技术领域
[0001] 本
发明涉及电
力系统技术领域中的智能配
电网技术、电力
电子技术以及控制技术，具体地，涉及一种具有中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器。
背景技术
[0002] 分布式电源和储能的大量接入，直流负荷的快速发展，使得直流配电技术具有广泛的应用前景。相比于交流配电技术，直流配电技术可更好的兼容分布式电源，储能及直流负荷(电动
汽车，
数据中心，通信电站等)，无需接入逆变器而降低了设备成本，提高
电能传输效率，降低线路及变换器总损耗，避免无功、
频率、
相位同步等问题。
[0003] 直流配电线路从
电压等级分类，包括中压直流配电和低压直流配电。中压直流配电主要用于各区域交流配电网间的柔性互联，从而提高配电网运行的灵活性和经济性。低压直流配电则服务于用户侧，为直流负荷和小型分布式电源提供灵活、可靠、高效的直流电力网络。
[0004] 直流配电线路从对地线极性分类，包括单极结构，伪双极结构，真双极结构三种。单极结构将提供对地单极性的直流端口，结构最为简单，成本低，但可靠性较差，当直流
母线出现故障时，所有负荷将面临失电的
风险，其线路对地绝缘为
直流母线全电压；伪双极结构将提供对地正负极性的直流母线，但是工作方式类似单极性结构，无法实现正负两极带不对称负荷运行，但是线路对地绝缘为直流母线电压的一半，该结构可适用于中压直流配电线路，线路故障时，不会影响各区域交流配电网的正常运行，且线路建造成本较低；真双极结构将提供正负极性的低压直流母线与接地中性线，该结构一方面可为负荷提供两种电压等级的直流端口(正/负极对地电压，正负极间电压)，另一方面双极可独立运行，可为不对称负荷供电，且在单极故障时，不将影响另一极的用户。真双极结构具有最广泛的适用性，其结合双母线供电结构，可保证直流配电线路的高供电可靠性与直流负荷接入的灵活性。考虑到低压用户侧直流负荷电压等级的多样性，用户用电的安全性及可靠性，低压直流配电线路需采用真双极结构。
[0005] 经过检索发现：
[0006] Xunwei Yu等在IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS上发表的“System Integration and Hierarchical Power Management Strategy for a Solid-State Transformer Interfaced Microgrid System”(2014)论文中，提出了一种固态变压器拓扑，可实现中压交流配电网和低压直流微网的互联，但该固态变压器仅能提供低压单极直流母线，若要实现真双极直流微网，需要两套相同的固态变压器装置，装置总成本较高。
[0007] 因此，本领域目前亟需设计一种电力电子变换器，该电子电力变换器应当具备中压交流、中压直流、真双极低压直流三类端口，一方面，可通过中压直
流线路，实现区域交流配电网间的柔性互联；另一方面，可引出真双极低压直流线路，具备带不对称负荷运行的能力，并为低压直流负荷提供两种可选电压等级，节省装置建设总成本。
[0008] 目前没有发现同本发明类似技术的说明或报道，也尚未收集到国内外类似的资料。
发明内容
[0009] 针对
现有技术中存在的上述
缺陷，本发明的目的是提出一种具备中压直流及真双极低压极直流端口的固态变压器，该该固态变压器可提供中压交流、中压直流、低压直流三类端口，采用基于基频正序环流注入方法，使低压直流端口为真双极型端口。
[0010] 本发明是通过以下技术方案实现的。
[0011] 一种具备中压直流及真双极低压极直流端口的固态变压器，包括：
模块化多电平换流器(MMC)以及多个隔离型双向DC-DC变换器(Isolated Bidirectional DC/DC Converter，IBDC)；其中：
[0012] 所述模块化多电平换流器的三相输出和正负直流母线分别形成稳定的中压交流和中压直流端口；
[0013] 所述多个隔离型双向DC-DC变换器的
输入侧和模块化多电平换流器子模块的直流侧互联；其中，与模块化多电平换流器上桥臂子模块互联的多个隔离型双向DC-DC变换器(IBDC)在
输出侧并联，构成正极低压直流端口；与模块化多电平换流器下桥臂子模块互联的多个隔离型双向DC-DC变换器在输出侧并联，构成负极低压直流端口；
[0014] 所述模块化多电平换流器的桥臂采用基频正序环流注入控制环路，所述基频正序环流注入控制环路用于调节桥臂间的电容电压平衡，实现低压直流端口为真双极型端口。
