开关电源电路
阅读：1015发布：2021-03-11
专利汇可以提供开关电源电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且二次侧整流 电路 具备加法整流电路(80)，其在高侧低侧的 开关 电路(Q1)或(Q2)的一方的接通期间在电容器积蓄二次绕组产生的 电压 作为静电 能量 ，在高侧低侧的开关电路(Q2)或(Q1)的另一方的接通期间将所述电容器的电压与在二次绕组产生的电压相加后作为直流电压输出，开关控制电路(10)通过控制高侧和低侧的开关元件(Q1、Q2)各自导通的期间的比率的接通期间比控制单元，来调整从二次侧整流电路输出的输出电 力 。由此，构成谋求小型化的同时提高电力变换效率的 开关电源 装置。，下面是开关电源电路专利的具体信息内容。
1.一种开关电源装置，具备：
变压器，其具备一次绕组以及二次绕组；
一次侧交流电压产生电路，其与所述一次绕组电连接，具备高侧和低侧的开关电路，从输入的直流电压产生方形波状或梯形波状的交流电压；
二次侧整流电路，其将所述交流电压整流成直流电压；
第一LC串联谐振电路，其构成在一次侧，包含第一串联谐振电感器以及第一串联谐振电容器；和
开关控制电路，其夹着死区时间使所述一次侧交流电压产生电路的所述高侧和低侧的开关电路交替地进行接通/断开控制；
所述开关电源装置的特征在于，
所述二次侧整流电路具备：加法整流电路，其构成为在所述高侧或低侧的一方的开关电路导通的期间，在电容器积蓄在二次绕组产生的电压作为静电能量，在所述低侧和高侧的另一方的开关电路断开的期间，将所述电容器的电压与在所述二次绕组产生的电压相加后作为直流电压而输出，
所述开关控制电路具备：接通期间比控制单元，其为了调整从所述二次侧整流电路输出的输出电力，控制所述高侧和低侧的开关电路各自导通的期间的比率，所述变压器构成在所述一次绕组和所述二次绕组之间合成了介由互电感的磁场耦合以及介由互电容的电场耦合的电磁场共振电路。
2.一种开关电源装置，具备：
变压器，其具备一次绕组以及二次绕组；
一次侧交流电压产生电路，其与所述一次绕组电连接，具备高侧和低侧的开关电路，从输入的直流电压产生方形波状或梯形波状的交流电压；
二次侧整流电路，其将所述交流电压整流成直流电压；
第一LC串联谐振电路，其构成在一次侧，包含第一串联谐振电感器以及第一串联谐振电容器；和
开关控制电路，其夹着死区时间使所述一次侧交流电压产生电路的所述高侧和低侧的开关电路交替地进行接通/断开控制；
所述开关电源装置的特征在于，
所述二次侧整流电路具备：加法整流电路，其构成为在所述高侧或低侧的一方的开关电路导通的期间，在电容器积蓄在二次绕组产生的电压作为静电能量，在所述低侧和高侧的另一方的开关电路断开的期间，将所述电容器的电压与在所述二次绕组产生的电压相加后作为直流电压而输出，
所述开关控制电路具备：接通期间比控制单元，其为了调整从所述二次侧整流电路输出的输出电力，控制所述高侧和低侧的开关电路各自导通的期间的比率，在二次侧设置包含第二串联谐振电感器以及第二串联谐振电容器的第二LC串联谐振电路，介由所述变压器来匹配阻抗，以使得所述第一LC串联谐振电路和所述第二LC串联谐振电路共振。
3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
由等效地形成于所述一次绕组和所述二次绕组之间的励磁电感构成所述互电感。
4.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关控制电路，具备：当控制从所述二次侧整流电路输出的输出电力时，为了抑制通过所述接通期间比控制单元使接通期间比从1大幅偏离，使所述开关电路的开关频率变化的单元。
5.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述第一串联谐振电容器和所述第二串联谐振电容器的任一者或两者具备保持直流电压的功能。
6.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
在所述一次绕组和所述二次绕组之间具备互电容。
7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于，
由形成于所述一次绕组和所述二次绕组之间的寄生电容构成所述互电容。
8.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关电源装置具备与所述一次绕组或所述二次绕组并联的并联谐振电容器。
9.根据权利要求8所述的开关电源装置，其特征在于，
由所述一次绕组或所述二次绕组的寄生电容构成所述并联谐振电容器。
10.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，
由所述变压器的漏电感构成所述第一串联谐振电感器或所述第二串联谐振电感器。
11.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
由整流用开关电路构成在所述二次侧整流电路中具备的将所述交流电压整流成直流电压的整流元件。
12.根据权利要求11所述的开关电源装置，其特征在于，
所述接通期间比控制单元通过在所述二次侧整流电路中所具备的所述整流用开关电路中流过负电流，以较小的接通期间比的变化来大幅调整输出电力地进行动作。
13.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关电路由MOSFET构成。
14.根据权利要求13所述的开关电源装置，其特征在于，
在从所述二次侧整流电路的输出部传输电力时，所述二次侧整流电路作为所述一次侧交流电压产生电路发挥作用，并且所述一次侧交流电压产生电路作为所述二次侧整流电路发挥作用，
所述开关电源装置能双向进行电力传输。
15.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述一次绕组是设于具有磁芯的变压器的一次侧的绕组，
所述二次绕组是设于所述变压器的二次侧的绕组。
16.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述一次绕组是设于送电装置的送电线圈，
所述二次绕组是设于面向所述送电装置而配置的受电装置的受电线圈。
开关电源电路
技术领域
背景技术
