接口电子电路和电子设备
阅读：256发布：2020-05-13
专利汇可以提供接口电子电路和电子设备专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 申请 的各 实施例 涉及 接口 电子 电路 和电子设备。在至少一个实施例中，提供了一种用于具有感测电容器的电容式 声换能器 的接口 电子电路 。接口电子电路包括 放大器 、 电压 调节器、共模控制电路和基准生成器。放大器具有耦合到感测电容器的 电极 的输入。电压调节器被配置为接收调节器基准电压，基于调节器基准电压生成调节电压，并将调节电压提供给放大器的电源输入。共模控制电路基于共模基准电压控制放大器的输入上存在的共模电压。基准生成器接收 电源电压 并且利用根据电源电压可变的相应值生成调节器基准电压和共模基准电压。(ESM)同样的 发明 创造已同日申请发明 专利，下面是接口电子电路和电子设备专利的具体信息内容。
1.一种接口电子电路，其特征在于，所述接口电子电路用于电容式声换能器，所述电容式声换能器具有感测电容器，所述接口电子电路包括：
放大器，具有耦合到所述感测电容器的第一电极的输入；
电压调节器，被配置为接收调节器基准电压，基于所述调节器基准电压生成调节电压，并且将所述调节电压提供给所述放大器的电源输入；
共模控制电路，被配置为基于共模基准电压控制所述放大器的所述输入上存在的共模电压；和
基准生成器，被配置为接收电源电压并且利用根据所述电源电压可变的相应值生成所述调节器基准电压和所述共模基准电压。
2.根据权利要求1所述的接口电子电路，其特征在于，所述基准生成器被配置为生成与所述电源电压成比例的所述调节器基准电压和所述共模基准电压，所述调节器基准电压和所述共模基准电压分别作为所述电源电压乘以第一乘法因子和第二乘法因子的乘积。
3.根据权利要求1所述的接口电子电路，其特征在于，还包括电荷泵，所述电荷泵耦合到所述感测电容器的第二电极并且被配置为基于所述电源电压和电荷泵基准电压生成升压电压，其中所述基准生成器被配置为利用根据所述电源电压可变的值生成所述电荷泵基准电压。
4.根据权利要求3所述的接口电子电路，其特征在于，所述基准生成器被配置为作为第一分量和第二分量的组合而生成所述电荷泵基准电压，所述第一分量在所述电源电压变化时固定并且基于电压基准而被生成，所述第二分量根据所述电源电压可变，其中所述第二分量具有低于所述第一分量的值。
5.根据权利要求4所述的接口电子电路，其特征在于，所述第二分量的值低于所述第一分量的值的1％。
6.根据权利要求4所述的接口电子电路，其特征在于，所述第二分量等于所述电源电压和所述电压基准之间的差乘以相应的乘法因子。
7.根据权利要求3所述的接口电子电路，其特征在于，还包括滤波器，所述滤波器被配置为实施对由所述基准生成器生成的所述调节器基准电压、所述共模基准电压和所述电荷泵基准电压的低通滤波，其中所述滤波器包括：
滤波输入；
滤波输出；
高阻抗电路，连接在所述滤波输入和所述滤波输出之间；
电容器，连接到所述滤波输出；和
开关，与所述高阻抗电路并联连接，并且被定时信号驱动成在所述接口电子电路的启动阶段期间的启动时间间隔之内为闭合状态，并且在所述启动时间间隔之外为断开状态。
8.根据权利要求7所述的接口电子电路，其特征在于，所述启动时间间隔在所述接口电子电路的启动或通电时或在从待机或断电状态恢复时发生。
9.根据权利要求3所述的接口电子电路，其特征在于，所述基准生成器包括：
电源输入，被配置为接收所述电源电压；和
第一分压器，耦合到所述电源输入，所述第一分压器具有第一分压器节点和第二分压器节点，所述第一分压器节点耦合到所述基准生成器的输出所述调节器基准电压的第一输出，所述第二分压器节点耦合到所述基准生成器的输出所述共模基准电压的第二输出。
10.根据权利要求9所述的接口电子电路，其特征在于，所述基准生成器还包括：
基准输入，被配置为接收电压基准；
第二分压器，耦合到所述基准输入，所述第二分压器具有第三分压器节点，所述第三分压器节点耦合到所述基准生成器的输出所述电荷泵基准电压的第三输出；和跨导电路装置，具有跨导、耦合到所述电源输入的第一比较输入、耦合到所述基准输入的第二比较输入、以及耦合到所述基准生成器的所述第三输出的输出。
11.根据权利要求10所述的接口电子电路，其特征在于，所述基准生成器被配置为针对所述电荷泵基准电压生成两个不同的值，其中第一值低于所述电压基准，而第二值高于所述电压基准，并且所述基准生成器还包括：
