技术领域
[0001] 本
发明涉及一种时反以及OFDM的水声通信装置及方法，属于水声通信技术领域。
背景技术
[0002] 从上世纪90年代中后期开始，就有人逐步将
正交频分利用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称“OFDM”)技术应用于水声通信中，由于OFDM技术
频谱利用率高，通信速率快，发射和接收
硬件实现简单，现在OFDM通信已成为水声通信领域研究的热点。为了实现可靠通信，OFDM的保护间隔长度要求大于信道最大时延扩展长度，而水声信道的时延扩展较严重，因此降低了OFDM水声通信的效率。现有的办法是提升OFDM符号的长度，这虽然提升了通信效率，但是也减少了OFDM符号的
子载波频率间隔，在动态的水声信道中，增加了子载波间干扰(inter-carrier interference，简称“ICI”)，降低了通信可靠性。
发明内容
[0003] 本发明的目的是克服
现有技术中OFDM水声通信保护间隔较长、子载波间干扰较大的
缺陷，提供一种基于时反和OFDM联合处理的水声通信装置及方法。
[0004] 为实现上述目的，本发明所采取的技术方案是：
[0005] 本发明基于时反和OFDM联合处理的水声通信装置包括：
[0006]
信号发射机，用于形成通信信号，所述通信信号包括线性调频信号和OFDM信号，且在线性调频信号和OFDM信号之间插入有保护间隔，所述OFDM信号是通过将外部通信数据插入导频数据后经OFDM调制而成；
[0007] 功率
放大器，用于将所述通信信号进行功率放大；
[0008] 发射换能器，用于将放大后的通信信号转化为声信号，并将声信号发射至水中；
[0009] 接收
水听器阵，用于接收发射换能器发射至水中的声信号，并将所述声信号转换为
电信号；
[0010] 信号接收机，用于将所述电信号转换为
数字信号并存储；
[0012] ——宽带多普勒估计与补偿模
块，用于对信号接收机存储的数字信号进行多普勒因子的估计和宽带多普勒补偿；
[0013] ——时反处理模块，用于对经过宽带多普勒补偿后的信号进行被动时反处理；
[0014] ——OFDM解调模块，用于对经过被动时反处理的信号进行OFDM解调；
[0015] ——信道估计与补偿模块，用于利用OFDM解调后的信号和采用最小二乘信道估计方法估计出水声信道的响应，以及消除水声信道对OFDM解调后的信号的影响；
[0016] ——频偏估计与补偿模块，用于对经过信道估计与补偿模块处理后的信号进行频偏估计和补偿。
[0017] 本发明利用以上装置进行时反和OFDM联合处理的水声通信方法包括如下步骤：
[0018] 1)信号发射机产生线性调频信号l(i)，并在外部通信数据中插入导频数据而得到插有导频数据的通信数据x(k)，将插有导频数据的通信数据x(k)经OFDM调制成第一OFDM信号s(j)，然后在线性调频信号l(i)和OFDM信号s(j)之间插入保护间隔形成通信信号；其中i＝1，2，…，I，I为线性调频信号的长度；k＝1，2，…，K，K为插有导频数据的通信数据x(k)的长度；j＝1，2，…，J，J为OFDM信号s(j)的长度，I、K、J均为大于1的正整数；
[0019] 2)所述通信信号经过
功率放大器放大后发送到放置于水中的发射换能器；
[0020] 3)发射换能器将放大后的通信信号转化为声信号并发射至水中；
[0021] 4)利用放置于水中的接收水听器阵接收发射换能器发射至水中的声信号，并将所述声信号转换为电信号；
[0022] 5)信号接收机将接收水听器阵所转换的电信号转换为数字信号Y(n)并进行存储；
[0023] 6)信号处理器中的宽带多普勒估计与补偿模块先对所述数字信号Y(n)与线性调频信号l(i)进行相关运算，然后利用所述相关运算的结果估计出数字信号Y(n)中的所有相邻的两个线性调频信号之间的间隔时间T2，得到如式(1-1)所示的那多普勒因子α和式(1-2)所示的插值因子D：
[0024] α＝1-T2/T1 (1-1)
[0025] D＝1+α (1-2)
[0026] 式(1-1)中，T1表示信号发射机产生的两个相邻的线性调频信号的间隔时间；
[0027] 然后，利用所述插值因子D对所述数字信号Y(n)进行插值得到补偿后的信号Y1(n)；
[0028] 7)信号处理器中的时反处理模块利用线性调频信号l(i)作为探测源，对所述补偿后的信号Y1(n)在频域上进行被动时反处理得到第二OFDM信号s1(j)；
