DC/DC变换器
技术领域
[0001] 本
发明涉及电气隔离技术，具体为一种电流型脉宽调制控制器及基于其的磁隔离反馈驱动电路和DC/DC变换器。
背景技术
[0002]
开关电源中常常要求输入与输出之间电气隔离，电气隔离分为磁隔离和光耦隔离，光耦隔离一般只能隔离传输小
信号，且对
温度比较敏感，磁隔离反馈稳定、速度高，可满足大部分应用条件。磁隔离反馈驱动电路是实现磁隔离反馈的
基础，在基于厚膜工艺的
开关电源中，集成度提高则要求线路必须简化，目前已有的磁隔离反馈驱动线路利用三
角波信号与基准进行比较产生交流脉冲信号，需要在PWM控
制芯片之外增加一个比较器，外围元器件多，不利于减小电路体积和降低成本。目前现有的磁隔离驱动线路如图1所示。
[0003] 对现有磁隔离反馈的工作原理进行简要分析：副边
输出电压经
电阻R1、 R2分压与基准Z1比较，运放IC2的供电电压由后级辅助绕组提供，误差信号经
放大器放大后接至射极跟随器Q3，则Q3的射极电压即能反映误差放大器的输出大小，记为VFB。耦合
变压器T2通常取
匝比为1，记左边为原边，右边为副边。Q2的
控制信号由比较器IC1输出，基准电压VREF经R6、 R7分压，分压后的电压作为比较器IC1的正端输入，比较器IC1负端为三角波信号，三角波信号一般由PWM控制器自身产生开关
频率的振荡电阻电容产生，当PWM控制部分由分立器件组成时，三角波信号也需要比较器产生，比较器IC1正端与负端比较产生具有一定占空比的方波，占空比的大小由三角波信号幅值与VREF分压后的电压幅值比较决定，此方波信号作为 Q2管的控制信号，控制Q2管的开通关断状态，当Q2导通时，T2原边绕组同名端接至负恒压源VP-，则此时原边绕组两端电压为VP-，方向是非同名端为正。因此T2副边电压也为VP-，这使得
二极管D2反偏，可以防止负恒压源对输出端检测电路产生影响。当Q2关断时，T2原边绕组两端电压反向，D1正偏，变压器原边电流即通过D1对C1充电。与此同时，D2也正偏，因此原副边之间的电压就建立起了联系，此时电容C1上的电压为：
[0004] VC1＝VFB+VD2-VD1＝VFB
[0005] 式中，VD1、VD2分别为两二极管的导通压降，由于是同种二极管，可认为 VD1＝VD2。这样，副边的反馈信号VFB通过变压器传到了原边，以此作为控制信号就可以实现闭环控制。该磁隔离反馈驱动线路的结构复杂，仅实现了后级误差信号传递至前级的功能，且后级芯片供电由辅助绕组提供，组元器件多，不利于厚膜混合集成。
发明内容
[0006] 针对
现有技术中存在的问题，本发明提供一种电流型脉宽调制控制器及基于其的磁隔离反馈驱动电路和DC/DC变换器，大大减少了元器件数量，节省了体积，提高了集成度。
[0007] 本发明是通过以下技术方案来实现：
[0008] 一种电流型脉宽调制控制器，包括
振荡器、
三极管Q1、电阻R1、电阻 R2和三级管Q2；振荡器输出端接三极管Q1的基极，三极管Q1的发射极接电阻R1的一端，三极管Q1的集
电极接电流型脉宽调制控制器内部基准电压；电阻R1的另一端接电阻R2的一端和三级管Q2的基极，电阻R2的另一端接地，三极管Q2的发射极接地，三极管Q2的集电极引出驱动信号端口。
[0009] 基于所述的电流型脉宽调制控制器的磁隔离反馈驱动电路，三极管Q2 的集电极信号作为隔离反馈变压器的驱动控制信号。
[0010] 优选的，包括电流型脉宽调制控制器、电阻R3、电阻R4、三级管P1、电阻R5、二级管D1、电容C1、隔离反馈变压器T1、二级管D3、二级管D4、三级管P2、电容C3和电阻R6；
[0011] 电流型脉宽调制控制器中三极管Q2的集电极接电阻R3的一端，电阻 R3的另一端接三级管P1的基极及电阻R4的一端，三级管P1的发射极接电阻R4的另一端，三级管P1的集电极接电阻R5的一端，电阻R5的另一端接隔离反馈变压器T1的1端及二级管D1的负极，二极管D1的正极接电容 C1的一端及电流型脉宽调制控制器的比较端，电容C1的另一端接地；