[0015] 优选地，所述基频正序环流注入控制环路，是指：当低压直流侧带不对称负载时，模块化多电平换流器的上下桥臂电容电压将偏离额定值形成偏差，所述偏差通过PI控制，给定环流幅值参考值，并换算成环流压降的幅值参考值，通过给定相
角，从而形成环流压降参考值，
叠加在模块化多电平换流器的各桥臂的输出参考电压上，实现基频正序环流的注入，以平衡模块化多电平换流器的各桥臂间子模块电容电压，进而实现不对称负载下固态变压器的稳定运行。
[0016] 优选地，所述基频正序环流注入控制环路的参数优化方法，包括：
[0017] 设，us为中压交流电网电压，is为中压交流电网
电流，L为桥臂电感，e为模块化多电平换流器交流侧等效出口电压，ip为上桥臂电流，in为下桥臂电流，ux为上下桥臂电感上的总环流压降，up为上桥臂子模块总出口电压，un为下桥臂子模块总出口电压，ic为环流，Id为中压直流电流，Ud为中压直流总电压，udu为中压直流正极电压，udl为中压直流负极电压，imp为上桥臂子模块直流侧电流，imn为下桥臂子模块直流侧电流，ucp为上桥臂子模块电容电压，ucn为下桥臂子模块电容电压，Idp为上桥臂子模块流入隔离型双向DC-DC变换器的电流，Idn为下桥臂子模块流入隔离型双向DC-DC变换器的电流，ULV为低压侧正极和负极直流电压，ILVP为低压侧正极直流电流，ILVN为低压侧负极直流电流，MMC上下桥臂各有N个子模块；
[0018] 则，中压交流侧的电网电压为：
[0019]
[0020] 式(1)中，Um、Im和Em分别为中压交流电压、中压交流电流和模块化多电平换流器等效出口交流电压的幅值， 和δ分别为功率因数角和功角；
[0021] 基于式(1)，得模块化多电平换流器交流侧输入功率为：
[0022]
[0023] 中压直流和低压直流侧的输出功率为：
[0024] PDC＝UdId+ULV(ILVP+ILVN) (3)
[0025] 当无耗能元件时，中压交流、中压直流、低压直流端口功率平衡方程为：
[0026]
[0027] 规定调制系数为：
[0028] m＝2Em/Ud (5)
[0029] 设子模块电容电压平均值为Uc，该电容电压平均值和中压直流电压的关系为：
[0030] Ud＝NUc (6)
[0031] 此时，低压直流侧负载功率由子模块向隔离型双向DC-DC变换器传递的功率确定：
[0032] UcIdp×3N＝ULVILVP
[0033] UcIdn×3N＝ULVILVN (7)
[0034] Uc/ULV＝n
[0035] 式(7)中，n为隔离型双向DC-DC变换器内部的高频变压器一二次侧变比；根据式(7)，低压直流侧双极不对称负载下，体现出双极不对称电流，该不对称电流将反应到隔离型双向DC-DC变换器的输入电流上，因此上下桥臂隔离型双向DC-DC变换器的输入电流分别为：
[0036]
[0037] 在模块化多电平换流器中，通过基频正序环流的注入，在不影响块模化多电平换流器电容电压平衡的前提下，实现上下桥臂不对称功率的传递；为注入该正序环流，需在模块化多电平换流器的调制电压中附加基频正序分量，即稳态时，模块化多电平换流器的上桥臂子模块和下桥臂子模块的
开关函数分别如式(9)和式(10)所示：
[0038]
[0039]
[0040] 式(9)和式(10)中，x为所注入的基频环流的幅值因数，β为所注入的基频环流的相角因数；
[0041] 由于开关函数需要在[0,1]之间变化，因此幅值因数需远低于调制系数，即：
[0042] x＜＜m (11)
[0043] 仅考虑电容电压的平均值时，上下桥臂电压分别为：
[0044]
[0045]
[0046] 其中，环流压降将在桥臂电感上产生环流，该环流压降为：
[0047] Ux＝Ud-up-un＝-2xUdsin(ωt+β) (14)
[0048] 环流压降所引入的环流为：
[0049]
[0050] 则模块化多电平换流器的上下桥臂电流分别为：
[0051]
[0052]
[0053] 此时，上桥臂子模块直流侧的输入电流为：
[0054]
[0055] 若要使注入的环流幅值最小，即幅值因数x取最小值，由式(18)可知，此时相角因数取为：
[0056] β＝π/2-δ (19)
[0057] 考虑到x＜＜m，并考虑中压交流、中压直流、低压直流端口功率平衡方程，此时式(18)简化为：
[0058]
[0059] 同理，下桥臂的子模块直流侧输入电流为：
[0060]
[0061] 稳态时，上下桥臂子模块直流侧输入电流的
直流分量将流入隔离型双向DC-DC变换器，并为双极不对称负载供电，因此，联立式(8)、式(20)和式(21)，求解得到幅值因数x和双极负载电流间的关系为：
