技术领域
[0001] 本
发明涉及发射机非线性特性的校正领域，具体涉及一种针对发射机通道非理想性的导航信号校正方法。
背景技术
[0002] 全球导航卫
星系统(GNSS)已经成为使用范围最广的导航工具，能够为陆地、航空、航海用户提供精确的、可靠的
定位导航服务，GNSS信号
质量是影响系统关键性能和指标实现的重要因素。随着BOC、MBOC、AltBOC调制等新型调制技术以及Interplex、CASM、POCET等多种恒包络复用技术的使用，单一频点上往往调制着多个分量，占据着更大的带宽。发射机是实现导航信号放大的关键业务单元，受限于目前的工艺
水平，发射机通道非理想性——通道幅频响应不平坦、相频响应非线性、高功率
放大器(HPA)AM-AM、AM-PM失真——对宽带信号的信号质量影响尤为显著，具体表现为信号带内
功率谱失真，相关损失和S曲线过零点偏差偏离正常值，最终影响导航定位性能。
[0003] 在数字基带信号生成单元中实现导航信号预失真是解决发射机通道非理想性失真最简单易行的手段。但目前大量针对HPA非线性失真的研究均不能有效地解决工作在饱和点的HPA的失真补偿问题，并且这些
算法计算复杂度高，资源消耗大，不适合星载产品使用。同时，在HPA非线性失真的作用下，线性补偿的效果也将大大减弱。因此，在不回避HPA非线性失真的情况下，如何改善发射机输出导航信号的质量是一个亟需解决的问题。
发明内容
[0004] 本发明要解决的技术问题是：提供一种针对发射机通道非理想性的导航信号校正方法，解决
现有技术不能有效地解决工作在饱和点的HPA的失真补偿、计算复杂度高、资源消耗大、以及不适合星载产品使用的问题。
[0005] 为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
[0006] 一种针对发射机通道非理想性的导航信号校正方法，包括以下步骤：
[0007] 步骤1：获取发射机通道的线性和非线性传输特性；
[0008] 步骤2：根据步骤1获取的发射机通道线性和非线性传输特性建立发射机通道非理想性失真补偿仿真模型；
[0009] 步骤3：根据步骤2建立的发射机通道非理想性失真补偿仿真模型设计复系数FIR数字基带
滤波器；
[0010] 步骤4：在发射机的导航信号基带产生单元中实现步骤3所设计的复系数FIR数字基带滤波器，并评估其效果。
[0011] 具体地说，在所述步骤1中，因HPA前置滤波器、HPA、以及多路复用器(OMUX)是发射机通道线性失真和非线性失真的主要来源，因此建立采用
矢量网络分析仪对HPA前置滤波器、HPA、以及OMUX这三者的级联链路进行测量的发射机通道传输特性测量系统，以获取发射机通道的线性和非线性传输特性。
[0012] 更具体地说，在所述步骤1中，通过发射机通道传输特性测量系统来获取发射机通道的线性和非线性传输特性曲线的具体方法为：
[0013] 获取发射机通道线性传输特性曲线：将矢量网络分析仪置于
频率扫描模式，输出激励大小以能使HPA工作在饱和区为准，扫描的频带范围需
覆盖信号的发射带宽，获取发射机通道的S21参数，即可得到发射机通道线性传输特性曲线；
[0014] 获取发射机通道非线性传输特性曲线：矢量网络分析仪置于功率扫描模式，扫描的连续波频率为导航信号中心频点，功率扫描范围选取在工作点附近，获取发射机通道的S21参数，即可得到发射机通道非线性传输特性曲线。
[0015] 进一步地，在所述步骤2中，所述发射机通道非理想性失真补偿仿真模型包括基带信号生成单元、与所述基带信号生成单元的输出端信号连接的HPA非线性模拟单元、与所述HPA非线性模拟单元的输出端信号连接的发射机通道线性响应模拟单元、分别与所述发射机通道线性响应模拟单元的输出端信号连接的
