技术领域
[0001] 本
发明涉及变换器控制策略技术领域，特别是涉及一种两相三线制变换器的控制方法及系统。
背景技术
[0002] 电
力机车通常采用单相供电方式，因此牵引供电系统需要将从网侧接受的三相制交流电转换为两相制交流电后向
接触网供电。为了解决系统运行时产生的负序，谐波以及不断电过分相等问题，需要在牵引
变电所安装两相式补偿装置。作为两相式变流器的一种，两相三线制变换器具有结构简单，所需
开关管数量较少，成本较低的优点。目前针对两相三线制变换器的控制策略主要有以下两种：一种认为其运行在存在负序的三相
电网中，按照传统三相制变流器的控制策略进行控制；另一种则从
电流控制的
角度出发，对各桥臂电流直接进行控制。上述两种控制策略均未考虑变流器内部关系，使得变流器运行需要较高的直流
母线电压。
发明内容
[0003] 本发明的目的是提供一种两相三线制变换器的控制方法及系统，能够使桥臂
输出电压的最大值最小，从而降低
直流母线电压，减少子模
块数目，降低设备成本。
[0004] 为实现上述目的，本发明提供了如下技术方案：
[0005] 一种两相三线制变换器的控制方法，包括：
[0006] 确定比例系数k：当牵引
变压器输出的两个单相电压
相位差为60度时，k为 当牵引变压器输出的两个单相电压
相位差为90度时，k为 当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为120度时，k为
[0007] 获取双闭环控制的外环第一输出电流 双闭环控制的外环第二输出电流 变流器第一输出电流iα和变流器第二输出电流iβ；
[0008] 将所述双闭环控制的外环第一输出电流 与变流器第一输出电流iα作差，并转换为变换器第一输出电压uAN；
[0009] 将所述双闭环控制的外环第二输出电流 与变流器第二输出电流iβ作差，并转换为变换器第二输出电压uBN；
[0010] 将所述变换器第一输出电压uAN和变换器第二输出电压uBN相加后与所述比例系数k相乘，得到第一桥臂输出电压uNO；
[0011] 将所述第一桥臂输出电压uNO与变换器第一输出电压uAN相加得到第二桥臂输出电压uAO；
[0012] 将所述第一桥臂输出电压uNO与变换器第二输出电压uBN相加得到第三桥臂输出电压uBO；
[0013] 根据变换器拓扑结构选择调制策略；
[0014] 利用所述调制策略将第一桥臂输出电压uNO、第二桥臂输出电压uAO和第三桥臂输出电压uBO转换为PWM控制
信号；
[0015] 根据所述PWM
控制信号控制第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂上开关管的通断。
[0016] 可选的，利用单相电流
控制器将所述双闭环控制的外环第一输出电流 与变流器第一输出电流iα作差，并转换为变换器第一输出电压uAN。
[0017] 可选的，利用单相电流控制器将所述双闭环控制的外环第二输出电流 与变流器第二输出电流iβ作差，并转换为变换器第二输出电压uBN。
[0018] 可选的，所述单相电流控制器为PR控制器。
[0019] 可选的，所述单相电流控制器为PI控制器。
[0020] 可选的，所述根据变换器拓扑结构选择调制策略，包括：
[0021] 若所述变换器拓扑结构为半桥结构，则调制策略采用载波比较法。
[0022] 可选的，所述根据变换器拓扑结构选择调制策略，包括：
[0023] 若所述变换器拓扑结构为MMC结构，则调制策略采用载波比较法或最近电平逼近法。
[0024] 一种两相三线制变换器的控制系统，包括：
[0025] 系数确定模块，用于确定比例系数k：当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为60度时，k为 当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为90度时，k为 当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为120度时，k为
[0026] 数据获取模块，用于获取双闭环控制的外环第一输出电流 双闭环控制的外环第二输出电流 变流器第一输出电流iα和变流器第二输出电流iβ；
[0027] 第一计算模块，用于将所述双闭环控制的外环第一输出电流 与变流器第一输出电流iα作差，并转换为变换器第一输出电压uAN；将所述双闭环控制的外环第二输出电流与变流器第二输出电流iβ作差，并转换为变换器第二输出电压uBN；
[0028] 第二计算模块，用于将所述变换器第一输出电压uAN和变换器第二输出电压uBN相加后与所述比例系数k相乘，得到第一桥臂输出电压uNO；将所述第一桥臂输出电压uNO与变换器第一输出电压uAN相加得到第二桥臂输出电压uAO；