[0062]
[0063] 基于式(22)和式(19)，当低压直流侧带双极不对称负载时，根据正负极负载的差异性，注入相应幅值和相位的正序基频环流，实现固态变压器的稳定运行与子模块电容电压平衡。
[0064] 优选地，所述模块化多电平换流器还采用如下控制环路：
[0065] -PLL
锁相环控制环路，用于为直流电压-
无功电流控制环路提供电网电压的频率和相位；
[0066] -直流电压-无功电流控制环路，根据PLL
锁相环控制环路输出的电网电压的频率和相位，实现d-q坐标轴解耦控制，其中，d轴通过有功功率控制，实现中压直流电压的稳定，q轴通过
无功功率控制，确定模块化多电平换流器向中压交流侧注入的无功电流大小；
[0067] -桥臂内部模块电容电压平衡控制环路，用于调节单个桥臂内部的电容电压平衡。
[0068] 优选地，所述模块化多电平换流器向中压交流侧注入的无功电流大小设置为0。
[0069] 优选地，所述隔离型双向DC-DC变换器的控制环路，采用共移相角控制方法：
[0070] 上桥臂级联的所有隔离型双向DC-DC变换器采用统一的移相角控制各隔离型双向DC-DC变换器的有功功率传递，以实现正极低压直流母线电压的控制；下桥臂级联的所有隔离型双向DC-DC变换器采用统一的移相角控制各隔离型双向DC-DC变换器的有功功率传递，以实现负极低压直流母线电压的控制。
[0071] 优选地，所述模块化多电平换流器的子模块采用半桥结构。
[0072] 优选地，所述隔离型双向DC-DC变换器采用隔离型双有源桥型DC-DC变换器。
[0073] 与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
[0074] 1、本发明提供的固态变压器，其拓扑可引出中压直流及真双极低压直流端口，在低压直流真双极负载不对称条件下，通过基频正序环流注入控制环路，可维持固态变压器稳定运行。
[0075] 2、本发明提供的固态变压器，通过稳态分析及参数优化设计，可选取所注入的环流电压最优相位，使所需注入的环流幅值最小，以降低环流对固态变压器开关器件的电流
应力。
附图说明
[0076] 通过阅读参照以下附图对非限制性
实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
[0077] 图1为本发明实施例所提供的具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器基本拓扑架构图；
[0078] 图2为本发明实施例所提供的具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器的基频环流注入控制
框图；其中，(a)为A相正序基频环流注入控制环，(b)为B相正序基频环流注入控制环，(c)为C相正序基频环流注入控制环；
[0079] 图3为本发明实施例所提供的具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器的拓扑单相等效
电路示意图；
[0080] 图4(a)为本发明实施例所提供的具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器前端MMC变换器的控制策略框图；
[0081] 图4(b)为本发明实施例所提供的具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器后端IBDC变换器的控制策略框图；
[0082] 图5为本发明一实施例中具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器上下桥臂子模块电容电压曲线；
[0083] 图6为本发明一实施例中具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器低压双极直流电压曲线；其中，(a)为正极直流，(b)为负极直流；
[0084] 图7为本发明一实施例中具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器低压双极直流电流曲线；其中，(a)为正极直流，(b)为负极直流；
[0085] 图8为本发明一实施例中具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器中压直流电压曲线；