[0002] 近年来，电子设备的小型轻量化不断进展，开关电源的高效率化、小型轻量化的市场要求进一步提升。例如，利用LC谐振现象在变压器流过正弦波状的谐振电流来使之动作的电流谐振半桥转换器在输出电流波动的特性比较缓和的波形电视机等的市场中，充分发挥高效率的特长而不断实用化。
[0003] 例如，作为LC串联谐振型DC-DC转换器，公开在专利文献1。图1是专利文献1的开关电源装置的基本的电路图。该开关电源装置是电流谐振型的半桥DC/DC转换器，在变压器T的一次绕组np连接有由电感器Lr和电容器Cr构成的LC谐振电路以及2个开关元件Q1、Q2。在变压器T的二次绕组ns1、ns2构成由二极管Ds1、Ds2以及电容器Co构成的整流平滑电路。
[0004] 通过这样的构成，开关元件Q1、Q2夹着死区时间(dead time)交替地接通、断开，从而使流过变压器T的电流波形成为正弦波状的谐振波形。另外，在该2个开关元件Q1、Q2的接通期间/断开期间的两个期间，都从一次侧向二次侧传输电力。
[0005] 先行技术文献
[0006] 专利文献
[0007] 专利文献1：特开平9-308243号公报
[0008] 发明的概要
[0009] 发明要解决的课题
[0010] 在到目前为止的电流谐振型转换器中，为了控制输出功率，使开关频率变化必不可少。即使在专利文献1的开关电源装置中，也构成为在其输出控制中进行频率控制、PFM(Pulse Frequency Modulation，脉冲频率调制)。
[0011] 为此，需要配合最低动作频率来设计平滑电路，这对小型化带来妨碍。另外，若开关频率发生变动，则越为高频，控制性就越困难。进而，若以进行额定负载(大功率)下的高效率动作为目标的设计，在轻负载下的效率就会降低。
[0012] 不仅如此，若为了谋求磁性部件的小型化而要进行高频的MHz级别下的动作，则有诸多课题。即，若为了应对规定的输入电压的变动或输出功率的变动而相应于这些变动来扩展开关频率的变动幅度，则从EMC(“电磁环境兼顾性”电设备等所具有的电磁上的无干扰性以及耐性)的观点出发，若开关频率发生变动，则要抑制的噪声的频带或要提高耐性的频带扩展，对策变得困难。
发明内容
[0013] 本发明鉴于上述课题而提出，目的在于提供一种开关电源装置，谋求小型化，在提高电力变换效率的同时固定开关频率来提高控制性，使高频动作变得容易，能容易地应对EMC。
[0014] 用于解决课题的手段
[0015] 本发明的开关电源装置如下那样构成。
[0016] (1)开关电源装置，具备：变压器，其具备一次绕组以及二次绕组；一次侧交流电压产生电路，其与所述一次绕组电连接，具备高侧和低侧的开关电路，从输入的直流电压产生大致方形波状或梯形波状的交流电压；二次侧整流电路，其将所述交流电压整流成直流电压；第一LC串联谐振电路，其构成在一次侧，包含第一串联谐振电感器以及第一串联谐振电容器；开关控制电路，其夹着死区时间使所述一次侧交流电压产生电路的所述高侧和低侧的开关电路交替地接通/断开；所述开关电源装置的特征在于，所述二次侧整流电路具备：加法整流电路，其构成为在所述高侧或低侧的一方的开关电路导通的期间在电容器积蓄在二次绕组产生的电压作为静电能量，在所述低侧和高侧的另一方的开关电路断开的期间，将所述电容器的电压与在所述二次绕组产生的电压相加后作为直流电压而输出，所述开关控制电路具备：接通期间比控制单元，其为了调整从所述二次侧整流电路输出的输出电力，控制所述高侧和低侧的开关电路的各自导通的期间的比率。
[0018] (3)在(1)或(2)的基础上，优选在二次侧设置包含第二串联谐振电感器以及第二串联谐振电容器的第二LC串联谐振电路，介由所述变压器来匹配阻抗，以使得所述第一LC串联谐振电路和所述第二LC串联谐振电路共振。
[0019] (4)在(1)～(3)的基础上，优选由等效地形成于所述一次绕组和所述二次绕组之间的励磁电感构成所述互电感。
[0020] (5)在(1)～(4)的基础上，优选所述开关控制电路具备每当控制从所述二次侧整流电路输出的输出电力时，为了抑制通过所述接通期间比控制单元使接通期间比从1大幅偏离，使所述开关电路的开关频率变化的单元。
[0021] (6)在(1)～(5)的基础上，优选所述第一串联谐振电容器和所述第二串联谐振电容器的任一者或两者具备保持直流电压的功能。
[0022] (7)在(1)～(6)的基础上，优选由所述一次绕组或所述二次绕组的寄生电容构成所述并联谐振电容器。
[0023] (8)在(7)的基础上，优选在所述一次绕组和所述二次绕组之间具备互电容。
[0024] (9)在(1)～(8)的基础上，优选具备与所述一次绕组或所述二次绕组并联的并联谐振电容器。
[0025] (10)在(9)的基础上，优选由形成于所述一次绕组和所述二次绕组之间的寄生电容构成所述互电容。
[0026] (11)在(1)～(10)的基础上，优选由所述变压器的漏电感构成所述第一串联谐振电感器或所述第二串联谐振电感器。
[0027] (12)在(1)～(11)的基础上，优选由开关电路构成在所述二次侧整流电路中具备的将所述交流电压整流成直流电压的整流元件。
[0028] (13)在(12)的基础上，优选所述接通期间比控制单元通过在所述二次侧整流电路中所具备的所述开关电路中流过负电流，以较小的接通期间比的变化来大幅调整输出电力地动作。
[0029] (14)在(1)～(13)的基础上，优选所述开关电路由MOSFET构成。
[0030] (15)在(14)的基础上，优选在从所述二次侧整流电路的输出部传输电力时，所述二次侧整流电路作为所述一次侧交流电压产生电路发挥作用，并且所述一次侧交流电压产生电路作为所述二次侧整流电路发挥作用，能双向进行电力传输。
[0031] (16)在(1)～(15)的基础上，优选所述一次绕组是设于具有磁芯的变压器的一次侧的绕组，所述二次绕组是设于所述变压器的二次侧的绕组。
[0032] (17)在(1)～(16)的基础上，优选所述一次绕组是设于送电装置的送电线圈，所述二次绕组是设于面向所述送电装置而配置的受电装置的受电线圈。
[0033] 发明的效果
[0034] 根据本发明，不用大型化也不会使电力变换效率降低，能使开关频率固定化或设为非常小的变动幅度，与此相伴，电力(功率)调整的控制性提高，高频动作变得容易，从而能容易地应对EMC，能提供小型化的电力变换效率高的开关电源装置。附图说明
