例如相位选择器)105所提供的第一(同相)信号成分106以及由第二复用器(例如相位选择器)110所提供的第二(正交)信号成分108。可依据时序图170中的I信号及Q信号的时序波形来选择不同的信号。相应波形的'高'部位标示了可以被选择用来应用到任一数字功率放大器(digital power amplifier,DPA)的本地振荡器输入的驱动相位。相应的复用器105、110，设置有独立的本地振荡器(local oscillator,LO)(射频)输入I-LO+、I-LO-、Q-LO+、Q-LO-，因此最终产生的信号可以在象限之间移动，以LO信号的符号位(sign bit)来指示选择了哪个轴。
[0005] 正交控制字组I-BB[0..15]以及Q-BB[0..15]提供给IQ功率放大器100中相应的切换模式'I'及'Q'功率单元阵列130，以选择要使用的多个功率单元阵列130。通过这种方式，I数字功率放大器(IDPA)所使用的切换模式功率单元以及Q数字功率放大器(QDPA)所使用的切换模式功率单元被独立地驱动，即，I码控制该IDPA中的多个晶体管导通，以及Q码控制该QDPA中的多个晶体管导通。之后，相应正交射频信号的两个功率放大输出将在射频合成器(radio frequency combiner)140中进行组合。
[0006] 以这种方式，IQ功率放大器100包括基于复合IQ的发射器架构，其从数字域延伸到射频，因此与传统(线性)功率放大器架构相比，能够从数字组件的尺寸可调性及效率获得更多的益处。然而，相应正交射频信号的两个功率放大输出的组合导致了不期望的效率损失。
[0007] 因此，在数字发射器中，普遍需要更佳地管理效率损失并降低效率损失。
发明内容
[0008] 有鉴于此，本发明提供了一种发射器电路、通信单元及放大复合正交信号的方法，以解决上述问题。
[0009] 依据本发明的实施例，提供了一种发射器电路。该发射器电路包括：频率产生电路，用于产生本地振荡器信号；以及数字正交调制器，耦接至该频率产生电路，该数字正交调制器用于：接收要传输的数据；将接收的数据正交调制为至少第一调制值以及第二调制值；检查经正交调制的数据以确定该第一调制值是否超过限值，并且如果该第一调制值超过了该限值，则相对应地将该第一调制值和该第二调制值选择性地分别修改为第一修改调制值和第二修改调制值，其中，该第一修改调制值的数值位于该限值的范围之内；选择并应用该本地振荡器信号的相位，以将该第一修改调制值和该第二修改调制值映射至期望的正交值。
[0010] 依据本发明的另一实施例，提供了一种包括发射器电路的通讯单元，该通讯单元包括：频率产生电路，用于产生本地振荡器讯号；以及数字正交调变器，耦接至该频率产生电路，该数字正交调变器用于：接收要传输的数据；将接收的数据正交调制为至少第一调制值以及第二调制值；检查经正交调制的数据以确定该第一调制值是否超过限值，并且如果该第一调制值超过了该限值，则相对应地将该第一调制值和该第二调制值选择性地分别修改为第一修改调制值和第二修改调制值，其中该第一修改调制值的数值位于该限值的范围之内；选择本地振荡器相位，以将该第一修改调制值和该第二修改调制值映射至期望的正交值。
[0011] 依据本发明的另一实施例，提供了一种放大复合正交信号的方法。该方法包括：接收要传输的数据；将接收的数据正交调制为至少第一调制值以及第二调制值；检查经正交调制的数据以确定该第一调制值是否超过限值，并且如果该第一调制值超过了该限值，则相对应地将该第一调制值和该第二调制值选择性地分别修改为第一修改调制值和第二修改调制值，其中，该第一修改调制值的数值位于该限值的范围之内；选择本地振荡器相位，以将该第一修改调制值和该第二修改调制值映射至期望的正交值；以及放大该第一修改调制值和该第二修改调制值。
[0013] 图1所示为已知的数字正交功率放大器的一部分的方块图。
[0014] 图2为依据本发明实施例的采用数字IQ功率放大器的电子装置的一部分的实施例方块图。
[0015] 图3为数字IQ功率放大器在相同输出功率下的平均电流消耗的示意图。
[0016] 图4为依据本发明实施例包括数字IQ功率放大器的发射器链的更详细实施例方块图。
[0017] 图5为依据本发明第一实施例的数字IQ功率放大器的轴线正交旋转与数据的有效正交反旋转以及相关本地振荡器信号产生的示意图。
[0018] 图6为依据本发明实施例的可以采用数字预失真及/或数字正交旋转的状况的示意图。
[0019] 图7为依据本发明第二实施例的数字IQ功率放大器的多个轴线的正交旋转与数据的有效正交反旋转以及相关的本地振荡器信号产生的示意图。
[0020] 图8为依据本发明实施例耦接至包括数字IQ功率放大器的发射器链的锁相环的实施例方块图。
[0021] 图9为依据本发明实施例的数字IQ功率放大器的正交生成构造的第一实施例方块图。
[0022] 图10为依据本发明实施例的数字IQ功率放大器的正交生成构造的第二实施例方块图。
具体实施方式
[0024] 将参照数字发射器的架构及其方法来描述本发明的示例。数字发射器电路包括数字正交调制器和数字功率放大器(DPA)，数字正交调制器用于接收将要被传输的数据，并将接收到的数据进行正交调制为至少一第一(Q)调制值以及一第二(I)调制值；检查正交调制过的数据以确定该第一(Q)调制值是否超过限值，并且若超过限值，将该些正交调制值选择性地修改为第一修改(Q’)调制值以及第二修改(I’)调制值，因此仅将该第一修改(Q’)调制值修改至该限值内。该数字功率放大器用于放大该数字调制过的数据。在特定示例中，星座轴线(constellation axis)的数字正交(反)旋转((de-)rotation)，能够产生位于该星座图上的数据的反向(opposite)(反)旋转数据，这可以用来修改正交值。
[0025] 此外，因为本发明所图示的示例大部分可以用本领域技术人员所悉知的电子组件及电路来实施，因此在以下图示中，为了能对本发明的基本概念有所了解及理解，以及为了不混淆以及背离本发明的教导，对于非必要的细节，将不做大量的解释。