[0012] 隔离反馈变压器T1的1端和3端为同名端，隔离反馈变压器T1的3端接二级管D4的负极，二级管D4的正极接地；隔离反馈变压器T1的2端接地；隔离反馈变压器T1的4端接二级管D3的正极，二极管D3的负极接三极管P2的发射极，三极管P2的集电极接地，三级管P2的基极接电容C3 的一端及电阻R6的一端，电容C3的一端接地，电阻R6的一端接后级误差放大信号。
[0013] 进一步的，还包括二级管D2、二级管D5和电容C2；
[0014] 隔离反馈变压器T1的3端接二级管D5的正极，二级管D5的负极接电容C2的一端并为后级芯片供电；电容C2的另一端接地；
[0015] 隔离反馈变压器T1的4端接二级管D2的负极，二级管D2的正极接地。
[0016] 基于
权利要求所述的磁隔离反馈驱动电路的DC/DC变换器。
[0017] 优选的，输入电压为42V，输出电压为5V，输出功率为25W。
[0018] 优选的，输入电压为28V或100V。
[0019] 与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：
[0020] 本发明利用电流型脉宽调制控制器自身死区时间产生的大占空比方波作为驱动隔离反馈变压器的控制信号，通过在控制器内部设计合理线路，增加一路变压器驱动输出，此功能集成至PWM控制器内部，外部仅需引出驱动信号端口，减少元器件数量，节省了体积，提高了集成度。
[0021] 基于本发明的电流型脉宽调制控制器，设计隔离变压器驱动反
馈线路，不需要在PWM控制芯片之外再增加一个比较器，外围元器件减少，利于减小电路体积和降低成本，可用于开关电源中。
[0022] 进一步的，本发明磁隔离反馈驱动电路，同一变压器同一绕组不但实现了将后级反馈误差信号传递到前级的功能，还实现将前级
能量传递给后级，用于后级芯片的供电的功能，省去了后级辅助供电绕组，大大减少了元器件数量，节省了体积，提高了集成度。
[0023] 本发明通过试验进行了效果验证。将其应用于DC/DC变换器中，输入电压42V，输出电压5V，输出电流5A。当DC/DC变换器工作时，集成了驱动信号的电流型脉宽调制控制器可输出方波，驱动隔离反馈变压器，同一变压器同一绕组既实现将前级能量传递给后级，又实现了将后级反馈误差信号传递到前级的功能。应用了本发明的DC/DC变换器，性能稳定，结构得到简化，集成度提高，在高可靠航天二次电源领域有广泛的应用前景。
附图说明
[0024] 图1为现有磁隔离反馈线路。
[0025] 图2为PWM UC3843电流型脉宽控制器原理
框图。
[0026] 图3为本发明的隔离反馈变压器驱动控制信号。
[0027] 图4为本发明的磁隔离反馈驱动线路。
[0028] 图5为现有磁隔离DC/DC变换器框图。
[0029] 图6为本发明结构实例。
[0030] 图7为O点电压
波形(隔离反馈变压器驱动控制信号)。
[0031] 图8为隔离反馈变压器T1的1端电压波形。
[0032] 图9为隔离反馈变压器T1的3端电压波形。
[0033] 图10为隔离反馈变压器T1的4端电压波形。
具体实施方式
[0034] 下面结合具体的
实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。
[0035] 图2为UC3843电流型脉宽调制控制器原理框图，振荡器输出K点为方波。
[0036] 如图3所示，本发明将电流型脉宽调制控制器振荡器输出K点的方波电压信号经三极管Q1、电阻R1、电阻R2先进行射级跟随，再经三极管Q2 进行OC反相输出，输出的O点信号为交流信号，且较K点电流增大，作为隔离反馈变压器的驱动控制信号，Vref为电流型脉宽调制控制器内部基准电压。本发明中，图3所示的线路均集成在电流型脉宽调制控制器芯片中，减少了元器件数量，提高了集成度。具体电路结构为：电流型脉宽调制控制器的振荡器输出端接三极管Q1的基极，三极管Q1的发射极接电阻R1的一端，三极管Q1的集电极接电流型脉宽调制控制器内部基准电压；电阻R1 的另一端接电阻R2的一端和三级管Q2的基极，电阻R2的另一端接地，三极管Q2的发射极接地，三极管Q2的集电极信号作为隔离反馈变压器的驱动控制信号。