选择器电路，耦合到所述跨导电路装置的所述输出；和
电阻器，连接到所述基准输入，
其中所述选择器电路选择性地将所述电荷泵基准电压的所述第一值或所述第二值中的一个值提供给所述基准生成器的所述第三输出。
12.根据权利要求11所述的接口电子电路，其特征在于，所述选择器电路包括：
第一开关，连接在所述跨导电路装置的所述输出和所述第三分压器节点之间，所述第一开关被配置为由第一控制信号控制；
第二开关，连接在所述第三分压器节点和所述第三输出之间，所述第二开关被配置为由所述第一控制信号控制；
第三开关，连接在所述跨导电路装置的所述输出和所述选择器电路的内部节点之间，所述第三开关被配置为由第二控制信号控制，所述第二控制信号相对于所述第一控制信号反相；和
第四开关，连接在所述内部节点和所述第三输出之间，所述第四开关被配置为由所述第二控制信号控制，
其中所述电阻器连接在所述基准输入和所述内部节点之间。
13.一种电子设备，其特征在于，包括：
具有感测电容器的MEMS声换能器；和
接口电子电路，所述接口电子电路包括：
放大器，具有耦合到所述感测电容器的第一电极的输入；
电压调节器，被配置为接收调节器基准电压，基于所述调节器基准电压生成调节电压，并且将所述调节电压提供给所述放大器的电源输入；
共模控制电路，被配置为基于共模基准电压控制所述放大器的所述输入上存在的共模电压；和
基准生成器，被配置为接收电源电压并且利用根据所述电源电压可变的相应值生成所述调节器基准电压和所述共模基准电压。
14.根据权利要求13所述的电子设备，其特征在于，还包括：
微处理器，电耦合到所述接口电子电路；和
计算机可读存储器，电耦合到所述微处理器。
15.根据权利要求13所述的电子设备，其特征在于，所述电子设备包括以下项中的至少一项：移动电话、个人数字助理、笔记本计算机设备、录音机、录音设备、水听器或者助听器。
接口电子电路和电子设备
技术领域
[0001] 本公开涉及一种接口电子电路和电子设备。
背景技术
[0002] 众所周知，电容型的声换能器(特别是MEMS麦克风)一般包括：设置在半导体材料的第一裸片中的通常为硅的MEMS检测结构；通常在半导体材料的第二裸片中作为ASIC(专用集成电路)提供的读取和偏置接口电子电路；和封装，在封装中容纳两个裸片(即MEMS检测结构的裸片和接口电子电路的裸片)并且设置有用于输入声压波的孔和用于在接口电子电路和相同的封装外部之间进行电连接的适当元件。
[0003] 以已知的方式，MEMS检测结构通常包括被制成膜片或薄膜的移动电极，其被布置成朝向固定的电极以提供具有可变电容的感测电容器的极板。移动电极通常借助于其外周部分锚固到基板，而其中间部分响应于由入射声压波施加的压力而自由移动或弯曲。构成移动电极的膜的弯曲引起感测电容器的电容根据待检测的声信号而变化。
[0004] 接口电子电路具有电偏置MEMS检测结构的感测电容器的移动电极和固定电极的功能，并且还具有获取电容变化信号并将其转换成电输出信号(特别是模拟类型的电输出信号)的功能，在声换能器的输出处提供该电输出信号。
[0006] 详细地，电荷泵级2接收电源电压VDD和电荷泵基准电压Vref_CP，并且被配置为生成相对于电源电压VDD升压值的升压电压VCP(例如，具有15V和20V之间的值)以用于偏置MEMS检测结构；具体地，电荷泵级2的输出耦合到MEMS检测结构(由具有可变电容的电容器CMEMS的等效电路示意性地表示)的第一电极N1(例如，由移动薄膜构成)，它向第一电极N1提供升压电压VCP。
[0007] 相反，MEMS检测结构的第二电极N2(例如，由刚性板或背板构成)耦合到放大器级4的高阻抗输入，该高阻抗输入设置在输入电压Vin(应当注意，显然，放大器级4的输入可以是差分的，而不是如在所图示的示例中那样是“单端的”)。
[0008] 放大器级4具有电源输入，其从电压调节器级5接收调节电压Vr，调节电压Vr具有低于和接近电源电压VDD的调节值，并限定了放大器级4的输出电压Vout的最大摆幅(所谓的“轨到轨”摆幅)。在接口电子电路1的输出端子Out上提供输出电压Vout，其可从声换能器的封装的外部获得(应当注意，显然，放大器级4的输出可以是差分的，而不是如在所图示的示例中那样是单端的)。
[0009] 电压调节器级5接收电源电压VDD并且还接收调节器基准电压Vref_reg，并且被配置为生成具有适当值的上述调节电压Vr。具体地，电压调节器级5可以由所谓的LDO(低压降)型的调节器实施，其能够以输入电压和输出电压之间的最小差来维持输出电压(因此能耗最小)。