数字滤波器设计单元和信号质量评估单元，所述发射机通道线性响应模拟单元包括与所述HPA非线性模拟单元的输出端信号连接的HPA前置滤波器、以及与所述HPA前置滤波器的输出端信号连接的OMUX，所述信号质量评估单元与所述OMUX的输出端信号连接，用于通过导航信号功率谱、相关损失和S曲线过零点偏差对由所述OMUX输出的最终信号质量进行评估，同时将评估结果反馈至所述数字滤波器设计单元，所述数字滤波器设计单元以所述发射机通道线性响应模拟单元为目标，同时结合所述信号质量评估单元所反馈的评估结果来设计数字滤波器，所述基带信号生成单元包括数字基带信号生成器、由所述数字滤波器设计单元设计并与所述数字基带信号生成器的输出端信号连接的数字滤波器、以及与所述数字滤波器的输出端信号连接并且将卫星发射机数字基带低
采样信号转换成信号质量评估所需的高采样信号的采样率转换器，所述HPA非线性模拟单元与所述采样率转换器的输出端信号连接。
[0016] 具体地说，在所述步骤3中，设计复系数FIR数字基带滤波器的具体步骤为：
[0017] 步骤3-1：所述矢量网络分析仪在频率扫描模式扫描得到的发射机通道线性传输特性曲线为一个
带通滤波器传输特性曲线H0(jf)，可表示为其中A0(f)表示幅频响应， 表示相频响应，e表示自然底数，j表示虚数；在频域上将带通滤波器的幅频响应曲线和相频响应曲线由导航信号的中心频点线性搬移至0Hz，分别进行平滑处理得到 其中，H1(jf)、A1(f)和 分别表示
频谱线性搬移之后再平滑后得到的通道线性传输特性曲线、幅频响应和相频响应；
[0018] 步骤3-2：由H1(jf)得到目标滤波器的响应，在信号发射带宽以内，目标滤波器应与H1(jf)幅度互为倒数，并且群时延之和为常数，才能补偿H1(jf)带来的线性失真，因此目标滤波器的响应H2(jf)为：
[0019]
[0020] 其中，g为可调固定群时延，Btran为信号发射带宽，选取适当的g值使目标滤波器的群时延在滤波器阶数一半附近；
[0021] 步骤3-3：设计复系数FIR数字基带滤波器，用数字基带信号的采样率对H2(jf)的频率进行归一化处理，H2(jf)共有K点数据，其频率矩阵为W＝[f1；f2；...；fK]，则H2(jf)的数据P为P＝[H2(jf1)；H2(jf2)；…；H2(jfK)]；N阶FIR滤波器系数A为A＝[a(1)；a(2)；…；a(N)]，其系统函数HF(z)可以表示为：
[0022] HF(z)＝a(1)+a(2)z-1+a(3)z-2+...+a(N)z-(N-1)
[0023] HF(z)的傅里叶变换为HF(jf)＝a(1)+a(2)e-j2πf+a(3)e-2j2πf+...+a(N)e-(N-1)j2πf，HF(z)在W上的值Q分别为Q＝[HF(jf1)；HF(jf2)；...；HF(jfK)]；定义一个矩阵R，使Q＝R×A，R可表示为：
[0024]
[0025] 则滤波器系数矩阵A应满足：
[0026] min||(R×A-P)||
[0027] 上式是一个经典的最小二乘优化问题，利用MATLAB优化工具箱即可得到最优解；
[0028] 步骤3-4：将步骤3-3所设计的复系数FIR数字基带滤波器加入步骤2所述仿真模型中，评估经过OMUX之后的导航信号质量，若不满足指标要求，则利用信号质量评估单元通过导航信号功率谱、相关损失和S曲线过零点偏差对由所述OMUX输出的最终信号质量进行评估的评估结果来对目标滤波器的响应进行修正；对幅频响应的修正可通过在幅度上加修正量解决；在
相位上乘一个放大因子对相频响应进行有效的修正，得到新的目标滤波器响应；
[0029] 步骤3-5：重复步骤3-3和步骤3-4的过程，直至设计最后的信号质量满足要求。
[0030] 进一步地，在所述步骤4中，在发射机的导航信号基带产生单元中实现步骤3所设计的复系数FIR数字基带滤波器，并评估其效果的具体步骤为：
[0031] 步骤4-1：在发射机的导航信号基带产生单元中实现步骤3所设计的复系数FIR数字基带滤波器；