[0026] 如图2所示，图2例示了支持本发明的发明思想的电子装置200中的一部分的简化方块图。在本发明的图示示例中，电子装置200为无线通信单元，例如为包括天线202的移动电话。通信单元200包括可操作地耦接至天线202的射频及数字前级206，在此将不进一步描述该天线。在此示例中，射频及数字前级206包括频率产生电路222，而在此所描述的示例中，频率产生电路222包括锁相环(phase-locked loop,PLL)，该锁相环在以下详细描述。射频及数字前级206还包括数字功率放大器(DPA)224。在其他示例中，射频及数字前级206在其输出端例如经由数字组合器(未显示)可以操作地耦接至数字功率放大器224。通信单元200还包括控制器208，控制器208的输出将提供至合适的用户接口(user interface,UI)210，用户接口包括例如显示器、键盘、扩音器、扬声器等等。
[0027] 为了完整性，控制器208可操作地耦接至存储器216，存储器216储存着操作规程(operating regime)，例如解码/编码功能及类似功能，并且存储器216可以以各种技术方式来实现，例如随机存取存储器(random access memory,RAM)(易失性)、只读存储器(read only memory,ROM)(非易失性)、闪存或任何上述或其他存储器技术的组合。计时器218通常耦接至控制器208以控制通信单元200内的时序操作。
[0028] 依据本发明的实施例，控制器208包括与频率产生电路222及数字功率放大器224协作的至少一个数字基带处理器。在一些示例中，频率产生电路222包括锁相环。在一些示例中，至少一个数字基带处理器可以包括数字正交调制器，该数字正交调制器适用于依据下述方法修改待传输数据的正交值。该数字正交调制器确定(或是被通知，例如通过存取查找表或存储器216的方式)频率产生电路222要施加的特定相位偏移，以传输要被数字功率放大器224放大的信号。
[0029] 在一些示例中，射频及数字前级206的辅助接收器路径(例如经由复用器(未示出)耦接至天线或组合器)可以用来反馈一部分传输信号，以使得控制器208能够估计出发射器的线性度减损(linearity impairment)，因而能将适当调整过的预失真(predistortion)设置应用于传输信号。
[0030] 图3例示了数字IQ功率放大器在相同输出功率下的平均电流消耗(Icurrent+Qcurrent)的图示，即，对于具有固定输出功率(Pout)的数字IQ功率放大器而言，(Icurrent+Qcurrent)作为输出相位的函数。如图3所示，分别例示了三种不同情况(分别以实线、加点虚线、加星形虚线表示)下，平均电流消耗与相位的关系，这三种情况下，平均电流值分别为1.26、1.16、1.08。如图3所示，在点A 320，可以达到该数字IQ功率放大器的100％(相对)效率。如果该数字IQ功率放大器包括二个正交数字功率放大器(一个QDPA和一个IDPA)，则点A
320表示在例如只有一个QDPA是开启且传送出该QDPA所能传送出的最大功率的情况。然而，该输出功率仍然比点B 310所指示的最大输出功率小3dB，该点B 310表示IDPA及QDPA均为开启状态，而且每一个数字功率放大器均分别传送其最大输出功率，尽管二者是处于正交关系之中。
320表示在例如只有一个QDPA是开启且传送出该QDPA所能传送出的最大功率的情况。然而，该输出功率仍然比点B 310所指示的最大输出功率小3dB，该点B 310表示IDPA及QDPA均为开启状态，而且每一个数字功率放大器均分别传送其最大输出功率，尽管二者是处于正交关系之中。
[0031] 因此，在点A 320所消耗的电流仅为在点B 310所消耗的电流的一半，然而在点B310所传送的功率仅仅多了3dB。然而，若IDPA与QDPA是处于彼此同相位的情况下，则传送的功率会多6dB，尽管会失去通过控制IDPA及QDPA的电流幅度来执行相位调制的能力。
如果能从输出到数字功率放大器消耗的节省电流的功率中取得效率增益，则在相位角度为
0度及90度时会有较高的效率，因为此时仅需一半的电流量就可传送降低了3dB的功率。
在点B 310，倍增的消耗电流仅使输出功率(Pout)增加了3dB。在0度至90度之间的角度，效率增益落在该二值之间，视所采用的相位角而定。如果我们假设在调制期间每一相位都是同样可能的(equally likely)，则消耗的平均电流会比在点A 320的电流高出26％。比较之下，对相同的输出功率而言，如果每一相位都是同样可能的情况，则平均效率会比在点A 320的峰值效率低26％。
如果能从输出到数字功率放大器消耗的节省电流的功率中取得效率增益，则在相位角度为
0度及90度时会有较高的效率，因为此时仅需一半的电流量就可传送降低了3dB的功率。
在点B 310，倍增的消耗电流仅使输出功率(Pout)增加了3dB。在0度至90度之间的角度，效率增益落在该二值之间，视所采用的相位角而定。如果我们假设在调制期间每一相位都是同样可能的(equally likely)，则消耗的平均电流会比在点A 320的电流高出26％。比较之下，对相同的输出功率而言，如果每一相位都是同样可能的情况，则平均效率会比在点A 320的峰值效率低26％。
[0032] 因此，本发明的示例已经提出了可以无需将数字功率放大器操作于效率最低的区域就可以完成调制，使得数字功率放大器的整体效率被提升。例如，在一些示例中，考虑到IDPA及QDPA的相对振幅，相位角度变化可能会被限制在仅能低于或等于45度(而非在传统架构上的90度相位角度变化)。在此种示例中，与仅操作在点A 320相比，会增加消耗16％的平均电流。同样地，在其他示例中，如果相位角度变化是被限制在低于或等于22.5度，则与仅操作在点A 320相比，会增加消耗8％的平均电流。为了支持此种相位受限(phase-limited)的操作模式，可以通过过例如本地振荡器(local oscillator,LO)系统来施加粗略的相位调制而数字功率放大器则提供任何精细的相位调制，以支持所需的相位调制，使得这两种相位相加以得到所需的相位。
[0033] 现在参考图4，图4例示了包括数字功率放射器224(例如依据于本发明实施例的数字IQ功率放大器)的发射器链(transmitter chain)的更详细的示例方块图400。示例方块图400包括由调制解调器(modem)405所产生的待传输的输入数字正交信号。该数字正交信号被输入至射频及数字前级206，在此实施例中，射频及数字前级206包括上采样(up-sampling)方块415，用以对该数字正交信号进行上采样，并将上采样过的信号输入至频率采样率转换(frequency sample rate conversion,FSRC)方块420。在一些实施例中，为了提供高数据速率的正交信号给数字正交旋转(digital quadrature rotation,DQR)模块425，低频率信号可以用来驱动FSRC方块420中的高速率。