[0010] 共模控制级6接收相应的共模基准电压Vref_CM，并且被配置为确定放大器级4的输入处的共模(或DC)电压VCM的值(例如，在对应于调节电压Vr的大约一半的值处)。
[0011] 由图1中的8指定的基准生成器被配置为生成在设计阶段固定和设置的值的稳定基准，以用于生成也是固定和预设的电荷泵基准电压Vref_CP的上述值、共模基准电压Vref_CM的上述值以及调节器基准电压Vref_reg的上述值。
[0012] 以已知的方式，声换能器的性能尤其根据以下参数来定义：
[0013] AOP(声过载点)，其是输出声音水平的幅度，其THD(总谐波失真)的值在输出处达到10％(输入声音水平高于该值导致输出信号的相当大的失真)；
[0014] SNR(信噪比)，其是基准信号(通常是等于94dBSPL的输入声音水平)与对应的输出噪声之间的比率；和
[0015] PSRR(电源抑制比)，其是接口电子电路抑制电源电压VDD上存在的噪声的能力(通常通过在电源电压VDD上叠加幅度为100mVPP的正弦信号来计算)。
[0016] 上述参数主要由接口电子电路1的特性决定，接口电子电路1的特性必须根据声换能器的应用精确设计和优化。
[0017] 通常，对于上述特征有两种可能的优化考虑：对于低电压应用，例如对于移动设备(例如智能手机、平板等)，其中更重要的是获得低能耗而不是对具有高声音水平的低失真输入信号的换能的能力；或对于高保真音频捕获应用，相反，其中主要需要高AOP值。
[0018] 在第一种情况下，接口电子电路1被设计成在存在低电源电压VDD(例如在1.6V和1.8V之间)的情况下在AOP和PSRR方面实现良好的性能。电压调节器级5被设置成利用1V的调节器基准电压Vref_reg生成例如1.5V的调节电压Vr。例如，放大器级4的输入处的共模电压VCM被设置在0.7V的值处(对应于调节电压的大约一半)，其中调节器基准电压Vref_reg也是
0.7V。
0.7V。
[0019] 在这种情况下，AOP的最大值为120-125dBSPL(考虑-38dBV/Pa的灵敏度，1Pa＝94dBSPL)，并且鉴于基于由电压调节器级5提供的调节电压Vr的值，放大器级4的输出电压Vout的摆幅在设计阶段固定，因此即使电源电压VDD的值增加，该值也不会增加。
[0020] 在第二种情况下，接口电子电路1被设计成在给定输入信号的高值的情况下，以放大器级4的输出电压Vout的高摆幅值操作。电压调节器级5被设置成利用再次为1V的调节器基准电压Vref_reg生成例如2.5V的调节电压Vr。在该示例中，放大器级4的输入处的共模电压VCM被设置在1.15V的值(其再次对应于调节电压的大约一半)，其中调节器基准电压Vref_reg也是1.15V。
[0021] 在这种情况下，接口电子电路1仅在电源电压VDD的值高于调节电压Vr(例如，在2.5V和3V之间)的情况下，在AOP和PSRR方面提供良好的性能，而对于电源电压VDD的较低的值，发生削波现象，其中PSRR的值较低，因为电压调节器级5不操作。
[0022] 在这种情况下，AOP的最大值为例如125-132dBSPL(再次考虑-38dBV/Pa的灵敏度，其中1Pa＝94dBSPL)，但仅在电压调节器级5的正确工作点上方获得。
[0023] 基本上，所图示的示例突出了在两种情况下，接口电子电路1的性能上都存在相当大的限制。
[0024] 具体地，如图2A中所示，在对低电压值进行优化的情况下，接口电子电路1在电源电压VDD变化时提供恒定的AOP值，并且随着电源电压VDD的增加，PSRR的值增加。
[0025] 如图2B中所示，在对高AOP进行优化的情况下，只要电源电压VDD降至电压调节器级5的工作点以下(在这种情况下，电源电压VDD约为2.3V)，在AOP方面和PSRR方面都有性能上的大幅下降。
实用新型内容
实用新型内容
[0026] 本申请人已经认识到，诸如本文之前所讨论的当前解决方案不能有效地管理电源电压VDD的宽范围的值，同时提供高性能(例如，在PSRR和AOP方面)。具体地，根据接口电子电路1的最终应用，通常在设计层级在对低电压的优化和对高AOP的优化之间做出选择。
[0027] 解决上述问题的可能的解决方案可以预期在接口电子电路1中包括能够检测电源电压VDD的值并将其与阈值进行比较的区别级。