[0032] 步骤4-2：采集发射机输出的真实导航信号，评估其信号质量，若不满足指标要求，则利用评估结果对目标滤波器的响应进行修正，得到新的目标滤波器响应；
[0033] 步骤4-3：重复步骤3-3、步骤3-4、步骤4-1和步骤4-2，直至最后的信号质量满足要求。
[0034] 与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
[0035] (1)本发明方法通过实际提取发射机通道线性和非线性传输特性为依据，通过建立发射机链路模型，设计的基带预失真滤波器能有效改善发射的导航信号质量。
[0036] (2)本发明方法通过较少阶数的复系数FIR数字滤波器即可实现导航信号的失真校正效果，计算复杂度低，资源消耗小。
[0037] (3)本发明方法不受信号调制方式的约束，能适用于发射机非理想性造成的现有的全部导航信号的信号质量校正。
附图说明
[0039] 图2为本发明
实施例中所建立的发射机通道传输特性测量系统
框图。
[0040] 图3为本发明发射机通道非理想性失真补偿仿真模型框图。
[0041] 图4(1)为本发明实例中矢量网络分析仪测得的发射机通道线性特性曲线图。
[0042] 图4(2)为本发明实例中矢量网络分析仪测得的发射机通道非线性特性曲线图。
[0043] 图5为本发明实例仿真模型中得到的某信号S曲线过零点偏差校正效果图。
[0044] 图6为本发明实例中设计的复系数FIR滤波器的幅频及相频响应图。
[0045] 图7为本发明实例中某信号实际S曲线过零点偏差校正效果图。
具体实施方式
[0046] 下面结合附图说明和实施例对本发明作进一步说明，本发明的方式包括但不仅限于以下实施例。
[0047] 本发明提供的一种针对发射机通道非理想性的导航信号校正方法，该方法的流程如图1所示，其包括以下步骤：
[0048] 步骤1：获取发射机通道的线性和非线性传输特性；
[0049] 步骤2：根据步骤1获取的发射机通道线性和非线性传输特性建立发射机通道非理想性失真补偿仿真模型；
[0050] 步骤3：根据步骤2建立的发射机通道非理想性失真补偿仿真模型设计复系数FIR数字基带滤波器；
[0051] 步骤4：在发射机的导航信号基带产生单元中实现步骤3所设计的复系数FIR数字基带滤波器，并评估其效果。
[0052] 其中，在所述步骤1中，因HPA前置滤波器、HPA、以及多路复用器(OMUX)是发射机通道线性失真和非线性失真的主要来源，因此建立如图2所示的发射机通道传输特性测量系统，该系统采用矢量网络分析仪对HPA前置滤波器、HPA、以及OMUX这三者的级联链路进行测量，以获取发射机通道的线性和非线性传输特性。
[0053] 本发明通过发射机通道传输特性测量系统来获取发射机通道的线性和非线性传输特性曲线的具体方法为：
[0054] 获取发射机通道线性传输特性曲线：将矢量网络分析仪置于频率扫描模式，输出激励大小以能使HPA工作在饱和区为准，扫描的频带范围需覆盖信号的发射带宽，获取发射机通道的S21参数，即可得到发射机通道线性传输特性曲线；获取发射机通道非线性传输特性曲线：矢量网络分析仪置于功率扫描模式，扫描的连续波频率为导航信号中心频点，功率扫描范围选取在工作点附近，获取发射机通道的S21参数，即可得到发射机通道非线性传输特性曲线。