[0035] 图1是专利文献1的开关电源装置的基本的电路图。
[0036] 图2是第1实施方式的开关电源装置101的电路图。
[0037] 图3是图2所示的开关电源装置101的各部的电压电流波形图。
[0038] 图4是第2实施方式的开关电源装置102的电路图。
[0039] 图5A是开关电源装置102的各部的电压电流的波形图。
[0040] 图5B是图1所示的开关电源装置的各部的电压电流的波形图。
[0041] 图5C是与图3对应来描绘的开关电源装置102的各部的电压电流的波形图。
[0042] 图6是第3实施方式的开关电源装置103的电路图。
[0043] 图7是第4实施方式的开关电源装置104的电路图。
[0044] 图8是第5实施方式的开关电源装置105的电路图。
[0045] 图9是输入到图8所示的串联谐振电容器Cr的电压的波形。
[0046] 图10是关于开关电路S1的导通期间相对于开关周期的比率即接通时比率D、和开关电路S2的导通期间相对于开关电路S1的导通期间的导通期间的比率即接通期间比率Da，表示它们与输出电压Vo的关系的图。在此，实线是接通期间比率Da的特性曲线，虚线是接通时比率D的特性曲线。
[0047] 图11是表示第6实施方式的开关电源装置106的电路图。
[0048] 图12是表示第7实施方式的开关电源装置107的电路图。
[0049] 图13是表示第8实施方式的开关电源装置108的电路图。
[0050] 图14是表示第9实施方式的开关电源装置109的电路图。
[0051] 图15是是表示第10实施方式的开关电源装置110的电路图。
[0052] 图16是第11实施方式的作为功率送电系统使用的开关电源装置111的电路图。
[0053] 图17是第12实施方式的作为功率送电系统使用的开关电源装置112的电路图。
[0054] 图18是第13实施方式的作为功率送电系统使用的开关电源装置113的电路图。
[0055] 图19是第14实施方式的作为功率送电系统使用的开关电源装置114的电路图。
[0056] 图20是第15实施方式的作为功率送电系统使用的开关电源装置115的电路图。
[0057] 图21是第16实施方式的作为功率送电系统使用的开关电源装置116的电路图。
[0058] 图22是第17实施方式的作为功率送电系统使用的开关电源装置117的电路图。
[0059] 图23是第18实施方式的作为功率送电系统使用的开关电源装置118的电路图。
[0060] 图24是表示第19实施方式所涉及的开关电源装置的加法整流电路部分的构成的图。
具体实施方式
[0061] 《第1实施方式》
[0062] 图2是第1实施方式的开关电源电路101的电路图。
[0063] 开关电源装置101是在输入部输入输入电源Vi、从输出部向负载Ro提供稳定的直流电力(直流电)的电路。开关电源装置101具备下面的各部。
[0064] ·具备一次绕组np以及二次绕组ns的变压器T、或者基于变压器T或包含变压器T的电磁场耦合电路90
[0065] ·包含与一次绕组np连接的高侧开关元件Q1以及低侧开关元件Q2的开关电路[0066] ·与二次绕组ns连接的整流二极管D3、D4以及平滑电容器Co
[0067] ·基于与一次绕组np连接的串联谐振电感器Lr以及串联谐振电容器Cr的第一LC串联谐振电路
[0068] ·基于与二次绕组ns连接的串联谐振电感器Lrs以及串联谐振电容器Crs的第二LC串联谐振电路
[0069] ·包含变压器T或电磁场耦合电路90、并由第一LC串联谐振电路和第二LC串联谐振电路构成的多谐振电路40
[0070] ·与开关元件Q1、Q2连接的开关控制电路10
[0073] ·与第二LC串联谐振电路并联连接的并联谐振电容器Cs
[0074] ·成为并联谐振电容器Cp、Cs间的电场耦合的互电容Cm
[0075] 变压器T构成基于电磁感应的磁场耦合电路(电磁共振电路)90、或融合了磁场耦合与电场耦合的电磁场耦合电路(电磁场共振电路)90的主要部分。在此，说明变压器T构成电磁场耦合电路(电磁场共振电路)90的主要部分的情况。串联谐振电容器Cr、Crs都兼作发挥在保持直流电压的同时截除直流电流分量的功能的电容器。
[0076] 在一次侧，在由开关元件Q1构成的开关电路S1的导通期间，对电容器Cr进行充电，在由开关元件Q2构成的开关电路S2的导通期间，使电容器Cr放电。另一方面，在二次侧，在开关电路S1的导通期间，将积蓄于电容器Crs的静电能量与在二次绕组ns产生的电压相加后向输出放电，在开关电路S2的导通期间，将在二次绕组ns产生的电压作为静电能量来对电容器Crs进行充电而积蓄。即，输出电压通过将开关电路S1、S2的在各自的导通期间产生的二次绕组ns的电压相加而得到。即，后面，在1个开关周期中，若将由开关元件Q1构成的开关电路S1的导通期间称作转换器的开启(On)期间，将其它的期间称作关闭(Off)期间，则基于整流二极管D3、D4以及电容器Crs的电路构成加法整流电路80，在转换器的开启期间和关闭期间的各个的期间对产生在二次绕组ns的电压进行整流并在电容器中积蓄为静电能量，将它们相加后输出。
[0077] 在图2中由粗虚线包围的部分构成电磁场耦合电路90，由细虚线包围的部分构成多谐振电路40。包含该电磁场耦合电路90的多谐振电路40由一次侧和二次侧的2个LC谐振电路进行共振动作。
[0078] 具体的作用如下述那样。
[0079] (1)由Lr-Cr构成的第一谐振电路和由Lrs-Crs构成的第二谐振电路通过共振而分别谐振，在一次绕组np和二次绕组ns之间利用基于互电感的磁场和基于互电容的电场的2个耦合来进行电力传输。其中，在图2中，将变压器T的励磁电感作为互电感(Lm)利用，省略作为电路元件的图示。
[0080] 另外，电容器Cp、Cs促进电磁场耦合下的电力传输。即，电容器Cp、Cs还有互电容Cm构成π型的基于电场耦合的电力传输电路来传输电力。顺带一提，互电容Cm与谐振电容器Cr、Crs一起构成基于电场耦合的电力传输电路。
[0081] 在开关元件断开时的换流期间，在一次侧，电容器Cp、Cs将流过谐振电容器Cr的谐振电流分流为流向开关电路的并联电容器(与开关元件Q1、Q2并联连接的电容器)的电流和流向电容器Cp的电流。谐振电流越大，流过电容器Cp的电流就越大，在换流期间流向开关电路的并联电容的电流大致为恒定，通过适宜设定电容器Cp的电容，能相对于输出电力的变动来补正死区时间期间和换流期间的差分。在二次侧也相同，二次侧的谐振电流越大，流过电容器Cs的电流越大，通过适宜设定电容器Cs的电容，能相对于输出电力的变动来补正死区时间期间、和以二极管D3与二极管D4切换电流路径时的期间的差分。