[0028] 因此，可以根据比较的结果设置两种不同的操作模式(根据设计预先设置该两种操作模式)，其预期了利用多个参数中的调节电压Vr和共模电压VCM的不同值的放大器级4的不同操作状况。
[0029] 然而，上述解决方案具有许多缺点，这意味着可能不推荐使用它。在这些缺点中，随着电源电压VDD的值变化，可能会引入明显的非线性行为。另外，对电源电压VDD的值的干扰可能以不期望的方式“触发”区别级，并且当在所采用的阈值附近操作时，可能出现不连续和滞后的影响。
[0030] 在各种实施例中，本公开提供了一种用于声换能器的接口电子电路，其将使得能够克服上面强调的影响已知解决方案的限制。
[0031] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，接口电子电路用于电容式声换能器，电容式声换能器具有感测电容器，接口电子电路包括：放大器，具有耦合到感测电容器的第一电极的输入；电压调节器，被配置为接收调节器基准电压，基于调节器基准电压生成调节电压，并且将调节电压提供给放大器的电源输入；共模控制电路，被配置为基于共模基准电压控制放大器的输入上存在的共模电压；和基准生成器，被配置为接收电源电压并且利用根据电源电压可变的相应值生成调节器基准电压和共模基准电压。
[0032] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，基准生成器被配置为生成与电源电压成比例的调节器基准电压和共模基准电压，调节器基准电压和共模基准电压分别作为电源电压乘以第一乘法因子和第二乘法因子的乘积。
[0033] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，还包括电荷泵，电荷泵耦合到感测电容器的第二电极并且被配置为基于电源电压和电荷泵基准电压生成升压电压，其中基准生成器被配置为利用根据电源电压可变的值生成电荷泵基准电压。
[0034] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，基准生成器被配置为作为第一分量和第二分量的组合而生成电荷泵基准电压，第一分量在电源电压变化时固定并且基于电压基准而被生成，第二分量根据电源电压可变，其中第二分量具有低于第一分量的值。
[0035] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，第二分量的值低于第一分量的值的1％。
[0036] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，第二分量等于电源电压和电压基准之间的差乘以相应的乘法因子。
[0037] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，还包括滤波器，滤波器被配置为实施对由基准生成器生成的调节器基准电压、共模基准电压和电荷泵基准电压的低通滤波，其中滤波器包括：滤波输入；滤波输出；高阻抗电路，连接在滤波输入和滤波输出之间；电容器，连接到滤波输出；和开关，与高阻抗电路并联连接，并且被定时信号驱动成针对在接口电子电路的启动阶段期间的启动时间间隔为闭合状态，并且在启动时间间隔之外为断开状态。
[0038] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，启动时间间隔在接口电子电路的启动或通电时或在从待机或断电状态恢复时发生。
[0039] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，基准生成器包括：电源输入，被配置为接收电源电压；和第一分压器，耦合到电源输入，第一分压器具有第一分压器节点和第二分压器节点，第一分压器节点耦合到基准生成器的输出调节器基准电压的第一输出，第二分压器节点耦合到基准生成器的输出共模基准电压的第二输出。
[0040] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，基准生成器还包括：基准输入，被配置为接收电压基准；第二分压器，耦合到基准输入，第二分压器具有第三分压器节点，第三分压器节点耦合到基准生成器的输出电荷泵基准电压的第三输出；和跨导电路装置，具有跨导、耦合到电源输入的第一比较输入、耦合到基准输入的第二比较输入、以及耦合到基准生成器的第三输出的输出。