[0029] 8)信号处理器中的OFDM解调模块对所述第二OFDM信号s1(j)进行解调，得到解调后的通信数据x1(k)；
[0030] 9)信号处理器中的信道估计与补偿模块利用所述插有导频数据的通信数据x(k)中的导频数据 和所述解调后的通信数据x1(k)中的导频
位置的数据 在频域上利用最小二乘法对水声信道进行估计，获得如式(2-1)所示的导频位置处的信道响应的估计值[0031]
[0032] 接着，利用式(2-2)所示的线性插值方法，在所述估计值 的所有相邻的两个元素 和 之间进行线性插值，得到完整的信道响应h(k)；
[0033] l＝0，1，…L-1 (2-2)
[0034] 式(2-2)中， 表示完整信道响应的第m×L个信道响应的估计值，表示完整信道响应的第m×L+L个信道响应的估计值， 表示完整信道响应的第m×L+l个信道响应的估计值，m＝1，2，…，M，l＝1，2，…L，M表示插有导频数据的通信数据x(k)内的导频数据的数量，L表示插有导频数据的通信数据x(k)的导频间隔；
[0035] 然后，利用式(3)所示的方法消除水声信道对解调后的通信数据x1(k)的影响而得到经过信道补偿的通信数据x2(k)，
[0036] x2(k)＝x1(k)/h(k) (3)[0037] 10)信号处理器中的频偏估计与补偿模块利用式(4)所示的方法估计出经过信道补偿的通信数据x2(k)的频偏 然后利用式(5)所示的方法对经过信道补偿的通信数据x2(k)进行频偏补偿而得到新的通信数据x3(k)：
[0038]
[0039]
[0040] 式(4)中，xmL表示插有导频数据的通信数据x(k)中的第m个导频数据， 为xmL的共轭，pmL表示经过信道补偿的通信数据x2(k)中的第m个导频位置的数据，angle表示取方括号内式子的
相位角，T表示OFDM信号s(j)的持续时间；此处的式(5)中，j表示虚数符号。
[0041] 优选地，本发明在步骤1)中，所述线性调频信号l(i)的时间长度和带宽的乘积大于100。
[0042] 与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明利用时反的空时聚焦特性，消除了信道的多径影响，消除了信道的时延，时反可以缩短脉冲信道响应长度，缩短了OFDM信号s(j)保护间隔的长度，提高了通信效率；同时缩短了OFDM信号s(j)的长度，增大OFDM信号s(j)的子载波间隔，减少了子载波间干扰，进一步提升OFDM水声通信的可用速率，提高了通信性能。线性调频信号可以用来进行多普勒因子的估计，而且，用线性调频信号作为探测源，进行被动时反处理没有带来效率上的损失。
附图说明
[0043] 图1是本发明基于时反和OFDM联合处理的水声通信装置的结构
框图；
[0044] 图2是本发明的信号处理器的结构示意图；
[0045] 图3是本发明的信号处理器中的时反处理模块的工作原理图；
[0046] 图4是本发明的信号发射机所产生的通信信号的格式；
[0047] 图5是本发明的其中一个
实施例的典型
波导环境示意图；
[0048] 图6是在图4所示格式下，信号发射机所产生的通信信号的时域图；
[0049] 图7是本发明中的宽带多普勒估计与补偿模块进行相关运算的结果图；
[0050] 图8经过时反和OFDM联合处理后的
星座图。
具体实施方式
[0051] 下面结合附图和具体实例对本发明做进一步的描述。
[0052] 如图1所示，本发明基于时反和OFDM联合处理的水声通信装置包括信号发射机、功率放大器、发射换能器、接收水听器阵、信号接收机和信号处理器。其中：
[0053] 信号发射机用于产生通信信号，所述通信信号包括线性调频信号和OFDM信号，且线性调频信号和OFDM信号之间插入有保护间隔，其中，OFDM信号是通过将外部通信数据插入导频数据后经OFDM调制而成；
[0054] 功率放大器用于将通信信号进行功率放大；
[0055] 发射换能器用于将放大后的通信信号转化为声信号，并将声信号发射至水中；
[0056] 接收水听器阵用于接收发射换能器发射至水中的通信声信号，并将所述声信号转换为电信号；
[0057] 信号接收机用于将所述电信号转换为数字信号并存储；