[0029] 第三计算模块，用于将所述第一桥臂输出电压uNO与变换器第二输出电压uBN相加得到第三桥臂输出电压uBO；
[0030] 选择模块，用于根据变换器拓扑结构选择调制策略；
[0031] 转换模块，用于利用所述调制策略将第一桥臂输出电压uNO、第二桥臂输出电压uAO和第三桥臂输出电压uBO转换为PWM控制信号；
[0032] 控
制模块，用于根据所述PWM控制信号控制第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂上开关管的通断。
[0033] 根据本发明提供的具体
实施例，本发明公开了以下技术效果：
[0034] 本发明基于变流器内部关系，通过将 与iα作差，并将差值转换为变换器第一输出电压uAN；将 与iβ作差，并将该差值转换为变换器第二输出电压uBN；再将变换器第一输出电压uAN和变换器第二输出电压uBN相加后与比例系数k相乘，得到第一桥臂输出电压uNO；将第一桥臂输出电压uNO与变换器第一输出电压uAN相加得到第二桥臂输出电压uAO；将第一桥臂输出电压uNO与变换器第二输出电压uBN相加得到第三桥臂输出电压uBO；实现了对三个桥臂输出电压的合理分配，能够使得桥臂输出电压的最大值最小，从而降低直流母线电压，降低变流器中开关器件的耐压要求，减少变流器子模块数量，节省设备成本。
附图说明
[0035] 为了更清楚地说明本发明实施例或
现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0036] 图1为本发明实施例一种两相三线制变换器的控制方法
流程图；
[0037] 图2为本发明实施例同相牵引供电系统的两相三线制变换器
电路结构图；
[0038] 图3为本发明实施例半桥型变换器拓扑结构图；
[0039] 图4为本发明实施例MMC型变换器拓扑结构图；
[0040] 图5为本发明实施例两相三线制变换器相位差为60度时dq
坐标系下各变量向量关系图；
[0041] 图6本发明实施例两相三线制变换器相位差为90度时dq坐标系下各变量向量关系图；
[0042] 图7本发明实施例两相三线制变换器相位差为120度时dq坐标系下各变量向量关系图；
[0043] 图8本发明实施例载波比较法调制过程的两相三线制变换器输出
波形图；
[0044] 图9本发明实施例最近电平逼近法调制过程的两相三线制变换器输出波形图；
[0045] 图10本发明实施例一种两相三线制变换器的控制系统的模块图。
具体实施方式
[0046] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0047] 本发明的目的是提供一种两相三线制变换器的控制方法及系统，能够使桥臂输出电压的最大值最小，从而降低直流母线电压，减少子模块数目，降低设备成本。
[0048] 为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
[0049] 图1为本发明实施例一种两相三线制变换器的控制方法流程图，如图1所示，一种两相三线制变换器的控制方法，包括：
[0050] 步骤101：确定比例系数k：当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为60度时，k为 当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为90度时，k为 当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为120度时，k为
[0051] 步骤102：获取双闭环控制的外环第一输出电流 双闭环控制的外环第二输出电流 变流器第一输出电流iα和变流器第二输出电流iβ；
[0052] 步骤103：将所述双闭环控制的外环第一输出电流 与变流器第一输出电流iα作差，并转换为变换器第一输出电压uAN；
[0053] 步骤104：将所述双闭环控制的外环第二输出电流 与变流器第二输出电流iβ作差，并转换为变换器第二输出电压uBN；
[0054] 步骤105：将所述变换器第一输出电压uAN和变换器第二输出电压uBN相加后与所述比例系数k相乘，得到第一桥臂输出电压uNO；
[0055] 步骤106：将所述第一桥臂输出电压uNO与变换器第一输出电压uAN相加得到第二桥臂输出电压uAO；
[0056] 步骤107：将所述第一桥臂输出电压uNO与变换器第二输出电压uBN相加得到第三桥臂输出电压uBO；
[0057] 步骤108：根据变换器拓扑结构选择调制策略；