[0041] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，基准生成器被配置为针对电荷泵基准电压生成两个不同的值，其中第一值低于电压基准，而第二值高于电压基准，并且基准生成器还包括：选择器电路，耦合到跨导电路装置的输出；和电阻器，连接到基准输入，其中选择器电路选择性地将电荷泵基准电压的第一值或第二值中的一个值提供给基准生成器的第三输出。
[0042] 根据一个实施例，提供了一种接口电子电路，其特征在于，选择器电路包括：第一开关，连接在跨导电路装置的输出和第三分压器节点之间，第一开关被配置为由第一控制信号控制；第二开关，连接在第三分压器节点和第三输出之间，第二开关被配置为由第一控制信号控制；第三开关，连接在跨导电路装置的输出和选择器电路的内部节点之间，第三开关被配置为由第二控制信号控制，第二控制信号相对于第一控制信号反相；和第四开关，连接在内部节点和第三输出之间，第四开关被配置为由第二控制信号控制，其中电阻器连接在基准输入和内部节点之间。
[0043] 根据一个实施例，提供了一种电子设备，其特征在于，包括：具有感测电容器的MEMS声换能器；和接口电子电路，接口电子电路包括：放大器，具有耦合到感测电容器的第一电极的输入；电压调节器，被配置为接收调节器基准电压，基于调节器基准电压生成调节电压，并且将调节电压提供给放大器的电源输入；共模控制电路，被配置为基于共模基准电压控制放大器的输入上存在的共模电压；和基准生成器，被配置为接收电源电压并且利用根据电源电压可变的相应值生成调节器基准电压和共模基准电压。
[0046] 为了更好地理解本公开，现在参考附图，仅通过非限制性示例描述其优选实施例，其中：
[0047] 图1是已知类型的电容式声换能器的接口电子电路的框图；
[0048] 图2A和图2B示出了与处于两种不同操作配置中的图1的接口电子电路的性能有关的图；
[0049] 图3是根据本公开的一个实施例的电容式声换能器的接口电子电路的框图；
[0050] 图4是图3的电路中的基准生成器级的框图；
[0051] 图5是图3的电路中的滤波器级的框图；
[0052] 图6示出了图5的滤波器级的传递函数；
[0053] 图7和图8示出了与图3的接口电子电路的性能有关的图；
[0054] 图9是包含电容式声换能器和对应的接口电子电路的电子设备的总体框图；以及[0055] 图10是根据本公开的一个实施例的基准生成器级的框图。
具体实施方式
[0056] 如将在下文中阐明的，本公开预期了声换能器的接口电子电路的所谓的“比例式”设计，即，其中在基于由电压调节器级提供的调节电压的输出摆幅方面和输入共模值方面，使放大器级的工作点根据相同的接口电子电路的电源电压VDD的值以给定的比率可变，由此自动跟踪电源电压VDD的变化。
[0057] 以这种方式，随着电源电压VDD增加，放大器级的输出摆幅的值以及因此AOP值对应地增加(基于所确定的比率)。另外，当电源电压VDD的值变化时，不会发生性能下降，特别是在PSRR和AOP方面，因为针对电源电压VDD的任何值自动优化了性能。
[0058] 图3示出了根据一个或多个实施例的接口电子电路(由10指定)，其通常以与参考图1描述的读取接口电子电路1类似的方式制成，因此包括：耦合到感测电容器的第一电极N1的电荷泵级2；使其输入耦合到感测电容器的第二电极N2的放大器级4；电压调节器级5(例如LDO(低压降)调节器)，其将调节电压Vr提供给放大器级4的电源输入；控制(以总体与前面更详细描述的方式相似的方式)放大器级4的输入处的共模电压VCM的共模控制级6。
[0059] 根据本公开的一个或多个实施例，接口电子电路10还包括基准生成器级12，基准生成器级12被配置为分别在第一输出12a、第二输出12b和第三输出12c上生成具有可变值(适当地缩放电源电压VDD的值)的调节器基准电压Vref_reg、共模基准电压Vref_CM和电荷泵基准电压Vref_CP的值，以便优化接口电子电路10针对电源电压VDD的任何值的性能(在PSRR、AOP和SNR方面)。
[0060] 如下文将详细描述的，基准生成器级12被配置为实施以下表达式(表达式是电源电压VDD的函数)，其确定上述调节器基准电压Vref_reg、共模基准电压Vref_CM和电荷泵基准电压Vref_CP的值：
[0061] Vref_reg＝A1×VDD；
[0062] Vref_CM＝A2×VDD；
[0063] Vref_CP＝Vbandgap×g1+(VDD-Vbandgap)×Gm×g2。