[0082] (2)通过夹着死区时间交替接通断开开关元件Q1和Q2，将直流电压Vi整形成大致方形波状或梯形波状的电压波形。另一方面，通过使整流二极管D3和D4交替导通，将大致方形波状或梯形波状的电压波形整形成直流电压。
[0083] (3)一次侧和二次侧的2个谐振电路相对开关元件Q1和Q2的开关频率fs发生共振。由包含电磁场耦合电路90的一次侧和二次侧的2个谐振电路构成多谐振电路40。多谐振电路40具有多谐振电路40的合成阻抗成为最小的固有的谐振频率fr，通过使开关频率fs和谐振频率fr接近来谐振，分别流过2个谐振电路的电流变大，输出电力增加。即，通过使开关元件以高于固有的谐振频率fr的开关频率fs接通断开动作，使开关频率fs接近固有的谐振频率fr来谐振，流入多谐振电路的电流变大，输出电力增加，其中，固有的谐振频率fr是合成了包含电磁场耦合电路的一次侧谐振电路和二次侧谐振电路而得到的整体的多谐振电路40所具有的固有的频率。
[0084] 另一方面，在使开关频率fs恒定来动作的情况下，成为2个开关电路的导通期间的比率的接通期间比Da越接近Da＝1、即作为第一开关电路S1的导通期间相对于1个开关器件的比率的、转换器的接通时比率D越接近＝0.5，输出电力越是增加。
[0085] (4)一次侧、二次侧的电容器Cr和Crs起到在保持直流电压的同时截除电流的直流分量的动作、和谐振动作这2个作用。
[0086] 图2中的电磁场耦合电路90由变压器T的一次绕组np的励磁电感Lm、二次绕组ns的励磁电感Lms、串联谐振电感器Lr、Lrs以及电容器Cp、Cs等的变压器T的寄生分量构成。这种情况下，能将变压器称作谐振复合变压器，该谐振复合变压器将作为能电绝缘的变压器的功能、和谐振电感器、谐振电容器等的电参数一体化，能作为电磁场耦合装置来利用。
[0087] 图3是图2所示的开关电源装置101的各部的电压电流波形图。开关电源装置101的各定时下的动作如下所述。
[0088] 首先，用Lm来表示变压器T的一次绕组np的励磁电感，用im表示励磁电流。分别用Vgs1、Vgs2表示开关元件Q1、Q2的栅极-元件间电压，用Vds1、Vds2表示漏极-源极间电压，用id1表示Q1的漏极电流。Q1、Q2夹着两开关元件成为断开的短的死区时间而交替进行接通、断开动作，在死区时间期间分别使流过Q1、Q2的电流换流来进行零电压开关(ZVS)动作。在下面示出1个开关周期内的各状态下的动作。
[0089] [1]状态(state)1时刻t0～t1
[0090] 开关元件Q1的并联二级管导通。通过在该期间内接通开关元件Q1来进行ZVS动作。在一次侧，在绕组np流过电流，电容器Cr放电。在二次侧，二极管D3导通，通过施加在绕组np的电压在绕组ns感应出电压，对绕组ns感应出的电压加上电容器Crs的两端电压来向负载施加电压，电容器Crs放电来提供电流。断开开关元件Q1时成为状态2。
[0091] [2]状态2时刻t1～t2
[0092] 通过流过电感器Lr的电流ir对开关元件Q1的并联电容器(寄生电容)进行充电，开关元件Q2的并联电容器(寄生电容)放电。在电压Vds1成为电压Vi、电压Vds2成为0V时，成为状态3。
[0093] [3]状态3时刻t2～t3
[0094] 开关元件Q2的并联二级管导通。通过在该期间内接通开关元件Q2来进行ZVS动作。在流过二极管D3的电流成为0A时成为状态4。
[0095] [4]状态4时刻t3～t4
[0096] 开关元件Q2导通，在绕组np流过电流，电容器Cr放电。二极管D4导通，通过施加在绕组np的电压来在绕组ns感应出电压，对电容器Crs进行充电。对负载施加电容器Co的电压来提供电流。如此，流过电感器Lr的电流ir成为正弦波状的谐振电流波形。在流过二极管D4的电流成为0时成为状态5。
[0097] [5]状态5时刻t4～t5
[0098] 在一次侧，变压器的励磁电流im流过，并与电流ir相等。在二次侧，对负载施加电容器Co的电压来提供电流。在断开Q2时成为状态6。
[0099] [6]状态6时刻t5～t0
[0100] 通过流过电感器Lr的电流ir，开关元件Q1的并联电容器(寄生电容)放电，对开关元件Q2的并联电容器(寄生电容)进行充电。在电压Vds1成为0V、电压Vds2成为电压Vi时成为状态1。
[0101] 后面，周期性地反复状态1～6。
[0102] 开关控制电路10进行下面的控制。
[0103] (1)对于包含电磁场耦合电路的、将一次侧谐振电路和二次侧谐振电路合起来的整体的多谐振电路，使开关频率高于输入阻抗为最小的固有谐振频率fr。由此，在该开关频率下，多谐振电路成为感性。由此，由于能使流过电感器Lr的电流相位成为相对于一次侧交流电压产生电路产生的方形波(梯形波)状的交流电压的电压相位滞后的状态，因此，能在开关元件Q1的电压Vds1为0的状态下接通开关元件Q1。同样地，能在开关元件Q2的电压Vds2为0的状态下接通开关元件Q2。即，能进行ZVS(零电压开关)动作，从而能大幅降低开关损耗，能进行高效率动作。另外，由于在全部负载范围内以高于谐振频率fr的开关频率进行动作，因此能跨全部负载范围实现零电压开关(ZVS)动作。
[0104] (2)将一次侧交流电压产生电路的开关频率设为恒定，通过控制包含开关元件Q1的开关电路S1、和包含开关元件Q2的开关电路S2的导通期间的比率、即接通期间比，来调整从二次侧整流电路输出的输出电力。
[0105] (3)在控制从二次侧整流电路输出的输出电力时，伴随着接通期间比控制单元让接通期间比远离1，流过多谐振电路的电流波形从正弦波失真。为此，为了将从正弦波的波形的失真抑制在规定的值，通过将开关元件Q1、Q2的接通期间比设定为比较接近1的值，并使一次侧交流电压产生电路的开关频率变化，也能调整从二次侧整流电路得到的输出电力。
[0106] (4)为此，组合前述(2)的接通期间比控制和(3)的基于开关频率的控制，例如，相应于输入电压的变动来使开关频率变化。通过构成为抑制流过多谐振电路的电流波形从正弦波大幅失真，相对于负载的变动来控制接通期间比，谐振电流波形从正弦波的失真较小，开关频率的变化幅度也较小，能在得到最佳的转换器特性的同时调整从二次侧整流电路得到的输出电力。