[0058] 信号处理器包括宽带多普勒估计与补偿模块、时反处理模块、OFDM解调模块、信道估计与补偿模块和频偏估计与补偿模块。其中，宽带多普勒估计与补偿模块用于对信号接收机存储的电信号进行多普勒因子的估计和宽带多普勒补偿；时反处理模块用于对经过宽带多普勒补偿后的信号进行被动时反处理；OFDM解调模块用于对经过被动时反处理的信号进行OFDM解调；信道估计与补偿模块用于利用最小二乘信道估计方法和OFDM解调后的信号估计出水声信道的响应，并消除水声信道对OFDM解调后的信号的影响；频偏估计与补偿模块用于对经过信道估计与补偿模块处理后的信号进行频偏估计和补偿。
[0059] 如图2所示，本发明的信号处理器主要由宽带多普勒估计与补偿模块、时反处理模块、OFDM解调模块、信道估计与补偿模块和频偏估计与补偿模块组成。
[0060] 本发明水声通信装置和方法可适用于各种环境，比如浅海、湖泊等环境的水声通信。本发明的外部通信数据包括语音、视频、文本等的编码数据。下面以图5所示的典型波导环境且以QPSK(四相
相移键控)编码数据作为外部通信数据为例来详细说明本发明的技术方案。
[0061] 在图5中，波导环境由两部分构成：水介质层和沉积层。并且，在本实施例中，水介质层的深度为1.42米，沉积层的深度为0.22米；接收水听器阵是一个有16个阵元的垂直阵，相邻两阵元的间距0.08米，最上面的阵元距水面0.04米；波导中的发射换能器距水面0.6米，发射换能器与接收水听器阵的水平距离为8米。此外，c表示声速，ρ表示介质
密度，α表示介质的声吸收系数。以下具体说明进行时反和OFDM联合处理的水声通信步骤：
[0062] 1.信号发射机产生通信信号：
[0063] 本发明需要对通信信号进行特别设计，图4示出了通信信号的一种具体的格式：从左到右依次为线性调频信号、保护间隔、OFDM信号、保护间隔、线性调频信号。图4所示通信信号的时域形式则如图6所示。作为本发明的优选方案，线性调频信号l(i)的时间长度与带宽的乘积大于100，这样可使多普勒因子估计误差少于1％。当然，在本发明中，线性调频信号l(i)的时间长度与带宽的乘积在发射换能器和接收水听器阵相对静止时也可以小于或等于100。
[0064] 信号发射机产生线性调频信号l(i)，并在外部通信数据中插入导频数据而得到插有导频数据的通信数据x(k)，将插有导频数据的通信数据x(k)经OFDM调制成第一OFDM信号s(j)，然后在线性调频信号l(i)和OFDM信号s(j)之间插入时间长度为T的保护间隔形成通信信号。本发明中，插入导频数据的间隔为L。其中，i＝1，2，…I，k＝1，2，…，K，j＝1，2，…，J；I为线性调频信号l(i)的长度，K为插有导频数据的通信数据x(k)的长度，J为OFDM信号s(j)的长度，且I、K、J、L均为任意大于1的正整数，T为任意非负数。
[0065] 仅仅作为本发明的一个示例，在本实施例中，可将通信信号的有关参数作如下设定：线性调频信号l(i)的长度I＝800，起始频率为6000赫兹，截止频率为14000赫兹，带宽8000赫兹，时间长度为0.02秒，线性调频信号l(i)的时间长度和带宽乘积为0.02×8000＝160。在QPSK编码数据中插入导频后，所得到的插有导频数据的通信数据x(k)的长度K＝600，且插入导频数据的间隔L＝10。通信数据x(k)经OFDM调制所形成的OFDM信号s(j)的长度J＝4096，OFDM信号s(j)的起始频率为7000赫兹，截止频率为
13000赫兹，时间长度为0.1秒；在线性调频信号l(i)和OFDM信号s(j)之间插入时间长度T为0.02秒的0作为保护间隔而形成如图6所示的通信信号。
[0066] 2.功率放大器将信号发射机产生的通信信号放大后输入到放置于水中的发射换能器中，再由发射换能器将其转换为声信号发射出去。
[0067] 3.接收水听器阵在水中将所接收到的发射换能器发送的声信号转换为电信号，信号接收机再将电信号转换为数字信号Y(n)并进行存储，并将数字信号Y(n)输入到信号处理器中进行处理。
[0068] 4.信号处理器中的宽带多普勒估计和补偿模块对接收到的数字信号Y(n)进行宽带多普勒补偿。在图4所示的通信信号格式中，当线性调频信号l(i)的时间长度和带宽的乘积大于100时，可以利用数字信号Y(n)和线性调频信号l(i)进行如式(1)所示的相关运算，其结果xcor如图7所示，其峰值间隔就是数字信号Y(n)的两相邻线性调频信号的时间间隔T2。通过式(2)得到数字信号Y(n)中的各相邻的两个线性调频信号之间的多普勒因子α后，再根据式(3)相应得到各插值因子D。然后，利用各插值因子D分别在与其对应的两个相邻的线性调频信号之间进行插值，直至在所有相邻的两个线性调频信号间都进行了相应的插值，由此消除了信道对数字信号Y(n)的影响而得到补偿后的信号Y1(n)。以下以Y(n)中有三个线性调频信号为例进行具体的说明：