[0064] 具体地，如上述表达式所示，基于相应的乘法比例A1、A2(例如根据声换能器的MEMS结构的应用和特性，适当地选择乘法比例A1、A2的值)，将调节器基准电压Vref_reg和共模基准电压Vref_CM直接确定为电源电压VDD的值的比例(即，以与电源电压VDD成比例的方式)。
[0065] 因此，在这种情况下，由电压调节器级5提供的调节电压Vr的值等于GLDO×A1×VDD，其中GLDO是电压调节器级5的增益因子，并且在这种情况下，由共模控制级6控制的放大器级4的输入处的共模电压VCM等于A2×VDD。
[0066] 另外，使电荷泵基准电压Vref_CP根据电源电压VDD的值可变，尽管不是以直接(或成比例)的方式，实际上，在这种情况下，其由第一分量和第二分量的组合产生，第一分量是固定的(在这种情况下等于Vbandgap×g1)，其基于已知的基准电压(例如，由带隙发生器(已知类型，本文未描述)提供的带隙电压Vbandgap)确定；第二分量(在这种情况下等于(VDD-Vbandgap)×Gm×g2)随着电源电压VDD的变化可变，该分量具有比第一分量小的多(百分比)的值(例如，低于上述第一分量的1％)。
[0067] 电荷泵基准电压Vref_CP的该表达式是由于电荷泵级2的输出处的升压电压VCP(例如，15V)远高于电荷泵基准电压Vref_CP的事实，并且当电源电压VDD的值变化时，可能希望具有相对于其标称值(例如，3％/V的区域中的变化)的升压电压VCP的小的变化。
[0068] 还应当注意，可以提供在感测电容器的端子处的电压值的基本匹配的变化，以便在电源电压VDD变化时，在感测电容器的电极N1和N2上获得基本恒定的电压降ΔV，因为该电压降ΔV确定相同的感测电容器的灵敏度。
[0069] 更详细地，并且如图4中所示，在可能的电路实施方式中，基准生成器级12具有电源输入INal(在其上接收电源电压VDD)并且包括耦合到电源输入INal的第一分压器15，第一分压器15被设计成在基准生成器级12的第一和第二输出12a、12b上提供作为电源电压VDD的分压(实施对应于相应的乘法比例A1、A2的分压比)的调节器基准电压Vref_reg和共模基准电压Vref_CM。
[0070] 具体地，第一分压器15包括：具有电阻R1的第一分压器电阻器15a，其连接在电源输入INal和第一分压器节点NP1之间，第一分压器节点NP1与第一输出12a重合；具有电阻R2的第二分压器电阻15b，其连接在第一分压器节点NP1和第二分压器节点NP2之间，第二分压器节点NP2与第二输出12b重合；具有电阻R3的第三分压器电阻器15c，其连接在第二分压器节点NP2和接口电子电路10的接地基准gnd之间。
[0071] 应当注意，第一电阻、第二电阻和第三电阻R1、R2、R3的值被选择成确保在电源电压VDD处设置的电源输入INal和接地基准gnd之间的高阻抗，从而最小化电源输入INal对电流的吸收。
[0072] 明显的出现，与乘法比例A1一致的第一分压比由(R2+R3)/(R1+R2+R3)给出，而与乘法比例A2一致的第二分压比由(R3)/(R1+R2+R3)给出。
[0073] 另外，基准生成器级12具有基准输入INref，其通过缓冲器或电压跟随器(块13)耦合到带隙发生器17(已知类型，本文未描述)。因此，在基准输入INref上出现具有稳定和精确值的基准电压(具体地，带隙电压Vbandgap)。
[0074] 基准生成器级12还包括第二分压器18和跨导块19。
[0075] 第二分压器18耦合到基准输入INref并且由具有电阻R4的相应的第一分压器电阻器18a和具有电阻R5的相应的第二分压器电阻器18b形成，第一分压器电阻器18a连接在基准输入INref和分压器节点NP之间，在这种情况下，分压器节点NP直接连接到第三输出12c，并且第二分压器电阻器18b连接在分压器节点NP和接地基准gnd之间。
[0076] 跨导块19具有跨导Gm(等于1/RGm)、连接到电源输入INal的第一(正)比较输入、连接到基准输入INref的第二(负)比较输入，以及在这种情况下直接连接到基准生成器级12的第三输出12c的输出。
[0077] 因此，经由第二分压器18对带隙电压Vbandgap的分压，在第三输出12c处生成电荷泵基准电压Vref_CP的第一(固定)分量；具体地，该第一分量由Vbandgap×g1给出，其中因子g1是由R5/(R4+R5)定义的分压因子。