[0086] 图9为本发明一实施例中具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器桥臂电流和三相环流曲线；其中，(a)为桥臂电流，(b)为三相环流；
[0087] 图10为本发明一实施例中具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器中压交流侧
三相电流曲线。
具体实施方式
[0088] 下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干
变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
[0089] 本发明实施例提供了一种具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器。该固态变压器拓扑包括模块化多电平换流器(MMC)以及多个隔离型双向DC-DC变换器(Isolated Bidirectional DC/DC Converter，IBDC)；其中：
[0090] 所述模块化多电平换流器(MMC)的三相输出和正负直流母线分别形成稳定的中压交流和中压直流端口；
[0091] 所述多个隔离型双向DC-DC变换器(IBDC)的输入侧和模块化多电平换流器(MMC)子模块(SM)的直流侧互联，模块化多电平换流器(MMC)上桥臂子模块互联的多个隔离型双向DC-DC变换器(IBDC)在输出侧并联，构成正极低压直流端口，模块化多电平换流器(MMC)下桥臂子模块互联的多个隔离型双向DC-DC变换器(IBDC)在输出侧并联，构成负极低压直流端口；
[0092] 基于以上结构，该固态变压器可提供中压交流、中压直流、低压直流三类端口，其中，低压直流端口为真双极型端口。
[0093] 当低压直流双极负载不对称时，会导致固态变压器的上下桥臂
能量不对称，进而引发子模块电容电压偏移，装置无法实现稳定运行。因此需通过控制环路的设计，采用在模块化多电平换流器(MMC)的桥臂上注入基频正序环流的方法，实现上下桥臂间的功率传递，维持模块化多电平换流器(MMC)上下桥臂间子模块电容电压的平衡，并保证中压直流端口的稳定输出，从而维持装置的稳定运行。
[0094] 通过拓扑的设计，本发明实施例为单个固态变压器提供了中压直流端口及双极低压直流端口，而通过基频正序环流控制与环流优化设计，本发明实施例可实现双极低压直流端口的不对称运行，从而使该固态变压器具备真双极直流端口及中压直流端口。
[0095] 下面结合附图对本发明实施例所提供的技术方案进一步详细描述。
[0096] 本发明实施例所提供的固态变压器的拓扑架构如图1所示，主要由模块化多电平换流器(MMC)和多个隔离型双向DC-DC变换器(Isolated Bidirectional DC-DC Converter，IBDC)构成；其中，MMC的三相输出和正负直流母线分别形成稳定的中压交流和中压直流端口，而多个IBDC的输入侧和MMC子模块(SM)的直流侧互联，MMC上桥臂子模块互联的多个IBDC在输出侧并联，形成正极低压直流端口，MMC下桥臂子模块互联的多个IBDC在输出侧并联，形成负极低压直流端口。因此，该固态变压器可提供中压交流、中压直流、低压直流三类端口，其中，低压直流端口为真双极型端口。
[0097] 为实现真双极，拓扑的低压直流端口需具备带双极不对称负载的能力。在现有的MMC控制策略下，当低压侧双极负载不对称时，会导致MMC侧上下桥臂能量不均衡，进而引发子模块电容电压
不平衡，固态变压器装置无法维持稳定运行，因此，本发明实施例在现有MMC控制的
基础上，提出一种基于基频正序环流注入的控制环路，如图2中(a)、(b)和(c)所示，当固态变压器低压侧带不对称负载时，MMC的上下桥臂电容电压会偏离额定值，该偏差通过PI控制，给定环流幅值参考值，并换算成环流压降的幅值参考值，通过给定相角，从而形成环流压降参考值，叠加在各桥臂的输出参考电压上，实现基频正序环流的注入，以平衡桥臂间子模块电容电压，并实现不对称负载下固态变压器的稳定运行。基频正序环流的注入可实现上下桥臂间的能量交互，从而平衡子模块电容电压，实现固态变压器的稳定真双极运行。此外，通过对环流注入后的拓扑稳态运行分析，本发明实施例给出了所注入环流的幅值和相位的优化方法。
[0098] 1、本发明实施例所提供的固态变压器的＝基频正序环流注入控制环路的参数优化方法
[0099] 如图3所示，以A相为例，进行正序环流注入下的固态变压器工作原理分析，以求解所需注入的环流幅值和相位，进行环流参数的优化设计。