[0069] 如果Y(n)中有三个线性调频信号，那么对数字信号Y(n)和线性调频信号l(i)进行如式(1)所示的相关运算，分别得到前两个相邻线性调频信号的间隔T2＝b，后两个相邻线性调频信号的时间间隔T2＝c。利用式(2)得到前两个相邻线性调频信号的多普勒因子α1＝1-b/T1，再利用插值因子D1＝1+α1在前两个相邻线性调频信号之间进行插值；同样，利用式(2)得到后两个相邻线性调频信号的多普勒因子α2＝1-c/T1，再利用插值因子D2＝1+α2在后两个相邻线性调频信号间插值。由此，在所有相邻两个线性调频信号间都进行了相应的插值后所得到的信号就是Y1(n)。当Y(n)中的线性调频信号的数量为其他数值时，按上述示例的方法在所有相邻的两个线性调频信号之间进行相应的插值即可。
[0070]
[0071] α＝1-T2/T1 (2)
[0072] D＝1+α (3)
[0073] 式(1)中， 表示卷积运算，l*(-i)表示所述线性调频信号l(i)时反的共轭。式(2)中T1为信号发射机产生的两相邻线性调频信号l(i)的间隔。
[0074] 5.信号处理器中的时反处理模块对经过多普勒补偿的信号Y1(n)利用线性调频信号l(i)作为探查源，按照图3所示的流程对各路信号进行被动时反处理。其做法是：从经过多普勒补偿的信号Y1(n)中截取接收的线性调频信号lr(i)和OFDM信号sr(j)。利用式(4)所示方法，得到被动时反处理后的OFDM信号s1(j)。
[0075]
[0076] 式(3)中，ifft表示傅立叶反变换，fft表示
傅立叶变换，lqr(i)表示所述线性调频信号lr(i)的第q行信号，sqr(j)为所述OFDM信号sr(j)的第q行信号；l(i)表示信号*发射机产生的线性调频信号，[fft(lqr(i))] 表示fft(lqr(i))的共轭，q为小于等于Q的正整数，Q为接收阵元个数，本实施实例中Q＝16。由于本发明设有时反处理模块，因此允许信号发射机产生更短时间长度的OFDM信号s(j)，增大所述OFDM信号s(j)的子载波间隔，减少了OFDM信号s(j)的子载波间干扰。而且线性调频信号在多普勒因子估计和补偿模块中用来估计多普勒因子α，又在时反处理模块中用作探查源，没有带来效率上的损失。
[0077] 6.信号处理器中的OFDM解调模块对经过被动时反处理后的OFDM信号s1(j)进行解调操作，得到通信数据x1(k)。
[0078] 7.信号处理器中的信道估计与补偿模块利用插有导频数据的通信数据x(k)中的导频数据 和通信数据x1(k)中的导频位置的数据 在频域上利用式(5)所示的最小二乘法对水声信道进行估计，得到导频处的信道响应的估计值
[0079]
[0080] 接着，在所述估计值 的每相邻的两个元素 和 之间利用式(6)所示的线性插值方法分别进行插值，共经过M×L次插值后可得到完整的信道响应h(k)，
[0081] l＝0，1，…L-1 (6)
[0082] 式(6)中， 表示完整信道响应的第m×L个信道响应估计值，表示完整信道响应的第m×L+L个信道响应估计值， 表示完整信道响应的第m×L+l个信道响应估计值，m＝1，2，…，M，l＝1，2，…L；M表示插有导频数据的通信数据x(k)内的导频数据的数量，L为通信数据x(k)的导频间隔，M和L为任意大于1的正整数。在本实施例中，M＝60，L＝10。
[0083] 然后，利用式(7)所示的方法消除水声信道对解调后的通信数据x1(k)的影响而得到经过信道补偿的通信数据x2(k)，
[0084] x2(k)＝x1(k)/h(k) (7)
[0085] 8.信号处理器中的频偏估计与补偿模块利用式(8)估计出频偏 然后利用式(9)对经过信道补偿的通信数据x2(k)进行频偏补偿而得到通信数据x3(k)：
[0086]
[0087]
[0088] 式(4)中，xmL表示插有导频数据的通信数据x(k)中的第m个导频数据， 为xmL的共轭，pmL表示经过信道补偿的通信数据x2(k)中的第m个导频位置的数据，angle表示取方括号内式子的相位角，T表示OFDM信号s(j)的持续时间；此处的式(9)中，j表示虚数符号。
[0089] 为了验证本发明的效果，对经过信号处理器处理所得到的通信数据x3(k)与信号发射机产生的通信数据x(k)进行比较，其误码率为0，绘制星座图如图8所示。从图8所示的星座图可以看出，本发明的通信效果很好。