[0034] 依据本发明的实施例，数字正交旋转模块425用于对数字功率放大器提供效率改善。特别是，与一个正交路径相关联的数据，即Q路径数据，被限制在较小的数值范围内。在一实施例中，该Q值的较小范围可以由DG09操作表示。数字正交旋转模块425被配置为接收在一些实施例中可以为星座图格式的正交(I,Q)数据，接着数字正交旋转模块425确定星座图上的这些正交数据点(例如Q值)是否已经超过施加的限值(在一些例子中限值是预定的)。因此，在一些实施例中，以星座图格式来看时，Q值限值可以视为特定的或确定的圆型区域(circle size)。在一些实施例中，当该数字功率放大器包括二个相异的正交数字功率放大器时，施加的限值(在一些例子中限值是预定的)会影响到应用于QDPA的所有信号的大小。
[0035] 虽然本发明的实施例是描述关于确定Q值是否超越限值，并修改该Q值以将该Q值带入该限值的范围之内(例如利用旋转星座轴线的方式)，但是，可以设想的是，此概念一样地可以应用于不同的正交值，例如I值。
[0036] 如果在星座图上的正交数据点，例如Q值，已经超过所应用的限值，则数字正交旋转模块425就会将I、Q数据修改至新坐标系统。如果需要旋转，数字正交旋转模块425估算所需的修正量(例如透过星座轴线的旋转)来将Q值带回到该限值的范围之内，亦即将星座轴线往如此的数据点移动：该数据点使得只需较小的QPDA码就可将输出功率带至期望的振幅与相位。在一些实施例中，数字正交旋转模块425对I-Q轴线的修正/旋转量施加预定量(例如22.5度)，因此需要将I数据点及Q数据点反旋转(de-rotate)对应的量(例如-22.5度)以达到所要的星座点，以此方式，创建了新的I’数据点及Q’数据点。在一些实施例中，数字正交旋转模块425可以使用复用器选择信号(MUXSEL)来旋转星座图上的I-Q轴线，该复用器选择信号会选择要使用的复用器，以将轴线或数据点转换至特定的星座象限。
[0037] 有利地，发明人已认知并理解到减少QDPA值也将会降低输出所期望的星座点所需的电流，因此提升了效率。在此实施范例中，完全利用锁相环中的双点调制(two point modulation)来旋转轴线，使得轴线更靠近所期望的星座点。举例来说，为了以27度的角度输出图3中点A 320的振幅，需要锁相环将轴线旋转22.5度。在新轴线下，对于在点A320上的信号而言，馈给数字功率放大器的值是位于27-22.5＝4.5度。因而，提供了修改过的I’值、Q’值以及偏离原星座图22.5度的新轴线，而不需要在原轴线的27.5度产生期望的值A。因此，本发明的实施例只需将QDPA运作于A*sin(4.5)＝0.078A，无需将QDPA运作于A*sin(27.5)＝0.462A，因而本发明只需要非常小的电流。注意到，A*cos(27.5)＝
0.887A以及A*cos(4.5)＝0.996A，可以看出，不采用本申请所描述概念的数字功率放大器将会使用0.462A+0.887A＝1.349A的电流，相对地，采用了本申请所描述概念的数字功率放大器则只使用0.078A+0.996A＝1.074A的电流，也就是说，本实施例使用的电流只是未采用本实施例作法的所需电流的79.6％。
0.887A以及A*cos(4.5)＝0.996A，可以看出，不采用本申请所描述概念的数字功率放大器将会使用0.462A+0.887A＝1.349A的电流，相对地，采用了本申请所描述概念的数字功率放大器则只使用0.078A+0.996A＝1.074A的电流，也就是说，本实施例使用的电流只是未采用本实施例作法的所需电流的79.6％。
[0038] 虽然本申请描述的实施例聚焦于限制QDPA码，但是可以设想到，其他实施例可以同样地聚焦于限制IDPA码。因此，在说明书与权利要求之中，任何特定关于使用或修改Q值(例如与星座轴线相关)，仅视为是使用第一正交成分(相对于另一正交成分而言)。确切而言，在遍及说明书与权利要求的内容之中，Q与I的使用被视为可交互替换的，且并非用以限制至特定的正交成分或正交路径。
[0039] 在一些实施例中，在此所描述的操作原理是通过将锁相环提前固定量的方式可得到许多可选择的正交轴线，因而轴线便可接近所期望输出的一个正交值。如此一来，只有一半的数字功率放大器是开启的。剩下的另一半的数字功率放大器需要产生剩余的功率以及，相位只需要对正交值产生小的增量，从而小增量的正交值便足够导致所期望的输出。
[0040] 新的I’数据点与Q’数据点被输出到功率放大器预失真与上采样方块430，其对新的正交(I’与Q’)数据执行预失真。预失真处理过的新正交(I’与Q’)数据接着被输出至数字正交组合器(digital quadrature combiner,DQC)435，在此，相应的正交数据信号被组合，而且以可选择的本地振荡器(LO)相位信号490进行上变频。组合的输出接着在数字功率放大器224中被放大。如果使用多个功率放大器，则多个功率放大器的射频功率放大输出将会在天线(未显示)传输之前在组合器445中进行组合。
[0041] 在实施范例中，可以完全使用IQ架构的数字功率放大器来构建数字功率放大器224，或例如像是任何先前技术的数字功率放大器一样，采用数字正交组合来将I、Q数据流(例如在组件435中)修改成串行数据流数据I(n),Q(n),-I(n),-Q(n),I(n+1),Q(n+1),-I(n+1),-Q(n+1),…。在此实施例中，通过将基频信号与I及Q射频本地振荡器信号(该本地振荡器信号在前述程序中以射频速率复制了该基频输出)混频而将基频信号上变频为射频信号时，考虑了混频器的上变频过程，例如，这种方式可以很容易地通过25％占空比的正交本地振荡器系统进行验证，在该系统中，在混频器的输出端以LOI+放置I基频数据，接着在混频器的输出端以LOQ+放置Q基频数据，接着在混频器的输出端以LOI-放置-I基频数据，最后在混频器的输出端以LOQ-放置-Q基频数据。在此操作中，以四倍的LO速率对输出采样，而基频I与Q信号是以较低的速率运行，或者在模拟混频器的情况下，在混频器输入端，此类数据呈现为模拟信号。