[0107] 根据第1实施方式，能起到如下的效果。
[0108] (a)通过构成为对在转换器的开启期间和关闭期间的各个期间产生的二次绕组电压进行整流，并相加后作为直流电压输出，能以恒定开关频率下的接通期间比控制(PWM控制)来实现输出电压的稳定化。由此，固定频率下的高频动作或开关频率的变动幅度非常小的状态下的高频动作变得容易，能谋求开关电源装置的小型轻量化。
[0109] (b)另外，通过不仅用接通期间比控制(PWM控制)，还混合使开关频率变化的控制(PFM控制)来控制输出电力，流过多谐振电路的电流波形不会从正弦波大幅失真，开关频率的变化幅度也较小，能在得到最合适的转换器特性的同时扩大输出电力能控制的范围。
[0110] (c)进而，例如，进行相应于输入电压的变动来控制开关频率的PFM(Pulse Frequency Modulation，脉冲频率调制)控制，相对于负载的变动适当地组合控制接通期间比来进行ORM(On-periods Ratio Modulation，接通期间比调制)控制等的接通期间比控制(ORM控制)、和频率控制(PFM控制)，从而使流过多谐振电路的谐振电流波形不会大幅从正弦波失真，能通过进行开关频率的变化幅度也较小的动作来实现转换器的高效率动作。
[0111] (d)通过构成为将在一次侧的开关元件的接通期间和断开期间的各个期间产生的二次线圈电压相加后作为直流电压输出，与对施加在整流器的电压进行中心抽头整流的情况比较，能使其降到一半，能降低损耗。
[0112] (e)通过使开关频率高于多谐振电路的阻抗成为最小的固有的谐振频率来进行动作，能进行ZVS(零电压开关)动作，能大幅降低开关损耗，能进行高效率动作。
[0113] (f)通过在二次侧构成包含第二串联谐振电感器以及第二串联谐振电容器的第二LC串联谐振电路，使用一次侧和二次侧的谐振来构成融合了磁场耦合和电场耦合的电磁场耦合电路(电磁场共振电路)，由此，比起仅用磁场耦合来传输电力的情况，电力传输效率提高，能进行高效率动作。
[0114] (g)通过使用变压器的漏电感、励磁电感、寄生电容、互电容等来构成电磁场耦合电路，能以少的部件数量构成转换器，能谋求小型轻量化。
[0115] (h)由于通过一次侧、二次侧的电容器Cr和Crs起到保持直流电压的动作和谐振动作这2个作用，将直流电压变换成交流电压，同时另一方面作为构成多谐振电路的谐振电容器进行谐振动作，因此能减少部件数量。另外，能进行恒定的开关频率下的接通期间比控制(PWM控制)。
[0116] (i)由电容器Cp、Cs与互电容Cm一起构成π型的基于电场耦合的电力传输电路来促进电磁场耦合下的电力传输。另外，通过适当设定该电容器Cp、Cs，能相对于输出电力的变动补正死区时间期间和换流期间的差分。
[0117] (j)通过具备并联谐振电容器Cp、Cs，能促进电磁场耦合下的电力传输，能谋求高效率。另外，对换流期间相对于输出电力的变动而变化这一情况进行补偿，从而按照在死区时间期间适当地进行换流的方式进行动作，由此能降低损耗。
[0118] 《第2实施方式》
[0119] 图4是第2实施方式的开关电源电路102的电路图。该示例与第1实施方式的开关电源装置101不同，取代二次侧的整流二极管D3、D4而具备基于FET的开关元件Q3、Q4。即，由开关元件Q3、Q4来构成二次侧整流电路。开关元件Q3、Q4分别并联地具备二极管(寄生二极管)、电容器(寄生电容)，构成开关电路S3、S4。另外，在电源输入部设置电容器Ci。开关控制电路20进行二次侧的开关元件Q3、Q4的控制。
[0120] 另外，省略变压器T的一次绕组np、二次绕组ns的励磁电感Lm、Lms、开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的寄生电容以及寄生二极管的图示。
[0121] 二次侧开关控制电路20与一次侧的开关元件Q1同步地使开关元件Q3接通/断开，与一次侧的开关元件Q2同步地使开关元件Q4接通/断开。即，进行同步整流。开关电源装置102整体的动作与第1实施方式所示的开关电源装置101相同。
[0122] 图5A是所述开关电源装置102的各部的电压电流的波形图。在此，vds1是开关元件Q1的漏极-源极间电压，ir是流过电容器Cr的电流，Vds3是开关元件Q3的漏极-源极间电压，id3是流过开关元件Q3的电流，id4是流过开关元件Q4的电流。另外，图5B是图1所示的开关电源装置的各部的电压电流的波形图。在此，vds1是开关元件Q1的漏极-源极间电压，ir是流过电容器Cr的电流，Vd3是二极管D3的两端间电压，id3是流过二极管D3的电流，id4是流过二极管D4的电流。
[0123] 如在图5A、图5B中差异所表现的那样，在现有的中心抽头整流方式中，电流仅流过2个整流二极管中的一方的二极管，成为不均匀的动作，流过整流二极管的电流的峰值以及有效电流值变大，导通损耗增加。另外，在第2实施方式的开关电源装置中，在二次侧的电感元件Q3、Q4施加的电压成为与输出电压大致相同，可知在现有的中心抽头整流方式中，施加输出电压的2倍的电压。根据第2实施方式，能通过降低电压负担而使用耐电压小的整流元件。一般，由于耐电压小的二极管元件正向的电压降小，另外耐电压小的FET接通电阻小，因此能降低流过的电流引起的导通损耗，能进行高效率动作。
[0124] 图5C是对应于图3而描绘的所述开关电源装置102的各部的电压电流的波形图。比较图5C和图3可知，在图5C中，在流过二次侧的开关元件Q3、Q4的电流波形id3、id4中流过负电流。如此，流过开关元件Q3、Q4的负电流成为从负载侧再生的电流，提供给输出的电流成为对从电流波形id3、id4的正电流中减去负电流而得到的电流进行平均后的值。由此，仅使接通期间比从1稍微变化，就能大幅减少输出电流，能以较小的接通期间的变化来大幅调整提供电力，提高了输出电力的控制性。
[0125] 如此，在图4所示的第2实施方式中，与第1实施方式的开关电源装置101不同，取代二次侧整流二极管D3、D4而具备基于FET的开关元件Q3、Q4，通过在开关元件Q3、Q4流过负电流，能以较小的接通期间的变化来大幅调整输出电力，能提高输出电力的控制性。