[0058] 步骤109：利用所述调制策略将第一桥臂输出电压uNO、第二桥臂输出电压uAO和第三桥臂输出电压uBO转换为PWM控制信号；
[0059] 步骤110：根据所述PWM控制信号控制第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂上开关管的通断。
[0060] 其中，步骤101中，当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为60度时，使用V/V变压器；当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为90度或者120度时，使用SCOTT变压器；步骤103和步骤104中一般通过PR控制器、PI控制器或PQ控制器等单相电流控制器将双闭环控制的外环第一输出电流 与变流器第一输出电流iα作差，并转换为变换器第一输出电压uAN，将双闭环控制的外环第二输出电流 与变流器第二输出电流iβ作差，并转换为变换器第二输出电压uBN；步骤108中在选择调制策略时，若变换器拓扑结构为半桥结构，则调制策略采用载波比较法；若变换器拓扑结构为MMC结构，则调制策略采用载波比较法或最近电平逼近法。
[0061] 具体的，本发明的原理和验证过程如下：
[0062] 图2为本发明实施例同相牵引供电系统的两相三线制变换器电路结构图；如图2所示，图中采用V/V、SCOTT或其它接线方式的主牵引变压器将来自于外部电网的三相交流电转换为两相有效值均为27.5KV、相位相差60度、90度或120度的单相交流电，其中一相连接接触网，用于为机车牵引负载供电。两相三线制变流器可通过两单相
降压变压器或直接与牵引变压器相连，仅对基于两相三线制变流器的补偿系统进行分析，其系统结构如图3和图4所示，其中uα为第一交流电源，uβ为第二交流电源，uα和uβ幅值相同、相位相差60度，90度或
120度，uα的一端和uβ的一端均通过电感与变流器相连，uα的另一端和uβ的另一端相互连接作为公共端直接与变流器的一个桥臂相连，两电源的电流经过变流器后输出电流分别为第一输出电流iα，第二输出电流iβ。根据基尔霍夫定律，可知电压电流关系为：
[0063]
[0064] 其中，uα，uβ分别为牵引变压器输出的两个单相电压，L为变流器的连接电感，t为时间，iα为第一输出电流，iβ为第二输出电流，uAN为变换器第一输出电压，uBN为变换器第二输出电压，且由上式可知，可通过控制uAN，uBN达到调节电源的第一输出电流iα和第二输出电流iβ的目的，即两相三线制变流器的外部特性只与uAN和uBN有关，所以对两相三线制变换器而言，变换器第一输出电压uAN和变换器第二输出电压uBN可表示为：
[0065]
[0066] 式中，uNO为第一桥臂输出电压、uAO为第二桥臂输出电压，uBO为第三桥臂输出电压，uAO，uBO，uNO可通过控制全控器件的通断或是子模块的投切对其进行控制。
[0067] 为了最大限度减少直流母线电压，需要使得桥臂输出电压的最大值最小，忽略电感压降，uAN可近似为uα，uBN可近似为uβ，uα和uβ为幅值相同、相位相差60度、90度或120度的交流量，故可采用旋转坐标系进行分析。
[0068] 在相位差为60度的情况下，即使用V/V变压器时，经dq变换后各变量向量关系如图5所示， 由图可知，要使得桥臂输出电压向量uAO，uBO，uNO幅值的最大值最
小，O点需位于等边三角形ABN的中心，此时有
由此可知，采用本发明所需直流
母线电压为传统控制方法的 倍。
[0069] 在相位差为90度的情况下，即使用SCOTT变压器时，经dq变换后各变量向量关系如图6所示， 由图可知，要使得桥臂输出电压向量uAO，uBO，uNO幅值的最大值最小，O点需位于等腰直角三角形ABN的中心，此时有
由此可知，采用本发明时，所需直
流母线电压为传统控制策略的 倍。
[0070] 在相位差为120度的情况下，即使用SCOTT变压器时，经dq变换后各变量向量关系如图7所示， 由图可知，要使得桥臂输出电压向量uAO，uBO，uNO幅值的最大值最小 ，O点需位 于等腰 三角形 ABN底 边上的高 与底 边的交点 ，此时 有
由此可知，采用本发明时，
所需直流母线电压为传统控制策略的 倍。
[0071] 为进一步减少控制器计算量，将桥臂输出电压向量uAO，uBO，uNO转换至自然坐标系下，在相位差为60度时有：
[0072]
[0073] 相应的，在相位差为90度时有：
[0074]
[0075] 相应的，在相位差为120度时有：
[0076]
[0077] 上式给出了桥臂输出电压的最优分配方式，式中uAN，uBN可通过PI控制器，PR控制器等传统单相电流控制器获得。