[0042] 如果星座上的正交数据点，例如Q值，并没有超过施加的限值，则数字正交旋转模块425不会将I及Q值修改至新的坐标系统。在这种情况下，数字发射器转换为具有低数值的Q数据点的标准(I,Q)操作。
[0043] 在另一实施例中，可以使用锁相环电路并可对该锁相环电路加以修改以协助在新的I’数据点及Q’数据点上执行粗调制。例如，通过发送(例如通过控制字组450)包括着所需旋转角度的指令至锁相环以使锁相环执行粗略的旋转时，数字正交旋转模块425可以通过使用数字功率放大器224来执行剩余的旋转操作(residual rotate operation)，在一些实施例中，数字功率放大器224可以是IDPA及QDPA。如此，将修改过的I’及Q’值所形成的角度以及锁相环所引入的旋转相加，成为输出信号所需的角度。当星座点位于限值之内时，则不需要旋转，并且输出值完全按传统方式以IDPA值与QDPA值来确定。
[0044] 在圆圈之外，星座图不会快速移动，因此，为了旋转轴线以追逐移动中的星座点，锁相环可以采用粗略的固定步阶(fixed step)，同时修改过的IDPA值及QDPA值提供剩余的相位。在一些实施例中，这个锁相环的指令可以与到达数字正交组合器435的输入(Iout,Qout)440时间对齐。在此锁相环实施例中，时间数字转换器(time-to-digital converter,TDC)455接收频率参考信号以及锁相环的反馈信号(在此图示的实施例中其走线经过多模数分频器(multi-modulus divider,MMD)470)。时间数字转换器455提供回路增益，在此其传输频率是锁相环的参考频率Fref 404(对蜂窝式收发器(cellular transceiver)而言，通常为26MHz或38.4MHz)的倒数。时间数字转换器455的输出被送入数字回路滤波器460，接着，数字回路滤波器460的滤波输出与来自数字正交旋转模块425的相位偏移指示在本实施例中的相加点462处做相加。相加后的信号被输入至数字控制振荡器(digitally controlled oscillator,DCO)465，以产生本地振荡器(LO)信号输出。LO输出被输入至LO分频器(divider)485，以产生相应的LO相位信号490(具有25％占空比)从而将新的I’数据点及Q’数据点移动到星座图的相应象限。LO输出还被馈回至多模数分频器470作为锁相环的一部分。来自数字正交旋转模块425的相位偏移指示与频率控制字480，在相加点477处做相加，并将该相加结果送入三角积分调制器(sigma-delta modulator)475，该三角积分调制器475指定多模数分频器470的操作。通过在450处馈入控制字来完成锁相环相位的快速前移，其中该控制字会使得相加点462的输出值往前移而且将补偿值应用至三角积分调制器475，从而锁相环不会看见这些轴线的快速变化，并且因此回路滤波器不会对此有所反应。
[0045] 现在参见图5，图5例示了星座图500，该星座图500依据本发明的第一实施例说明了轴线的正交旋转以及数字IQ功率放大器的数据的有效正交反旋转。星座图500绘示了X轴502及Y轴504并具有复数个区域506，这些区域506对一个正交值(例如Q值)设定了一系列的可选限值。
[0046] 如图所示，数据点520位于限值之外。相对应地，将X轴502及Y轴504旋转45度至X’轴552及Y’轴554，例如利用图4的数字正交旋转模块425来执行旋转。这种X轴502及Y轴504到X’轴552及Y’轴554的旋转，有效地代表了数据以相同旋转量的反旋转
512，因此导致该正交值(例如Q值)被移回至本实施例中的X’轴的范围内。图4的数字正交旋转模块425计算该反旋转的输出I’、Q’以及轴线的旋转角度，结果将会通过控制字组450被馈入锁相环。在此实施例中，锁相环支持双点调制，因此能够以所期望的角度来旋转轴线。
512，因此导致该正交值(例如Q值)被移回至本实施例中的X’轴的范围内。图4的数字正交旋转模块425计算该反旋转的输出I’、Q’以及轴线的旋转角度，结果将会通过控制字组450被馈入锁相环。在此实施例中，锁相环支持双点调制，因此能够以所期望的角度来旋转轴线。
[0047] 图5也说明了与星座图500有关的本地振荡器信号生成的一种示例配置560。在此，TXLO分频器564例如从数字控制振荡器接收LO信号562，而且输出LO信号562的一系列的相位偏移版本566。在此实施例中，由于支持45度的轴线旋转，因此输出八个可选择的相位偏移(0度到315度)。这八个可选择的相位偏移将被输入至一系列的四个复用器568，这四个复用器568被配置为每个接收两个LO输入(相隔45度)，并且输出由复用器选择控制信号(MUXSEL)570所选择的相位偏移LO信号572。以此方式，可以引入相位偏移，以便有效地在例如图4的数字正交组合器435中对数据反旋转，该数字正交组合器435位于已经将轴线502、504旋转到552、554的数字正交旋转模块425之后。
[0048] 在一个实施例中，图4的数字正交旋转模块425可以选择特定的QDPA大小及/或设定将应用于正交值(例如Q值)的限值508。例如，限值508可以与支持的特定调制标准有关。在一实施例中，限值508可以被视为等同于已定义的圆圈(在下文中被称为S)。在已说明的实施例中，在数据点520被确定为位于限值508之外后，数字正交旋转模块425将I、Q数据点520改变至新的坐标系统。例如，如果需要旋转星座图500的轴线，则数字正交旋转模块425将估算所需的旋转量，接着数字正交旋转模块425利用例如复用器选择控制信号(MUXSEL)570来旋转轴线，例如当MUXSEL＝0时选择轴线A(502、504)，而当MUXSEL＝1时选择轴线B(552、554)。接着数字正交旋转模块425可以通过发送指令至锁相环的方式(例如使用锁相环)产生任何可能需要的剩余旋转。在一些实施例，锁相环指令与(Iout,Qout)时间对齐。
[0049] 以此方式，示出了一种改良数字正交功率放大器(数字I/Q，数字正交调制器或数字正交组合器)的效率的方法，实际上，在一个示例中，图4的数字正交旋转模块425被配置为将(I,Q)数据分为(Inew,Qnew)，其中Qnew被限值为低于所支持的特定调制标准的预设阈值。新的数据点(Inew,Qnew)将会被应用至数字功率放大器。通过使用例如图4的锁相环和提供相对应的45度相位旋转的复用器输入来选择性地提供剩余的相位调制(phase modulation,PM)，可正确地产生数字功率放大器的输出。