[0100] 图3中，usa为中压交流电网A相电压，isa为中压交流电网A相电流，La为桥臂电感，ea为MMC交流侧等效出口电压，ipa为A相上桥臂电流，ina为A相下桥臂电流，ux为上下桥臂电感上的总环流压降，upa为A相上桥臂子模块总出口电压，una为A相下桥臂子模块总出口电压，ica为A相环流，Id为中压直流电流，Ud为中压直流总电压，udu为中压直流正极电压，udl为中压直流负极电压，impa为A相上桥臂子模块直流侧电流，imna为A相下桥臂子模块直流侧电流，ucpa为A相上桥臂子模块电容电压，ucna为A相下桥臂子模块电容电压，Idpa为A相上桥臂子模块流入IBDC的电流，Idna为A相下桥臂子模块流入IBDC的电流，ULV为低压侧正极和负极直流电压，ILVP为低压侧正极直流电流，ILVN为低压侧负极直流电流，MMC上下桥臂各有N个子模块。
[0101] 假设中压交流侧的基本电量为：
[0102]
[0103] 式(1)中，Um、Im和Em分别为中压交流电压、中压交流电流和MMC等效出口交流电压的幅值， 和δ分别为功率因数角和功角。基于式(1)，可得MMC交流侧输入功率为：
[0104]
[0105] 根据图1，中压直流和低压直流侧的输出功率为：
[0106] PDC＝UdId+ULV(ILVP+ILVN) (3)
[0107] 假设固态变压器内部无耗能元件，则三个端口功率平衡方程为：
[0108]
[0109] 规定调制系数为：
[0110] m＝2Em/Ud (5)
[0111] 假设子模块电容电压平均值为Uc，基于MMC的工作原理可知，该电容电压平均值和中压直流电压的关系为：
[0112] Ud＝NUc (6)
[0113] 此时，低压直流侧负载功率可由子模块向IBDC传递的功率确定：
[0114] UcIdpa×3N＝ULVILVP
[0115] UcIdna×3N＝ULVILVN (7)
[0116] Uc/ULV＝n
[0117] 式(7)中，n为IBDC内部的高频变压器一二次侧变比。根据式(7)，低压侧双极不对称负载下，体现出双极不对称电流，该不对称电流将反应到IBDC的输入电流上，因此上下桥臂IBDC的输入电流分别为：
[0118]
[0119] 在固态变压器前端的MMC换流器中，可通过基频正序环流的注入，在不影响MMC电容电压平衡的前提下，实现上下桥臂不对称功率的传递。为注入该正序环流，需在MMC的调制电压中附加基频正序分量，即稳态时，MMC的A相上桥臂子模块和下桥臂子模块的开关函数分别如(9)式和(10)式所示：
[0120]
[0121]
[0122] 式(9)和式(10)中，x为所注入的基频环流的幅值因数，β为所注入的基频环流的相角因数。幅值因数和相角因数两个未知量的选择，将对固态变压器在不对称负载下的稳定运行具有重要影响。
[0123] 由于开关函数需要在[0,1]之间变化，因此幅值因数需远低于调制系数，即：
[0124] x＜＜m (11)
[0125] 仅考虑电容电压的平均值时，A相上下桥臂电压分别为：
[0126]
[0127]
[0128] 其中，环流压降将在桥臂电感上产生环流，该环流压降为：
[0129] Ux＝Ud-upa-una＝-2xUdsin(ωt+β) (14)
[0130] 环流压降所引入的环流为：
[0131]
[0132] 则MMC的A相上下桥臂电流分别为：
[0133]
[0134]
[0135] 此时，A相上桥臂子模块直流侧的输入电流为：
[0136]
[0137] 若要使注入的环流幅值最小，即幅值因数x取最小值，由式(18)可知，此时需相角因数取为：
[0138] β＝π/2-δ (19)
[0139] 考虑到幅值因数远小于调制系数，如式(11)所示，并考虑固态变压器端口功率平衡方程式(4)，此时式(18)可简化为：
[0140]
[0141] 同理，A相下桥臂的子模块直流侧输入电流为：
[0142]
[0143] 稳态时，上下桥臂子模块直流侧输入电流的直流分量将流入IBDC，并为双极不对称负载供电，因此，联立式(8)、式(20)和式(21)，可求解得幅值因数x和双极负载电流间的关系为：
[0144]
[0145] 基于式(22)和式(19)，当固态变压器的低压直流侧带双极不对称负载时，可根据正负极负载的差异性，注入相应幅值和相位的正序基频环流，实现固态变压器的稳定运行与模块电容电压平衡。
[0146] 对于B相及C相基频正序环流的注入，与A相基频正序环流注入的优化方法相似，此处不再赘述。
[0147] 2、本发明实施例所提供的固态变压器的控制环路设计
[0148] 该固态变压器的控制策略框图如图4(a)和图4(b)所示。前端MMC变换器和后端IBDC变换器分别进行控制环路设计。