[0078] 经过计算证明：当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为60度时，采用本发明提出的方法后，开关器件的耐压或者模块数量降低为采用现有方法的57.7％，当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为90度时，开关器件的耐压或者模块数量降低为采用现有方法的70.7％；当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为120度时，开关器件的耐压或者模块数量降低为采用现有方法的86.6％。
[0079] 对于如图3所示的半桥型变换器拓扑结构而言，其变换器N线上不具有
串联电感，此时调制策略可采用载波比较法，而当变换器N线中具有串联电感时，其调制策略也是一般采用载波比较法；载波比较法调制过程如图8所示，选用幅值为变换器最大输出电压，
频率为开关频率的等腰三角形波作为载波uc，将期望输出的波形，即uAO，UBO，uCO作为调制波ur，当调制波大于载波时，使上桥臂开关管导通，下桥臂开关管关断，此时变换器输出uo为高电平；当调制波小于载波时，使上桥臂开关管关断，下桥臂开关管导通，此时变换器输出uo为低电平。
[0080] 对于如图4所示的MMC型变换器拓扑结构而言，其调制策略除可采用载波比较法外还可采用最近电平逼近法(图4中未画出变换器N线中具有串联电感的情况，当变换器N线中具有串联电感时，调制策略也是可采用载波比较法和最近电平逼近法中的一种)，最近电平逼近法调制过程如图9所示，对于多电平变换，可以根据调制波瞬时值大小，通过控制投入子模块的数目使得输出电压尽可能逼近调制波，达到用
锯齿波逼近
正弦波的目的。
[0081] 图10为本发明实施例一种两相三线制变换器的控制系统的模块图，如图10所示，一种两相三线制变换器的控制系统，包括：
[0082] 901系数确定模块，用于确定比例系数k：当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为60度时，k为 当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为90度时，k为 当牵引变压器输出的两个单相电压相位差为120度时，k为
[0083] 902数据获取模块，用于获取双闭环控制的外环第一输出电流 双闭环控制的外环第二输出电流 变流器第一输出电流iα和变流器第二输出电流iβ；
[0084] 903第一计算模块，用于将所述双闭环控制的外环第一输出电流 与变流器第一输出电流iα作差，并转换为变换器第一输出电压uAN；将所述双闭环控制的外环第二输出电流 与变流器第二输出电流iβ作差，并转换为变换器第二输出电压uBN；
[0085] 904第二计算模块，用于将所述变换器第一输出电压uAN和变换器第二输出电压uBN相加后与所述比例系数k相乘，得到第一桥臂输出电压uNO；将所述第一桥臂输出电压uNO与变换器第一输出电压uAN相加得到第二桥臂输出电压uAO；
[0086] 905第三计算模块，用于将所述第一桥臂输出电压uNO与变换器第二输出电压uBN相加得到第三桥臂输出电压uBO；
[0087] 906选择模块，用于根据变换器拓扑结构选择调制策略；
[0088] 907转换模块，用于利用所述调制策略将第一桥臂输出电压uNO、第二桥臂输出电压uAO和第三桥臂输出电压uBO转换为PWM控制信号；
[0089] 908
控制模块，用于根据所述PWM控制信号控制第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂上开关管的通断。
[0090] 本发明基于变流器内部关系，通过将 与iα作差，并将差值转换为变换器第一输出电压uAN；将 与iβ作差，并将该差值转换为变换器第二输出电压uBN；再将变换器第一输出电压uAN和变换器第二输出电压uBN相加后与比例系数k相乘，得到第一桥臂输出电压uNO；将第一桥臂输出电压uNO与变换器第一输出电压uAN相加得到第二桥臂输出电压uAO；将第一桥臂输出电压uNO与变换器第二输出电压uBN相加得到第三桥臂输出电压uBO；实现了对三个桥臂输出电压的合理分配，能够使得桥臂输出电压的最大值最小，从而降低直流母线电压，降低变流器中开关器件的耐压要求，减少变流器子模块数量，节省设备成本。
[0091] 本
说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
[0092] 本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