[0126] 第2实施方式的开关电源装置102如图4所示，其布局在输入输出间具有对称性。为此，在从二次侧整流电路的输出部送出电力时，二次侧整流电路作为一次侧交流电压产生电路发挥作用，基于开关元件Q1、Q2的一次侧交流电压产生电路作为二次侧整流电路发挥作用。因此，能从变压器T1的一次侧向二次侧，或从二次侧向一次侧双向地进行电力传输。
[0127] 例如，在负载Ro是充电电池、蓄电电容器，或是包含其充放电控制电路的电路的情况下，通过从变压器T的一次侧向二次侧传输电力来对所述充电电池进行充电。并且，在图4中，若在连接输入电源Vi的部分连接负载电路，则能以所述充电电池、蓄电电容器为输入电源，使电力传输方向相反，从变压器T的二次侧向一次侧传输电力。
[0128] 根据第2实施方式，除了在第1实施方式所述的效果以外，还能起到下面的效果。
[0129] (a)通过用基于FET的开关元件Q3、Q4来进行同步整流动作，正向电压降变小，能降低在整流电路中的导通损耗。
[0130] (b)通过用基于FET的开关元件Q3、Q4进行同步整流动作，在开关元件Q3、Q4流过负电流，能以较小的接通期间比的变化来大幅调整输出电力，能提高输出电力的控制性。
[0131] (c)能交换一次侧和二次侧从而进行作为反向传输电力的双向转换器的动作。
[0132] 《第3实施方式》
[0133] 图6是第3实施方式的开关电源装置103的电路图。在该示例中，具备对输入电源Vi的电压进行分压的电容器Ci1、Ci2、以及对输出电压Vo进行分压的电容器Cis1、Cis2。在此，图示了作为变压器T的一次绕组np、二次绕组ns的励磁电感或外带的电感的电感器Lm、Lms。其它构成都与第2实施方式的图4所示的构成相同。
[0134] 在第3实施方式中，由电容器Ci1、Ci2对输入电压Vi进行分压，由电容器Cis1、Cis2对输出电压Vo进行分压。另外，由于电容器Ci1、Cis1对直流输入电压进行分压而起到了保持直流电压的功能，因此，串联谐振电容器Cr、Crs仅作为谐振用电容器发挥作用，不发挥保持直流电压的功能，即不发挥使直流电压分量偏置来进行谐振动作的功能。整体的转换器动作如第1实施方式所示那样。
[0135] 根据第3实施方式，除了第一、第二是否是所示效果以外，还能起到下面的效果。
[0136] (a)将输入电源Vi分压为Ci1、Ci2的各自的电压，在开关元件Q1、Q2的接通/断开的2个循环中从输入电源Vi向电容器Ci1、Ci2流过电流，从输入电源Vi流出的输入电流的有效值变小，在电流路径上的导通损耗降低。
[0137] (b)与上述(a)同样，输出电压Vo分压为电容器Cis1、Cis2的各自的电压，在开关元件Q1、Q2的接通/断开的2个循环中从电容器Cis1、Cis2流向输出电压Vo的电流的有效值变小，导通损耗降低。
[0138] 《第4实施方式》
[0139] 图7是第4实施方式的开关电源装置104的电路图。在该示例中，具备对输入电源Vi的电压进行分压的电容器Cr1、Cr2以及对输出电压Vo进行分压的电容器Crs1、Crs2。即，将第2实施方式所示的开关电源装置中的串联谐振电容器Cr分割为Cr1、Cr2，将串联谐振电容器Crs分割为Crs1、Crs2、在此，图示了形成于变压器T的一次绕组np和二次绕组ns之间的等效的互电感Lm，由一次绕组np和二次绕组ns构成的变压器T图示为理想变压器。在由理想的变压器构成变压器T的情况下，能由单体的电路元件构成电感器Lr、电感器Lrs以及电容器Cp、Cs。另外，也能使用变压器T的寄生要素，以单体的谐振复合变压器来构成电磁耦合电路90自身，还能构成为合成了电场和磁场的耦合的电磁场耦合电路90。
此外与第2实施方式的图4所示的构成相同。
此外与第2实施方式的图4所示的构成相同。
[0140] 在第4实施方式中，由于将流过串联谐振电容器的电流分割到2个电容器，因此能分散电容器造成的损耗，能降低整体的损耗，分散了发热。
[0141] 另外，电容器Cr1、Cr2以及电容器Crs1、Crs2起到保持直流电压的作用和作为串联谐振电容器的作用的两者。
[0142] 《第5实施方式》
[0143] 图8是第5实施方式的开关电源装置105的电路图。在该示例中，在一次侧设置电容器Cc来构成电压钳位电路。其它与第2实施方式的图4所示的构成相同。
[0144] 在图8所示的开关电源装置中，在断开开关元件Q1后，一次绕组np的电压介由开关元件Q2的寄生二极管对电容器Cc以图8所示方向的电压进行充电，在开关元件Q2接通时，将对电容器Cc充电的电压(+Vc)向多谐振电路施加。即，将输入电压Vi变换为方形波电压，该方形波电压为+Vi和-Vc的电压振幅。
[0145] 图9是图8所示的对由串联谐振电容器Cr、电磁场耦合电路90和串联谐振电容器Crs构成的多谐振电路赋予的电压的波形。在此，实线是第5实施方式的情况的波形，虚线是第1～第4实施方式的情况下的波形。如此，在第1～第4实施方式中，向谐振电路的输入电源电压在+Vi和0V间变化，电压振幅为Vi，相较于此，在第5实施方式中，输入电源电压在从+Vi向-Vc大幅变化，电压振幅以(Vi+Vc)动作。另外，构成电压钳位电路的电容器Cc的两端电压Vc，通过开关元件Q1的导通期间相对于开关周期的比率即接通时比率D而变化，能跨宽范围来控制输出电压Vo。这表示，在输出电压恒定的情况下，更适合面向输入电源电压跨宽范围变化的情况的应用。如此，通过构成电压钳位电路，改善了针对输入电压的变化的控制特性。即，即使输入电压大幅变动，也能谋求输出电压的稳定化。
[0146] 图10是关于开关电路S1的导通期间相对于开关周期的比率即接通时比率D、和开关电路S2的导通期间相对于开关电路S1的导通期间的比率即接通期间比率Da，表示它们与输出电压Vo的关系的图。在此，实线是接通期间比率Da的特性曲线，虚线是接通时比率D的特性曲线。如此，在接通期间比率Da下，在Da＝1时输出电压成为最大，在接通时比率D下，在D＝0.5时输出电压成为最大。
[0147] 《第6实施方式》
[0148] 图11是第6实施方式的开关电源装置106的电路图。在该示例中，在一次侧设置电容器Cc来构成电压钳位电路。另外，具备对输入电源Vi的电压进行分压的电容器Ci1、Ci2以及对输出电压Vo进行分压的电容器Cis1、Cis2。另外，将一次绕组np的励磁电感标记为电路参数。在此，图示了形成于变压器T的一次绕组np、二次绕组ns之间的等效的互电感Lm，由一次绕组np和二次绕组ns构成的变压器T，图示为理想变压器。在以理想的变压器构成变压器T的情况下，能用单体的电路元件构成电感器Lr、电感器Lrs以及电容器Cp、Cs。另外，还能使用变压器T的寄生要素，用单体的谐振复合变压器来构成电磁耦合电路90自身。其它与第2实施方式的图4所示的构成相同。