[0055] 在所述步骤2中，建立发射机通道非理想性失真补偿仿真模型，模型框图如图3所示。所述发射机通道非理想性失真补偿仿真模型包括基带信号生成单元、与所述基带信号生成单元的输出端信号连接的HPA非线性模拟单元、与所述HPA非线性模拟单元的输出端信号连接的发射机通道线性响应模拟单元、分别与所述发射机通道线性响应模拟单元的输出端信号连接的数字滤波器设计单元和信号质量评估单元，所述发射机通道线性响应模拟单元包括与所述HPA非线性模拟单元的输出端信号连接的HPA前置滤波器、以及与所述HPA前置滤波器的输出端信号连接的OMUX，所述信号质量评估单元与所述OMUX的输出端信号连接，用于通过导航信号功率谱、相关损失、S曲线过零点偏差、信号分量间载波相位关系、信号分量间码相位关系、信号分量功率比、S曲线斜率偏差对由所述OMUX输出的最终信号质量进行评估，同时将评估结果反馈至所述数字滤波器设计单元，所述数字滤波器设计单元以所述发射机通道线性响应模拟单元为目标，同时结合所述信号质量评估单元所反馈的评估结果来设计数字滤波器，所述基带信号生成单元包括数字基带信号生成器、由所述数字滤波器设计单元设计并与所述数字基带信号生成器的输出端信号连接的数字滤波器、以及与所述数字滤波器的输出端信号连接并且将卫星发射机数字基带低采样信号转换成信号质量评估所需的高采样信号的采样率转换器，所述HPA非线性模拟单元与所述采样率转换器的输出端信号连接。
[0056] 建立发射机通道非理想性失真补偿仿真模型的具体步骤为：
[0057] a、建立数字基带信号产生单元。根据
信号处理理论，
射频信号的线性化处理过程可由基带等效，同时通道非线性失真中HPA的AM-AM、AM-PM失真作用于信号时域
波形包络，而时域波形包络由基带波形决定，因此可以用基带信号处理过程来模拟导航射频信号在发射机的实际工作过程。此外，数字基带信号生成器中的
采样频率应和卫星发射机基带信号产生单元的工作时钟一致。
[0058] b、建立HPA非线性模拟单元。HPA非线性由矢量网络分析仪扫描得到的AM-AM、AM-PM特性曲线模拟，具体过程是将基带信号生成单元输出的信号以其功率为索引对AM-AM、AM-PM特性曲线查表得到其
输出信号。
[0059] c、建立通道线性响应模拟单元。矢量网络分析仪扫描得到的通道线性传输特性包括HPA前置滤波器和OMUX二者作用之后，其中又以后者的贡献为主，因此将通道线性响应模拟单元置于HPA非线性模拟单元之后。
[0060] d、建立信号质量评估单元。此模
块用于评估最终输出的信号质量，具体评估的指标包括导航信号功率谱，相关损失，S曲线过零点偏差等。
[0061] e、建立数字滤波器设计单元。此模块以通道线性响应为目标，同时结合信号质量评估单元得到的反馈结果设计数字滤波器。
[0062] 在所述步骤3中，设计复系数FIR数字基带滤波器的具体步骤为：
[0063] 步骤3-1：所述矢量网络分析仪在频率扫描模式扫描得到的发射机通道线性传输特性曲线为一个带通滤波器传输特性曲线H0(jf)，可表示为其中A0(f)表示幅频响应， 表示相频响应，e表示自然底数，j表示虚数；在频域上将带通滤波器的幅频响应曲线和相频响应曲线由导航信号的中心频点线性搬移至0Hz，分别进行平滑处理得到 其中，H1(jf)、A1(f)和 分别表示频
谱线性搬移之后再平滑后得到的通道线性传输特性曲线、幅频响应和相频响应；
[0064] 步骤3-2：由H1(jf)得到目标滤波器的响应，在信号发射带宽以内，目标滤波器应与H1(jf)幅度互为倒数，并且群时延之和为常数，才能补偿H1(jf)带来的线性失真，因此目标滤波器的响应H2(jf)为：
[0065]
[0066] 其中，g为可调固定群时延，Btran为信号发射带宽，选取适当的g值使目标滤波器的群时延在滤波器阶数一半附近；
[0067] 步骤3-3：设计复系数FIR数字基带滤波器，用数字基带信号的采样率对H2(jf)的频率进行归一化处理，H2(jf)共有K点数据，其频率矩阵为W＝[f1；f2；...；fK]，则H2(jf)的数据P为P＝[H2(jf1)；H2(jf2)；…；H2(jfK)]；N阶FIR滤波器系数A为A＝[a(1)；a(2)；…；a(N)]，其系统函数HF(z)可以表示为：
[0068] HF(z)＝a(1)+a(2)z-1+a(3)z-2+...+a(N)z-(N-1)