[0078] 在相同的第三输出12c上，还通过跨导块19生成电荷泵基准电压Vref_CP的第二(可变)分量，跨导块19感应电源电压VDD和带隙电压Vbandgap之间的电压差，并且在由第二分压器18限定的分压器节点NP上注入与该电压差成比例并乘以跨导Gm的电流。该电流乘以在所述分压器节点NP处“看到”的由R4║R5(即，通过第一和第二分压器电阻器18a、18b的电阻R4和R5的并联)给出的阻抗，从而确定电荷泵基准电压Vref_CP的上述第二分量。
[0079] 基本上，如前所述，根据电源电压VDD可变的第二分量由下式给出
[0080] (VDD-Vbandgap)×Gm×g2，
[0081] 其中在这种情况下，因子g2由上述电阻R4║R5的并联给出。
[0082] 根据本公开的一些实施例(再次参见图3)，接口电子电路10还包括滤波级20，滤波级20耦合到基准生成器级12的第一输出12a、第二输出12b和第三输出12c中的每个并且被配置为在将这些相同的基准电压分别提供给电压调节器级5、共模控制级6和电荷泵级2之前，分别对调节器基准电压Vref_reg、共模基准电压Vref_CM和电荷泵基准电压Vref_CP执行低通滤波。
[0083] 每个滤波级20具有非常低的截止频率(通常低于1Hz，例如0.1Hz)，并且有切断高于几Hz的频率的任务，以便有效地滤除来自电源电压VDD的任何可能的干扰(假设上述基准电压根据电源电压VDD以可变方式生成)，以确保在整个音频带宽(20Hz-20kHz)上的高的PSRR值。
[0084] 在图5中所图示的可能的电路实施方式中，每个滤波级20具有滤波器输入INf，滤波器输入INf被设计成从上述调节器基准电压Vref_reg、共模基准电压Vref_CM和电荷泵基准电压Vref_CP中接收相应的基准电压，并且特别地耦合到由基准生成器级12的第一分压器15或由第二分压器18(参见前面的讨论)限定的相应分压器节点(如图5中示意性图示的)。
[0085] 滤波级20包括：连接在滤波器输入INf和相同的滤波级的滤波器输出Outf之间的高阻抗块22，在该滤波器输出Outf上提供相应的滤波基准电压；和连接在滤波器输出Outf和接地基准gnd之间的电容器元件24。
[0086] 高阻抗块22和电容器元件24共同提供高滤波时间常数，以便实现低通滤波动作。
[0087] 具体地，鉴于在集成实施方式中提供具有非常高阻抗的电阻器的不可行性，这里，通过由在滤波器输入INf和滤波器输出Outf之间并联连接在一起的第一二极管元件25a和第二二极管元件25b形成的对提供上述高阻抗块22。详细地，第一二极管元件25a使其阳极连接到滤波器输入INf并且使其阴极连接到滤波器输出Outf，并且第二二极管元件25b使其阳极连接到滤波器输出Outf，并且使其阴极连接到滤波器输入INf。
[0088] 第一二极管元件25a和第二二极管元件25b是零电流偏置的，以便共同(跨两者)提供极高值的阻抗。
[0089] 图6示出了滤波级20的传递函数，其中特别突出显示了由ft指定的低截止频率，其远低于音频带宽(20Hz)的最小极限，并且还示出了低于相同的截止频率的零衰减(0dB)的存在。
[0090] 根据本公开的一个或多个实施例(再次参见图5)，滤波级20还包括与高阻抗块22的第一二极管元件25a和第二二极管元件25b并联连接的开关元件26，开关元件26由定时信号St控制。
[0091] 具体地，定时信号St用于在接口电子电路10启动或通电时，或在接口电子电路10从待机或断电状态恢复时，在启动时间间隔内(例如几毫秒的持续时间)驱动开关元件26闭合，因此在相同的启动时间间隔内产生滤波器输入INf和滤波器输出Outf之间的低阻抗直接连接。
[0092] 以这种方式，可以显著加速启动瞬态，否则由于高阻抗块22的高阻抗值以及由此导致的跨电容器元件24的电压值的长建立时间，该启动瞬态将非常长。
[0093] 因此，在启动时间间隔期间，每个滤波级20被去激活，然后仅当相应的基准电压已经在其自身的DC值周围稳定时才被激活。在这种情况下，开关元件26由定时信号St打开。因此可以重置滤波级20，即，保证低通滤波器处于正确的操作区域，启动或从断电中恢复延迟最小。
[0094] 根据前面的描述，由本公开提供的各种实施例的优点清楚地显露。
[0095] 在任何情况下，再次强调的是，本公开使得能够克服已知接口电子电路(关于低电压，或者备选地关于高AOP值优化)的限制，从而针对电源电压VDD的任何可能的值提供PSRR和AOP方面上的良好的性能。