[0149] 根据该第6实施方式，由于输入电源电压以从+Vi到-Vc的较大的电压振幅动作，因此，改善了对于输入电压的变动的控制特性。另外，由于以电容器Ci1和Ci2对输入电源Vi进行分压，因此在开关元件Q1、Q2的接通/断开的2个循环从输入电源Vi向电容器Ci1、Ci2流过电流，输入电流的有效值变小，在电流路径的导通损耗降低。进而，由于输出电压Vo而使得即使在流向电容器Ci1、Ci2的电流中电流有效值也变小，导通损耗降低。
[0150] 《第7实施方式》
[0151] 图12是第7实施方式的开关电源装置107的电路图。在该示例中，在一次侧设置电容器Cc而在一次侧构成电压钳位电路，在二次侧设置电容器Ccs而在二次侧也构成电压钳位电路。其它与第5实施方式的图7所示的构成相同。
[0152] 在图12所示的开关电源装置中，输入电压Vi被变换为成为大致方形波状或梯形波状的电压，该方形波电压为+Vi和-Vc间的电压振幅。另外，由于以电压(Vcs)对二次侧的电容器Ccs进行充电，因此对基于开关元件Q3、Q4的同步整流电路施加的交流方形波电压为+Vo和-Vcs的电压振幅。如此，由于电压振幅变大，因此还改善了对于输出电压的变动的控制特性。即，跨宽范围的输出电压的调整变得容易。
[0153] 《第8实施方式》
[0154] 图13是第8实施方式的开关电源装置108的电路图。在该示例中，设置基于4个开关元件Q1、Q2、Q5、Q6的全桥电路构成的一次侧交流电压产生电路。另外，设置基于4个开关元件Q3、Q4、Q7、Q8的桥整流构成的二次侧整流电路。
[0155] 根据该第8实施方式，与第1～第7实施方式相比，由于施加在一次侧的开关元件Q1、Q2、Q5、Q6以及施加在二次侧的开关元件Q3、Q4、Q7、Q8的电压分别为一半，因此，能降低在开关元件的损耗。
[0156] 《第9实施方式》
[0157] 图14是第9实施方式的开关电源装置109的电路图。在该示例中，将一次侧的谐振电容器分割配置为2个电容器Cr1、Cr2，将二次侧的谐振电容器分割配置为2个电容器Crs1、Crs2。另外，设置基于4个开关元件Q1、Q2、Q5、Q6的全桥电路构成的一次侧交流电压产生电路。另外，设置基于4个开关元件Q3、Q4、Q7、Q8的桥整流构成的二次侧整流电路。
[0158] 根据该第9实施方式，由于施加在第1～第3实施方式所示的谐振电容器Cr、Crs的各自的电压被分割到2个电容器来施加，因此能分散在电容器的损耗。另外，由于施加在一次侧的开关元件Q1、Q2、Q5、Q以及施加在二次侧的开关元件Q3、Q4、Q7、Q8的电压分别为一半，因此，能降低在开关元件的损耗。
[0159] 另外，电容器Cr1、Cr2以及电容器Crs1、Crs2起到保持直流电压的作用和作为串联谐振电容器的作用的两者。
[0160] 《第10实施方式》
[0161] 在到此为止所示的实施方式中，举出具备作为部件的变压器，作为DC-DC转换器使用的开关电源装置为例，但在下面的各实施方式中，示出在对置的装置间进行电学上非接触的电力传输的装置的示例。
[0162] 图15是第10实施方式的开关电源装置110的电路图。在图15中，Lp是送电装置侧的送电线圈，Ls是受电装置侧的受电线圈。
[0163] 在该示例中，以送电线圈Lp的等效的漏电感器来构成第1～第9实施方式的电感器Lr，以送电线圈Lp的等效的绕组间的并联电容器构成第1～第9实施方式所示的电容器Cp。另外，以受电线圈Ls的等效的漏电感器构成第1～第9实施方式所示的电感器Lrs，以受电线圈Ls的等效的绕组间的并联电容器构成第1～第9实施方式所示的电容器Cs。另外，将在送电线圈Lp参与磁场耦合的等效的电感构成为互电感Lm，将在送电线圈Lp和受电线圈Ls之间参与电场耦合的等效的电容构成为互电容Cm。
[0164] 图15所示的参数Ml是表示磁场耦合的互耦系数的参数，Mc是表示电场耦合的互耦系数的参数。通过合成基于互电感的磁场耦合(互耦系数Ml)和基于互电容的电场耦合(互耦系数Mc)来构成作为电磁场耦合的互耦系数M。
[0165] 作为该电力传输系统而使用的开关电源装置110如图15所示那样，其布局在输入输出间具有对称性。为此，在从二次侧整流电路的输出部传输电力时，二次侧整流电路作为一次侧交流电压产生电路发挥作用，基于开关元件Q1、Q2的一次侧交流电压产生电路作为二次侧整理电路发挥作用。因此，还能交换送电和受电的关系来进行电力传输。
[0166] 例如，在负载Ro是充电电池、蓄电电容器，或是包含其充放电控制电路的电路的情况下，通过从送电线圈Lp向受电线圈Ls传输电力来对所述充电电池进行充电。并且，在图15中，若在连接输入电源Vi的部分连接负载电路，则将所述充电电池、蓄电电容器作为输入电源，从受电线圈Ls向送电线圈Lp传输电力。
[0167] 另一方面，在图15中说明了构成送电线圈Lp和受电线圈Ls之间合成了电场耦合和磁场耦合这2个耦合的电磁场耦合电路的实施例，但在构成送电线圈Lp和受电线圈Ls之间仅以基于电磁感应的磁场耦合来耦合的电磁耦合电路的情况也相同。其中，在这种情况下，在送电线圈Lp和受电线圈Ls之间没有参与电场耦合的互电容Cm，也不存在电场耦合的互耦系数Mc，仅存在基于磁场耦合的互电感的互耦系数M1。
[0168] 根据第10实施方式能起到下面那样的效果。
[0169] (a)能作为非常简单的电力传输系统利用。
[0170] (b)能通过将送电线圈和受电线圈分开来设置，来作为无线电力传输系统利用。
[0171] (c)能通过替换接发送侧和接收侧来作为双向的电力传输电路系统利用。
[0172] 《第11实施方式》
[0173] 图16是作为第11实施方式的电力送电系统而使用的开关电源装置111的电路图。
[0174] 图10的实施方式与图15所示的电路不同，在送电装置侧设置并联电容器Cp，在受电装置侧设置电容器Cs。如此，通过设置作为部件的电容器Cp、Cs，能分别任意地设定送电装置侧的谐振频率和受电装置侧的谐振频率。因此，最优化变得容易。
[0175] 《第12实施方式》
[0176] 图17是第12实施方式的作为电力送电系统使用的开关电源装置112的电路图。