[0050] 在一些并未使用锁相环的实施例中，可设想整个相位调制操作可以仅由复用器选择(MUXSEL)来提供。
[0051] 在一些实施例中，图4的数字正交旋转模块425可以按照任何比例来划分(partition)锁相环与复用器之间的相位旋转。
[0052] 现在参见图6，图6依据本发明的实施例说明了当采用数字预失真及/或数字正交旋转时的状况的示例图示600。示例图示600绘示了X轴602及Y轴604。在此实施例中，正交值(例如Q值)的限值608已被设定为不超过支持的特定调制标准的预设阈值，该支持的特定调制标准在此实施例是支持DG09模式的操作。如图6所示，位于圆圈S范围之外的任何Q值622，将会需要轴线的旋转632以将Q值带回到范围之内，即在新轴线的限值608的范围之内。如图6所绘示，并无此种限值被应用到其他的正交值，即I值620。
[0053] 因此，在圆圈S(其限定了可容许的正交值(例如Q值)的范围)之内，发射器操作于正常模式，例如IDPA接收数据的I码，QPDA接收Q码，锁相环保持着未修改的LO值，而且不需要数字预失真(DPD)。当正交Q数据点坐落于圆圈S之外，图4的数字正交旋转模块425被配置为利用旋转轴线的方式，例如使用锁相环，来限制Q值，因此Q值会被带入所选定的限值608的范围之内。如图所示，在区域608～610的范围之内，发射器不需要也不使用数字预失真。如图标所绘示，在区域610～612(正交数据的较大功率值位于此区域)的范围之内，发射器就需要及使用数字预失真。
[0054] 参见图7，图7依据本发明的第二实施例，例示了多个轴线的正交旋转以及数字IQ功率放大器的数据的有效正交反旋转的星座图700。依据本发明的第二实施例，星座图700说明了轴线的正交旋转以及因此而产生的数字IQ功率放大器的数据的有效正交反旋转。星座图700绘示了X轴702和Y轴704以及针对正交值(例如Q值)设定的限值708。因此，图7说明了基于图5的45度旋转的象限可以被扩展至任意数量的轴线位置，而在此描述的是以22.5度旋转为例。
[0055] 图7还例示了与星座图700相关的本地振荡器信号生成的第二示例配置760。在此，TXLO分频器(TXLO divider)764从例如数字控制振荡器接收LO信号762，而且输出LO信号762的一系列相位偏移版本766。在此实施例中，支持22.5度的轴线偏移，因此输出十六个可选择的相位偏移(0度到337.5度)。这十六个可选择的相位偏移将被输入至一系列四个(正交)复用器768，这些复用器768被配置为每个接收四个LO输入(分别相隔22.5度)，而且输出由复用器选择控制信号(MUXSEL)770所选定的相位偏移LO信号772。
以此方式，例如在图4的数字正交组合器435中引入了相位偏移以有效地反旋转数据，该数字正交组合器435位于已将轴线702、704旋转的数字正交旋转模块425之后。
以此方式，例如在图4的数字正交组合器435中引入了相位偏移以有效地反旋转数据，该数字正交组合器435位于已将轴线702、704旋转的数字正交旋转模块425之后。
[0056] 在一实施例中，图4的数字正交旋转模块425可以选择特定的QDPA大小及/或设定将应用至正交值(例如Q值)的限值708。例如，限值708可以与支持的特定调制标准有关，该标准在本实施例中可例如DG09。在一些实施例中，限值708可以被设定为支持特定调制标准的低功率操作模式，因此可以使用功率放大器驱动器(PA driver)，而非高功率功率放大器(high-power PA)本身。以此方式，当据此设定该限值且仅使用功率放大器驱动器时，发射器操作于正常效率模式，并且发射器可以切换至使用本发明的实施例以便高功率传输，其中功率放大器及功率放大器驱动器被用来传输I数据，但采用数字正交旋转以限制传输Q数据所需的功率，因此，QDPA不会被开启，而且使用较少的高功率器件使得能够节省效率和/或减少效率损失。
[0057] 在一些实施例中，限值708可以视为等同于已定义的圆圈S。在已说明的实施例中，在数据点720被确定为位于限值708之外后，数字正交旋转模块425将I、Q数据点720改变至新的坐标系统。例如，如果需要旋转星座图700的轴线，则数字正交旋转模块425估算所需的旋转量。接着数字正交旋转模块425使用例如复用器选择控制信号(MUXSEL)770信号来旋转轴线。例如，当MUXSEL＝0时选择轴线A(702、704)；当MUXSEL＝1时选择轴线B(距轴线A702、704有22.5度)；当MUXSEL＝2时选择轴线C(距轴线A702、704有45度)；以及当MUXSEL＝3时选择轴线D(距轴线A702、704有67.5度)。接着，数字正交旋转模块425可以利用发送指令至锁相环(例如通过锁相环)实现任何所需的剩余旋转。在一些实施例，锁相环指令与(Iout,Qout)时间对齐。
[0058] 以此方式，示出了一种改良数字正交功率放大器(数字I/Q，数字正交调制器或数字正交组合器)的效率的方法。实际上，在一个示例中，图4的数字正交旋转模块425被配置为将(I,Q)数据分为(Inew,Qnew)，其中Qnew被限制为低于所支持的特定调制标准的预设阈值。接着，数字正交旋转模块425确定出最靠近的轴线，而且使用复用器选择控制信号(MUXSEL)信号770来切换至正确的轴线。接着，新的数据点(Inew,Qnew)将被应用至数字控制放大器。通过使用例如图4的锁相环和提供相对应的45度相位旋转的复用器输入来选择性地提供剩余的相位调制，可正确地产生数字功率放大器的输出。
[0059] 尽管本发明的实施例是以星座轴线22.5度步阶的移动来描述，但可以设想的是，任何其他的递增步阶或递减步阶都可以用来移动星座轴线，且可因此移动待传输的至少一个调制数据点使其更靠近星座的轴线。最靠近该选定点的轴线可以使得QDPA值被限制或者IDPA值被限制。
[0060] 在其他实施例中，不同于采用双点调制，可以设想也可以采用单点调制，因此可以在回路中其他地方应用频率输入，在这种情况下，回路滤波器将减弱输入，因此通过整形滤波器响应(shaping filter response)的倒数频率输入应当被预先增强(pre-emphasize)。