[0069] HF(z)的傅里叶变换为HF(jf)＝a(1)+a(2)e-j2πf+a(3)e-2j2πf+...+a(N)e-(N-1)j2πf，HF(z)在W上的值Q分别为Q＝[HF(jf1)；HF(jf2)；...；HF(jfK)]；定义一个矩阵R，使Q＝R×A，R可表示为：
[0070]
[0071] 则滤波器系数矩阵A应满足：
[0072] min||(R×A-P)||
[0073] 上式是一个经典的最小二乘优化问题，利用MATLAB优化工具箱即可得到最优解；
[0074] 步骤3-4：将步骤3-3所设计的复系数FIR数字基带滤波器加入步骤2所述仿真模型中，评估经过OMUX之后的导航信号质量，若不满足指标要求，则利用信号质量评估单元通过导航信号功率谱、相关损失、S曲线过零点偏差、信号分量间载波相位关系、信号分量间码相位关系、信号分量功率比、S曲线斜率偏差对由所述OMUX输出的最终信号质量进行评估的评估结果来对目标滤波器的响应进行修正；对幅频响应的修正可通过在幅度上加修正量解决；在相位上乘一个放大因子对相频响应进行有效的修正，得到新的目标滤波器响应；
[0075] 步骤3-5：重复步骤3-3和步骤3-4的过程，直至设计最后的信号质量满足要求。
[0076] 在所述步骤4中，在发射机的导航信号基带产生单元中实现步骤3所设计的复系数FIR数字基带滤波器，并评估其效果的具体步骤为：
[0077] 步骤4-1：在发射机的导航信号基带产生单元中实现步骤3所设计的复系数FIR数字基带滤波器；
[0078] 步骤4-2：采集发射机输出的真实导航信号，评估其信号质量，若不满足指标要求，则利用评估结果对目标滤波器的响应进行修正，得到新的目标滤波器响应；
[0079] 步骤4-3：重复步骤3-3、步骤3-4、步骤4-1和步骤4-2，直至最后的信号质量满足要求。
[0080] 为了使本领域技术人员能够更加清楚地理解本发明，特提供以下实例加以说明。
[0081] 某信号分量在经过某一发射机通道后，其S曲线过零点偏差在1个码片相关器间距下高达1.6ns，此失真将会直接导致此相关器间距下的接收机产生1.6ns的伪距偏差。利用本方法对其进行校正的步骤如下：
[0082] 第一步，获取发射机通道的线性和非线性传输特性。采用如图2所示的连接关系，利用矢量网络分析仪对发射机通道的测量结果如图4(1)和图4(2)所示。
[0083] 第二步，建立发射机通道非理想性失真补偿仿真模型。在MATLAB平台上建立如图3所示的发射机通道非理想性失真补偿仿真模型。然后将发射机通道的非线性响应曲线和线性响应曲线分别导入HPA非线性模拟单元和通道线性响应模拟单元。
[0084] 第三步，设计复系数FIR数字基带滤波器。由实测发射机通道线性响应曲线得到目标滤波器的响应。利用MATLAB优化工具箱得到数字滤波器参数，然后将预失真滤波器加入发射机通道非理想性失真补偿仿真模型中，评估其信号校正效果。经过三次
迭代设计，如图5所示，最终将S曲线过零点偏差由1.5ns以上校正至0.1ns以下。三次迭代后设计的滤波器响应如图6所示：
[0085] 第四步，在发射机中实现数字滤波器，评估其效果。在发射机中实现第三步所设计的数字滤波器，最终的效果如图7所示，S曲线偏差由1.6ns减小至0.2ns以下。
[0086] 以上仅以S曲线过零点偏差的校正过程为例说明了本发明的实施过程，但是本发明对其它信号体制和导航信号质量指标同样适用。
[0087] 本发明通过对发射机进行建模，准确表征了发射通道失真情况；通过仿真建立发射通道失真补偿模型，对发射通道带来的导航信号失真进行补偿；通过对真实发射机的实现效果迭代，最终完成对导航信号失真的校正。
[0088] 上述实施例仅为本发明的优选实施方式之一，不应当用于限制本发明的保护范围，但凡在本发明的主体设计思想和精神上作出的毫无实质意义的改动或润色，其所解决的技术问题仍然与本发明一致的，均应当包含在本发明的保护范围之内。