[0177] 第10实施方式与图15所示的电路不同，是将谐振电容器Cr、Crs分别分割为Cr1和Cr2、Crs1和Crs2来构成的示例。通过该构成，由于分别流过电容器Cr、Crs的电流分别被分割到2个电容器，因此能分散在电容器的损耗，还分散了发热。
[0178] 另外，电容器Cr1、Cr2以及电容器Crs1、Crs2发挥保持直流电压的作用和作为串联谐振电容器的作用的两者。
[0179] 《第13实施方式》
[0180] 图18是第13实施方式的作为电力送电系统使用的开关电源装置113的电路图。在该示例中，以基于4个开关元件Q1、Q2、Q5、Q6的全桥电路来构成送电装置侧的交流电压产生电路。另外，以基于4个开关元件Q3、Q4、Q7、Q8的桥整流电路来构成受电装置侧的整流电路。图18所示的参数M表示为合成基于互电感的磁场耦合和基于互电容的电场耦合而得到电磁场耦合的互耦系数。
[0181] 根据该第13实施方式，与第10～第12实施方式相比，由于施加在送电装置侧的开关元件Q1、Q2、Q5、Q6以及施加在受电装置侧的开关元件Q3、Q4、Q7、Q8的电压分别为一半，因此能降低在开关元件的损耗。
[0182] 《第14实施方式》
[0183] 图19是第14实施方式的作为电力送电系统使用的开关电源装置114的电路图。在该示例中，在送电装置侧设置电容器Cc来构成电压钳位电路。其它与第10实施方式的图15所示的构成相同。
[0184] 根据该第14实施方式，若使对电容器Cc充电的负电压为-Vc，则由于在送电装置侧产生的方形波电压为+Vi和-Vc的电压振幅，因此改善了相对于送电直流电压的变动的控制特性。
[0185] 《第15实施方式》
[0186] 图20是第15实施方式的作为电力送电系统使用的开关电源装置115的电路图。在该示例中，在受电装置侧设置电容器Ccs从而也在二次侧构成电压钳位电路。其它与第
14实施方式的图19所示的构成相同。
14实施方式的图19所示的构成相同。
[0187] 在该示例中，在送电装置侧将输入电压Vi变换为方形波电压，该方形波电压为+Vi和-Vc的电压振幅。另外，由于以负电压(Vcs)对受电装置侧的电容器Ccs充电，因此施加在基于开关元件Q3、Q4的同步整流电路的交流方形波电压为+Vo和-Vcs的电压振幅。由于如此地电压振幅变大，因此还改善了相对于输出电压的变动的控制特性。即，跨宽范围调整输出电压变得容易。
[0188] 《第16实施方式》
[0189] 图21是第16实施方式的作为电力送电系统使用的开关电源装置116的电路图。在该示例中，以整流二极管D3、D4构成受电装置侧的整流电路。根据该构成，受电装置能以简易的构成作为单向的电力传输系统使用。
[0190] 《第17实施方式》
[0191] 图22是第17实施方式的作为电力送电系统使用的开关电源装置117的电路图。在该示例中，以基于4个开关元件Q1、Q2、Q5、Q6的全桥电路构成送电装置侧的交流电压产生电路。另外，以基于整流二极管D3、D4、D7、D8的二极管桥构成受电装置侧的整流电路。
[0192] 根据第17实施方式，能作为单向的电力传输系统使用。另外，整流二极管的耐电压只要一半即可。
[0193] 《第18实施方式》
[0194] 图23是第18实施方式的作为电力送电系统是使用的开关电源装置118的电路图。在该示例中，分别将成为线圈的电感器Lp、Ls间的磁场耦合的互电感表示为Ml，将成为电容器Cp、Cs间的电场耦合的互电容表示为Mc，将成为电容器Cr、Crs间的电场耦合的互电容表示为Mcr。在此，图示了包含电容器Cr、Crs来构成电磁场耦合电路90的实施例。
[0195] 根据第18实施方式的构成，通过适当地设定互电感容Ml、互电容Mc、互电容Mcr来构成电磁场共振电路，能进行基于电磁场耦合的高效率的电力传输。
[0196] 《第19实施方式》
[0197] 在第19实施方式中示出加法整流电路的其它的示例。图24(A)、图24(B)是表示第19实施方式所涉及的开关电源装置的加法整流电路部分的构成的图。在变压器T的二次侧设置与二次绕组ns连接的串联谐振电感器Lrs和并联谐振电容器Cs。然后，构成基于电容器Cr1、Cr2、Cr3、Cr4、Cr5、…Crn、二极管Dr1、Dr2、Dr3、Dr4、…Drn的加法整流电路。在该示例中，重叠了ST1～STn所示的n级的加法整流电路。其它构成与到此为止的各实施方式相同。
[0198] 在设于变压器T的一次侧的开关元件(Q1、Q2)各自的导通期间产生的二次绕组ns的电压通过二极管Dr～Drn被整流，并在电容器Cr1～Crn依次相加。因此，在二次绕组ns产生的电压最终作为n倍的电压对平滑电容器Co进行充电。若n(n≥2)为偶数，则在平滑电容器Co能得到偶数倍的电压作为输出电压Vo的情况下，如图24(A)所示那样构成即可。在平滑电容器Co得到奇数倍的(n+1)的倍数的电压作为输出电压Vo的情况下，如图24(B)所示那样构成即可。
[0199] 符号的说明
[0200] Co 平滑电容器
[0201] Cp、Cs 并联谐振电容器
[0202] Cr、Crs 串联谐振电容器
[0203] Cr1、Cr2 谐振电容器
[0204] Crs 串联谐振电容器
[0205] Crs1、Crs2 电容器
[0206] Cr1～Crn 电容器
[0207] D3、D4、D7、D8 整流二极管
[0208] Dr1～Drn 整流二极管
[0209] Lp 送电线圈
[0210] Lm 励磁电感
[0211] Ls 受电线圈
[0212] Lr、Lrs 串联谐振电感器
[0213] Mc 电场耦合的互耦系数
[0214] Mcr 电场耦合的互耦系数
[0215] Ml 磁场耦合的互耦系数
[0216] np 一次绕组
[0217] ns 二次绕组
[0218] Q1、Q2、Q3、Q4 开关元件
[0219] Q5、Q6、Q7、Q8 开关元件
[0220] S1、S2、S3、S4 分别具备开关元件Q1、Q2、Q3、Q4的开关电路[0221] S5、S6、S7、S8 分别具备开关元件Q5、Q6、Q7、Q8的开关电路[0222] 10、20 开关控制电路
[0223] 30 绝缘电路
[0224] 40 多谐振电路
[0225] 80 加法整流电路
[0226] 90 电磁场耦合电路或电磁耦合电路
[0227] 101～118 开关电源装置
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