[0061] 现在参见图8，图8为依据本发明实施例的锁相环的示例方块图800，其中该锁相环耦接至包括数字IQ功率放大器的发射器链。在此实施例中，可以采用并修改锁相环电路，以在新的I’及Q’数据点上帮助执行剩余调制(residual modulation)。例如，在估算已被采用的新正交数据(TDQR,QDQR)之下，利用发送一指令至锁相环的方式，图4的数字正交旋转模块425可以使用锁相环来执行残余旋转操作(residual rotation operation)。在一些实施例中，此锁相环指令可以是时间对齐于输入至数字正交组合器435的输入(Iout,Qout)440。
[0062] 在此锁相环示例中，时间数字转换器855接收频率参考信号804以及锁相环的反馈信号(在此图示的实施例中其走线经过多模数分频器(multi-modulus divider,MMD)870)。时间数字转换器855对传送频率除以多模数分频器870所选定的整数及分数部分的结果与参考频率Fref 804(对蜂窝式收发器而言，通常为26MHz或38.4MHz)之间的差值提供增益。时间数字转换器的输出被输入至数字回路滤波器860，并且将数字回路滤波器860的滤波输出与双点调制信号802在本实施例中的相加点862处做相加。在本发明的实施例中，双点调制信号802被配置为使得振幅调制路径及相位调制路径是时间对齐的而且在A点的数字控制振荡器增益足够精确。在一些实施例中，锁相环的数字控制振荡器增益KDCO可以被定期估计以确保其为正确的，因此维持良好的邻近通道泄漏抑制(adjacent channel leakage rejection,ACLR)以及误差向量振幅值(EVM)的水平。
[0063] 所产生的相加之后的信号被输入至数字控制振荡器865以产生LO信号输出。为了要产生相应的LO相位信号872(在此实施例为25％占空比)，LO输出被输入至LO分频器864。在一实施例中，LO分频器864产生具有八个以45度分开的LO信号866至一系列可选择的复用器868，并且根据数字正交旋转模块425是否希望将新的I’及Q’数据点移动至星座图的相应象限，由图4的数字正交旋转模块425来选取可选择的复用器868。LO输出也被反馈回多模数分频器870以作为锁相环的一部分。双点调制信号802与频率控制字880在相加点877处做相加，并且另输入至三角积分调制器875，该三角积分调制器875用来指定多模数分频器870的操作。
[0064] 在其他的锁相环实施例中，二种方法可以被合并，因为复用器选择控制信号(MUXSEL)用于实现轴线的粗略旋转以及锁相环用于执行轴线旋转的微调。在此实施例中，QDPA可以选择剩余的Q值。在此情况下，I、Q数据点可利用例如图4的数字正交旋转模块425选择最接近的轴线并经由多模数分频器870的控制来得到I、Q数据点。数据点的微调的任何所需剩余部分(remainder)可以通过由锁相环额外施加相位旋转而获得，此相位旋转的上限在此实施例中被限制为22.5度。并且，这也提供了一个八轴系统，其中有可能以
22.5度递增或递减的方式来旋转轴线，以在坐标系统中为I’、Q’选择相对应的数值。例如，假如I、Q数据点位于(A,0)，而且下一数据点为A*cos(24)、A*sin(24)，则通过选择锁相环来将轴线旋转22.5度的方式，则该下一数据点可以被输出为A*cos(1.5)、A*sin(1.5)。如果后续的数据点为A*cos(24+67.5+1)、A*sin(24+67.5+1)，通过多模数分频器870的控制以及锁相环以22.5度的控制，则轴线可以进一步地旋转45度。I’、Q’的剩余部分值将为A*cos(1)、A*sin(1)。因此，所应用的相位选择可以经由粗糙、中度及/或精细的选择。粗糙的相位选择可以经由多模数分频器870的控制，其于此实施例中是将轴线旋转45度。中度的相位选择可以由锁相环来执行，其于此实施例中可以将旋转限制为22.5度。对精细的选择来说，任何的剩余旋转可以通过在具有22.5度相位旋转的坐标系统中选择I’、Q’值的方式来实现。
22.5度递增或递减的方式来旋转轴线，以在坐标系统中为I’、Q’选择相对应的数值。例如，假如I、Q数据点位于(A,0)，而且下一数据点为A*cos(24)、A*sin(24)，则通过选择锁相环来将轴线旋转22.5度的方式，则该下一数据点可以被输出为A*cos(1.5)、A*sin(1.5)。如果后续的数据点为A*cos(24+67.5+1)、A*sin(24+67.5+1)，通过多模数分频器870的控制以及锁相环以22.5度的控制，则轴线可以进一步地旋转45度。I’、Q’的剩余部分值将为A*cos(1)、A*sin(1)。因此，所应用的相位选择可以经由粗糙、中度及/或精细的选择。粗糙的相位选择可以经由多模数分频器870的控制，其于此实施例中是将轴线旋转45度。中度的相位选择可以由锁相环来执行，其于此实施例中可以将旋转限制为22.5度。对精细的选择来说，任何的剩余旋转可以通过在具有22.5度相位旋转的坐标系统中选择I’、Q’值的方式来实现。
[0065] 图9说明了依据本发明的实施例的数字IQ功率放大器的正交生成结构900的实施例方块图。正交生成结构900包括至锁相环920的频率输入904，锁相环920例如图8所示的锁相环800。数字正交旋转模块425产生I输出及Q输出，并将其提供给数字IQ功率放大器，在此实施例中，数字IQ功率放大器包括不同的IDPA 924及QDPA 925。在此实施例中，锁相环920提供LO输出信号965，LO输出信号965输入至一系列的(在此实施例中为八个)延迟缓冲器(delay buffer)914，延迟缓冲器914用于分别产生多个LO输出信号965。(八个)以45度分开的相位分别输入至可选择的复用器968，该可选择的复用器968例如可以由数字正交旋转模块425选择。如果数字正交旋转模块425希望将数据点移动至位于星座图上的新I’及Q’数据点，则根据对已采用的新正交数据(IDQR,QDQR)的估算，数字正交旋转模块425通过发送指令902至锁相环920，而利用锁相环920来提供剩余(residual)的旋转操作。在本发明的实施例中，指令902可以包括双点调制信号，该双点调制信号用于使得振幅调制路径及相位调制路径时间对齐以及锁相环920中的数字控制振荡器增益(KDCO)可以保持足够的准确。在此实施例中，数字正交旋转模块425使用可选择的复用器968以提供粗略的旋转，且可选择的复用器968在此实施例中用来在LO输出信号965的1至8个相位之中进行选取。在一实施例中，数字正交旋转模块425将粗略相位选择信号910提供给耦接至可选择的复用器968的相位选择器912，接着相位选择器912通过使用复用器选择控制信号970而能够选择LO输出信号965的特定相位以输出至数字功率放大器。可选择的复用器968接着输出LO信号918(其为LO输出信号965的被选定的相位)，LO信号918被输入至除4模块(divide-by-4module)916，从而以旋转所选的45度相位数的IQ星座来产生正交LO信号972,974。