[0037] 本发明以放大后的O点信号作为隔离反馈变压器的驱动控制信号进行隔离反馈驱动线路设计，具体线路如图4所示。电流型脉宽调制控制器中三极管Q2的集电极接电阻R3的一端，电阻R3的另一端接三级管P1的基极及电阻R4的一端，三级管P1的发射极接电阻R4的另一端，三级管P1的集电极接电阻R5的一端，电阻R5的另一端接隔离反馈变压器T1的1端及二级管D1的负极，二极管D1的正极接电容C1的一端及电流型脉宽调制控制器的比较端，电容C1的另一端接地。隔离反馈变压器T1的1端和3端为同名端，隔离反馈变压器T1的3端接二级管D4的负极及二级管D5的正极，二级管D4的正极接地，二级管D5的负极接电容C2的一端并输出电压 VCC2，电压VCC2为后级芯片供电，电容C2的另一端接地；二级管D5的负极还接电阻R7的一端，电阻R7的另一端接后级误差运放的输出端。隔离反馈变压器T1的2端接地。隔离反馈变压器T1的4端接二级管D2的负极及二级管D3的正极，二级管D2的正极接地，二极管D3的负极接三极管P2的发射极，三极管P2的集电极接地，三级管P2的基极接电容C3的一端及电阻R6的一端，电容C3的一端接地，电阻R6的一端接后级误差放大信号。
[0038] 隔离反馈变压器T1的1端、3端为同名端，O点信号作为三极管P1的基级电压，O点电压为低电平时，三极管P1开通，隔离反馈变压器T1的1 端为正电平、2端为负电平、3端为正电平、4端为负电平，二级管D5、二级管D2开通，二级管D3、二级管D4截止，隔离反馈变压器T1次级、二级管D5、二级管D2、电容C2形成后级整流滤波环路，将VCC1供电处能量通过隔离反馈变压器T1从前级传递至后级，其中二级管D5、电容C2对隔离反馈变压器T1的3端电压进行整流滤波，整流滤波后电压为VCC2，为后级芯片供电；O点电压为高电平时，三极管P1截止，隔离反馈变压器 T1的1端为负电平、2端为正电平、3端为负电平、4端为正电平，二极管 D5、二极管D2截止，二极管D3、二极管D4导通，隔离反馈变压器T1次级、二极管D3、二极管D4、三极管P2、电容C3、后级误差放大信号(C 处电压)形成后级误差反馈线路，后级误差反馈线路将C处误差放大电压通过隔离反馈变压器T1反馈至初级1端，隔离反馈变压器T1的1端电压经二极管D1以及电容C1整流滤波后形成电压(A点处电压)送至电流型脉宽调制控制器的比较端，完成整个误差信号的反馈过程。同一变压器同一绕组既实现将前级能量传递给后级，又实现了将后级反馈误差信号传递到前级的功能。
[0040] 该发明应用于输入电压42V，输出电压5V，输出功率为25W的 DC/DC变换器中。如图6所示，将隔离反馈变压器驱动控制信号线路集成在脉宽控制器IC中。脉宽控制器IC输出的O点交流电压以及磁隔离反馈驱动线路既实现了驱动隔离变压器功能又实现了后级反馈信号传递至前级功能。相比如图5所示的现有磁隔离DC/DC变换器，元件数量大大减少。
[0041] VCC1供电电压11V，VCC2供电电压8.3V。O点电压波形如图7所示，隔离反馈变压器T1的1端电压波形如图8所示，隔离反馈变压器T1的3端电压波形如图9所示，隔离反馈变压器T1的4端电压波形如图10所示。
[0042] 上述提出的基于电流型脉宽调制控制器的磁隔离反馈驱动设计已经投入到28V、42V、100V系列
母线的DC/DC变换器设计中，节约了器件数量，满足了厚膜集成化需求，实现了电路的高度集成化。
[0043] 一般情况下磁隔离反馈驱动信号是用直流电压与三角波经比较器比较所得，反馈变压器需两个绕组实现为后级供电以及反馈后级误差信号，线路元器件数量多，结构复杂，不利于集成。
[0044] 本发明利用电流型脉宽调制控制器自身死区时间产生的大占空比方波作为驱动隔离反馈变压器的交流信号，此功能集成至PWM控制器内部，外部仅需引出驱动信号端口，减少元器件见数量。在此交流信号的基础上，设计隔离变压器驱动反馈线路，同一变压器同一绕组既实现将前级能量传递给后级，用于后级芯片的供电，又实现将后级反馈误差信号传递到前级的功能。本发明中所述新型基于电流型脉宽调制控制器的磁隔离反馈驱动电路，大大简化了线路，提高了厚膜DC/DC变换器的集成度。