[0096] 在图7中示出了根据本公开的一个或多个实施例的接口电子电路10的性能，特别是在电源电压VDD变化时的PSRR和AOP的值方面的性能。
[0097] 特别注意的是，在PSRR方面的性能始终良好(即使对电源电压VDD的低值)，并且AOP的值随着电源电压VDD的增加而增加，从而可以利用相同的电源电压VDD上的增加。
[0098] 在这方面，图8还图示了随着电源电压VDD的增加，在接口电子电路10的放大器级4的输出处的有用信号摆幅上的增加，这由上面讨论的“比例式”架构提供。
[0099] 因此，本公开的各种实施例使得能够消除在声换能器的两个架构之间进行选择的需要，从而提供能够在可用电源电压VDD的整个范围上以优化的方式操作的单个设计方法。
[0101] 电子设备30优选地是移动通信设备(诸如移动电话、PDA、笔记本)，还可以是语音记录器、具有语音记录容量的音频文件的读取器等。备选地，电子设备30可以是能够在水下工作的水听器或助听器。
[0102] 电子设备30包括微处理器31、耦合到微处理器31的存储器块32，以及也连接到微处理器31的输入/输出接口33(例如，由键盘和显示器提供)。这里由35指定的声换能器或MEMS麦克风经由信号处理块34(其包括之前描述的接口电子电路10或可操作地耦合到接口电子电路10)与微处理器31通信。另外，可以存在扬声器36以用于在电子设备30的音频输出(未示出)上生成声音。
[0104] 具体地，如图10中所示，可以预期接口电子电路10的基准生成器级12的备选实施例。
[0105] 该实施例预期了为电荷泵基准电压Vref_CP生成两个不同值的可能性，其中一个高于带隙电压Vbandgap。
[0106] 在这种情况下，除了已经参考图4详细描述的之外，基准生成器级12还包括耦合到跨导块19的输出的选择器级40，以及具有电阻R6的另外的电阻器元件41，其连接到基准输入INref。
[0107] 详细地，选择器级40包括：第一开关元件40a，其连接在前述的跨导块19的输出和第二分压器18的分压器节点NP之间，并由第一控制信号S1控制；第二开关元件40b，其连接在第二分压器18的分压器节点NP和基准生成器级12的第三输出12c之间，并由第一控制信号S1控制；第三开关元件40c，其连接在上述跨导块19的输出和选择器级40的内部节点NI之间，并由第二控制信号S2控制；以及第四开关元件40d，其连接在内部节点NI和基准生成器级12的第三输出12c之间，并由第二控制信号S2控制。
[0108] 第二控制信号S2是第一控制信号S1的否定版本，其通过逻辑反相器块42从第一控制信号S1生成。
[0109] 另外的电阻器元件41连接在前述基准输入INref和选择器级40的内部节点NI之间。
[0110] 在第一开关元件40a和第二开关元件40b闭合(并且因此第三开关元件40c和第四开关元件40d断开)的情况下，基准生成器级12完全等同于之前已参考图4所描述的，因此确定电荷泵基准电压Vref_CP的第一值的生成，由在之前详细讨论的以下表达式给出：
[0111] Vref_CP＝Vbandgap×g1+(VDD-Vbandgap)×Gm×g2
[0112] 具体地，电荷泵基准电压Vref_CP的该第一值低于带隙电压Vbandgap的值。
[0113] 相反地，在第一开关元件40a和第二开关元件40b断开(并且因此第三开关元件40c和第四开关元件40d闭合)的情况下，在下面描述基准生成器级12的操作。
[0114] 由跨导块19(跟踪电源电压VDD和带隙电压Vbandgap之间的差)生成的电流被注入到另外的电阻器元件41中(而不是注入到第二分压器18的分压器节点NP中)，从而确定对应的电压降，在这种情况下，该对应的电压降直接增加到带隙电压Vbandgap。
[0115] 因此，在这种情况下，获得了电荷泵基准电压Vref_CP的第二值，其高于带隙电压Vbandgap并由以下表达式给出：
[0116] Vref_CP＝Vbandgap+(VDD-Vbandgap)×Gm×R6
[0117] 该实施例在采用经由同一个接口电子电路10偏置和读取声换能器的两种不同类型的MEMS检测结构(可能具有不同的偏置考虑)的情况下特别有利，使得每次能够选择电荷泵基准电压Vref_CP的第一值或第二值。
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