[0066] 在此实施例中，正交LO信号972,974与来自数字正交旋转模块425的I’及Q’输出一起被应用至数字IQ功率放大器，数字IQ功率放大器在此实施例包括不同的数字功率放大器IDPA 924及QDPA 925。IDPA 924及QDPA 925将高功率的正交射频信号927、928输出至组合器445，其中组合器445用于组合高功率的正交射频信号927、928以进行传输。
[0067] 在一些实施例中，可以采用校准程序针对一系列(在此例中为八个)延迟缓冲器914中的每个延迟缓冲器，来计算轴线的旋转角度。
[0068] 在一些实施例中，来自于复用器968及除4模块(分频器)916的第一输出974，可将选定的LO信号馈入至IDPA 924，而来自于复用器968及除4模块(分频器)916的第二输出972，可以将选定的LO信号馈入至QDPA 925。在一些实施例中，复用器968及除4模块(分频器)916可以被二个不同的复用器及二个不同的分频器所取代，在这种实施例中，支持输入至二个数字功率放大器的LO信号的独立相位选择，即使在每个信号之间可能没有正交关系。在一些实施例中，星座点可以被维持在所要的位置上，因此从I、Q所映射的I’、Q’可以与轴线位置的旋转有关，因此原来的I、Q数据被映射至新坐标系统的I’、Q’。
[0069] 图10说明依据本发明的实施例的数字IQ功率放大器的正交生成结构1000的实施例方块图。正交生成结构1000包括输入至锁相环1020的频率输入1004，锁相环1020例如图8所示的锁相环800。数字正交旋转模块425产生I及Q输出，并将其提供给数字IQ功率放大器，在此实施例中，数字IQ功率放大器包括组合的正交数字功率放大器1024。在此实施例中，锁相环1020提供LO输出信号1065，LO输出信号1065输入至用于分别产生多个LO输出信号1065的一系列(在此实施例中为八个)延迟缓冲器1014。(八个)以45度分开的相位分别被输入至例如可由数字正交旋转模块425选择的可选择的复用器1068。如果数字正交旋转模块425希望将数据点移动至位于星座图的新I’及Q’数据点，则根据对已采用的新正交数据(IDQR,QDQR)的估算，数字正交旋转模块425通过发送指令1002至锁相环1020，使用锁相环1020来提供剩余的旋转操作。在本发明的实施例中，指令1002可以包括双点调制信号，双点调制信号用以使得振幅调制路径及相位调制路径时间对齐以及锁相环1020中的数字控制振荡器增益(KDCO)保持足够的准确。在此实施例中，锁相环1020执行粗略的旋转，另外，如果需要锁相环1020快速地移动，则可以使用双点调制。在此实施例中，数字功率放大器1024的QDPA部分用于选择精细的剩余值。在此实施例中的数字功率放大器1024以本地振荡器频率四倍的频率来时间交错(time interleave)I’、Q’数据。因此，单个数字功率放大器可将输出设置为序列I’(n),Q’(n),-I’(n),-Q’(n),I’(n+1),Q’(n+1),-I’(n+1),-Q’(n+1),…等等。图10所示架构的一个特征为使用轴线旋转来限制正交(Q)值，使得有限数量的功率单元(cell)在Q-LO时间中是开启的，因而改善了系统效率。
关于当正交数据应用于功率放大器(不管所选择的角度为何)的时间期间限制被开启单元的数目的原则，本发明的实施例可以应用至大部分或所有形式的数字功率放大器。在一些情况下，不是以90度分开的轴线可以包括I/Q轴。
关于当正交数据应用于功率放大器(不管所选择的角度为何)的时间期间限制被开启单元的数目的原则，本发明的实施例可以应用至大部分或所有形式的数字功率放大器。在一些情况下，不是以90度分开的轴线可以包括I/Q轴。
[0070] 可轻易得知的是，可以旋转任何的轴线配置以强制开启最少数量的功率单元，以便通过LO信号生成(该LO信号生成用以在功率损耗及实施限制的范围之内使得多个轴线(或一个轴线)尽可能地靠近期望星座点)得到期望的输出。
[0071] 在此实施例中，数字正交旋转模块425使用可选择的复用器1068，以提供粗略的旋转。可选择的复用器1068在此实施例中用来在LO输出信号1065的1至8个相位之中进行选取。在一实施例中，数字正交旋转模块425将粗略的轴线选择信号1010提供给轴线选择器(axis selector)1022，该轴线选择器1022耦接至可选择的复用器1068。接着，轴线选择器1022能够选择特定的星座轴线，而轴线选择器1022的输出信号1070被输入至可选择的复用器1068。可选择的复用器1068接着输出LO信号1018(其为LO输出信号1065中的一个被选定相位)，且LO信号1018被输入至除4模块1016，从而以旋转所选的45度相位数的IQ星座来产生正交LO信号1068。
[0072] 在此实施例中，正交LO信号1068与来自数字正交旋转模块425的I’及Q’输出一起被应用至数字IQ功率放大器，数字IQ功率放大器在此实施例中包括组合数字功率放大器1024，组合数字功率放大器1024用于实施至少第一修改(Q’)调制值及第二修改(I’)调制值的空间合并(spatial combining)。组合数字功率放大器1024输出高功率的正交射频信号。在本实施例中不需要组合器。
[0073] 在一些实施例中，可以使用校准程序来对一系列(在此例中为八个)延迟缓冲器1014中的每个延迟缓冲器，计算轴线的旋转角度。
[0074] 现在参见图11的实施例流程图1100，其例示了一种放大复合正交信号的方法。在一些实施例中，流程图1100基于本发明实施例执行星座图轴线的正交旋转以及数字IQ功率放大器的数据的有效正交反旋转。流程图1100包括在步骤1102开始数字功率放大器传输。在步骤1104接收要传输的数据。在步骤1106，将接收的数据正交调制为至少第一(Q)调制值和第二(I)调制值。接着在步骤1108，检查正交调制过的数据，以确定该第一(Q)调制值是否超过限值。在步骤1110，如果该第一(Q)调制值没有超过限值，则在步骤1118，正交数据(以及星座图)保持未修改/未旋转，而且流程图再度移动到步骤1104来处理下一个正交数据样本。