[0149] MMC控制环路包括PLL锁相环，直流电压-无功电流控制环，桥臂内部模块电容电压平衡控制环，基频正序环流注入控制环。其中，PLL锁相环用于为直流电压-无功电流控制环提供电网电压的频率和相位；直流电压-无功电流控制环根据锁相环的输出，可实现d-q轴解耦控制，d轴通过有功功率控制，实现中压直流电压的稳定，q轴通过无功功率控制，确定MMC向中压交流侧注入的无功电流大小(通常设置为0)；桥臂内部模块电容电压平衡控制环用于调节单个桥臂内部的电容电压平衡；基频正序环流注入控制环用于调节桥臂间的电容电压平衡。
[0150] 基频正序环流注入控制环的具体框图如图2中(a)、(b)和(c)所示，其工作原理为：当固态变压器低压侧带不对称负载时，MMC的上下桥臂电容电压会偏离额定值，该偏差通过PI控制，给定环流幅值参考值，并换算成环流压降的幅值参考值，相角则依据式(19)给定，从而形成环流压降参考值，叠加在各桥臂的输出参考电压上，实现基频正序环流的注入，以平衡桥臂间子模块电容电压，并实现不对称负载下固态变压器的稳定运行。
[0151] IBDC控制环路采用共移相角控制方法，即上桥臂级联的所有IBDC采用统一的移相角控制各IBDC的有功功率传递，以实现正极低压直流母线电压的控制；而下桥臂级联的所有IBDC采用统一的移相角控制各IBDC的有功功率传递，以实现负极低压直流母线电压的控制。
[0152] 下面基于图1所示的固态变压器结构，采用MATLAB/Simulink
软件针对该拓扑进行仿真验证仿真参数如下表所示，在本仿真实验中，MMC的子模块采用半桥结构，IBDC则采用隔离型双有源桥型DC-DC变换器(DAB)。
[0153]
[0154] 在上表所示的工况下，中压交流侧接理想
三相电压源，中压直流侧负载功率2.4kW，低压直流正极负载功率1.2kW，低压直流负极负载功率0kW，低压直流双极负载功率不对称。仿真时间t＝0.5s前，固态变压器不采用基频环流注入控制，t＝0.5s后，固态变压器采用基频环流注入控制，仿真结果如图5～图8所示。
[0155] 如图5所示，为一实施例中固态变压器上下桥臂子模块电容电压曲线，在不对称负载条件下，若采用传统控制策略，上下桥臂的电容电压会出现不平衡，采用基频环流注入控制后，电容电压会趋于平衡，但由于上下桥臂功率不一致，因此上下桥臂子模块电容电压的
波动会有所差异。
[0156] 如图6中(a)和(b)所示，为一实施例中固态变压器低压双极直流电压曲线，可见采用本发明的固态变压器拓扑，上下桥臂的DAB可分别控制双极直流电压稳定在40V。
[0157] 如图7中(a)和(b)所示，为一实施例中固态变压器低压双极直流电流曲线，正极电流30A，负极电流0A，表明双极负载功率不对称时，上下桥臂DAB可分别实现低压侧双极稳定的功率控制。
[0158] 如图8所示，为一实施例中固态变压器中压直流电压曲线，中压直流电压通过MMC的直流电压控制环可稳定在160V，表明低压直流双极带不对称负载时，对中压直流侧的电压控制和稳定功率传输没有影响。
[0159] 如图9中(a)和(b)所示，为一实施例中固态变压器桥臂电流和三相环流曲线，采用传统控制时，由于上下桥臂子模块电容电压不平衡，会引出较大的不可控环流分量，并叠加在桥臂电流上，会增加MMC侧开关器件的电流应力；采用环流注入控制后，上下桥臂子模块电容电压保持平衡，且环流可控，除了电容电压波动引发的二倍频环流外，环流
波形中还存在可控基频分量，用于调节MMC上下桥臂间的功率平衡。且通过本发明的环流幅值优化设计，大大降低了环流幅值和桥臂电流幅值，降低了MMC侧开关器件的电流应力需求。
[0160] 如图10所示，为一实施例中固态变压器中压交流侧三相电流曲线，可见采用环流注入控制后，其三相基频环流为正序，因此不会流入交流系统当中，即该方案不会增加中压交流侧的电流谐波，对配电系统的正常运行无影响。
[0161] 本发明上述实施例所提供的一种具备中压直流及真双极低压直流端口的固态变压器，该固态变压器具备中压交流、中压直流、真双极低压直流三类端口，填补了现有技术中的空白，一方面，可通过中压直流线路，实现区域交流配电网间的柔性互联；另一方面，可引出真双极低压直流线路，具备带不对称负荷运行的能力，并为低压直流负荷提供两种可选电压等级，节省装置建设总成本。
[0162] 以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在
权利要求的范围内做出各种变形或
修改，这并不影响本发明的实质内容。