[0075] 然而，相应于在步骤1110该第一(Q)调制值超过了限值，在步骤1112，将正交调制过的数据选择性地修改为第一修改(Q’)调制值及第二修改(I’)调制值。通过选择性地旋转该正交IQ星座图，可以有效地执行这种修改，从而在步骤1114仅将第一修改(Q’)调制值的数值修改至该限值的范围之内。选择本地振荡器相位以将第一修改(Q’)调制值及第二修改(I’)调制值映射至所期望的正交值。在步骤1116，具有较低Q’功率值的正交修改调制过的数据接着与选定的LO一起被使用。在此步骤中，I’的值是由修改I的值而得。
[0076] 以此方式，描述了一种介于极性数字功率放大器(polar digital PA)与IQ功率放大器(IQ PA)之间的混合方法。在实施例中，振幅调制路径带宽被扩展，这并不会当产生以IQ功率放大器来实现时的问题。此外，相位调制路径带宽扩展不需要纯粹从调制特性上扩展VCO调谐范围，也就是说，在所描述的架构与方法中的VCO的带宽扩展远小于采用极性设计的VCO的带宽扩展，因此，使得已开发的第四代(4G)多模蜂窝式通信标准是实用的。在一些实施例中，可以在复用器选择(MUXSEL)构造与锁相环相位旋转之间分割相位调制，以便限制锁相环所需的相位跳跃(phase jump)。在一些实施例中，可以利用双点调制通过锁相环来执行相位变化(phase change)。
[0077] 在先前的详述中，已参照特定实施例描述了本发明，然而，很明显地，在不背离权利要求所述的本发明的范围的情况下，其中可以实施各种修改与变化。
[0078] 值得注意的是，所提出的数字正交旋转技术可以应用于支持数字IQ数据的大部分数字发射器架构。所提出的数字正交旋转技术可利用任何相位调整电路，例如数字锁相环或支持双点调制的模拟锁相环。所提出的数字正交旋转技术可以结合不同的数字功率放大器架构来使用，例如使用独立的IDPA与QDPA的数字功率放大器架构，或是使用在输入端应用I,Q,-I,-Q…以执行I与Q数据的空间合并的组合式数字功率放大器架构。
[0079] 在此讨论的连接(connection)可以是任何型式的连接，其适合于传送来自于个别的节点、单元或装置的信号或者传送信号至个别的节点、单元或装置，例如经由中继组件来进行信号传送。因此，除非另外暗示或陈述，否则该连接可以是，例如，直接连接或间接连接。该连接可能被图示说明或是被描述为单一连接、复数连接、单向连接或双向连接。然而，在不同的实施例中，可以改变连接的实施方式，例如，可能使用分开的单向连接而非双向连接，反之亦然；而且，复数连接可以被替换成序列传送复数个信号的单一连接或采用时序多任务来传送复数个信号的单一连接。同样地，携带多个信号的单一连接可以被分离成携带这些信号的子信号的各种不同的连接。因此，存在着许多可供选择的作法来传送信号。
[0080] 虽然已经于实施例中描述了特定的导电性类型或电位极性，但可以理解的是，导电性类型及电位极性可以是相反的。
[0081] 组件的任何配置以实现相同的功能都是有效地“关联的”，从而能够实现所预期的功能，因此，无论架构或中继组件为何，在此任何二个组件相结合以实现特定的功能可以看成是彼此“关联的”，从而能够实现所要的功能，同样地，二个这样相关联的组件也可以被视为彼此是“可操作地连接地”或“可操作地耦接地”以实现所要的功能。
[0082] 此外，本领域技术人员将会了解，在上述操作之间的边界仅是做为范例说明的，数个操作可以被合并至一个单一操作，一个单一操作也可以分布于附加的操作中，而且多个操作可以在至少部分重迭的时间下被执行。再者，于替代的实施例中可以包括特定操作的多个实例，以及这些操作的顺序可以在各种其他的实施例中被改变。
[0083] 此外，本发明的实施例可以通过位于单一集成电路之中的电路来实施，或通过位在同一装置之内的电路来实施。于其他设计变化中，本案的实施例可以通过任何数量的相应集成电路来实施，或是以适当方式彼此连接的相应装置来实施。然而，其他的修改、变化及替代方案也是有可能的，因此，说明书及附图应被视为是示意说明的而非限制性的。
[0084] 可以理解的是，为了清楚起见，上述说明已经描述了本发明关于不同功能单元及处理器的实施例。然而，明显的是，在不同功能单元或处理器之间的任何适当的功能分配(例如关于数字调制器、频率产生组件以及数字功率放大器)，可以被使用而不会偏离本发明。因此，参考特定的功能单元仅被视为是为了提供该描述的功能而去参考适当的作法，而非表示是一种限制严格的逻辑上或是实体上的结构或组织。
[0085] 虽然本发明已经以相关的一些具体实施方式来描述，但不表示是局限于在此所陈述的特定型态，相反地，本发明的范围仅由伴随的申请专利范围所限制。另外，虽然技术特征可能出现而以相关的特定具体实施方式来描述，但本领域技术人员将会知晓，所描述之具体实施例的各种技术特征可以依据本发明而做合并。在权利要求中，“包括”一词并没有排除其他要件或步骤的存在。
[0086] 此外，虽然已单个地列出，但是多个手段、要件或方法步骤可以利用例如单一单元或处理器来实施。另外，虽然单个的技术特征可能被包括在不同的权利要求中，但这些单个的特征可以有利地被加以合并，而且在不同的权利要求中所谓的包括并不意味着技术特征的合并是不可行的及/或不是有利的。再者，包括在一组权利要求中技术特征，并不意味是对此组权利要求的限制，而是表明该技术特征亦可同样地适当应用到其他的权利要求组中。
[0087] 此外，在权利要求中的技术特征的顺序并不暗示该些技术特征必须以任何特定的顺序来被执行，特别的是，在方法权利要求中单个步骤的顺序并不暗示必须以该顺序执行该些步骤，相反地，可以用任何适当的顺序来执行这些步骤。另外，提及的单数并没有排除复数。因此，关于“一”、“第一”、“第二”等等并不排除复数。
[0088] 因此，已经描述了一种改良的发射器电路、无线通信单元以及放大复合信号的方法，其中，上述的先前技术构造所具有的缺点已经是本质上被改善了。
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