一种低纹波的高压电源及其设计方法
阅读：334发布：2020-05-08
专利汇可以提供一种低纹波的高压电源及其设计方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了低纹波高压电源技术领域的一种低纹波的高压电源及其设计方法，包括主要由主 电路 、驱动电路、控制电路及 采样 电路依次连接构成的回路，主电路包括单相 整流桥 电路，单相整流桥电路的输入、输出端分别连接市电电源及半桥逆变电路，半桥逆变电路的输出端连接吸收电路，吸收电路的一端与升压 变压器 的原边连接，另一端与谐振电感连接，谐振电感与 升压变压器 原边 串联 ；升压变压器的副边与倍压整流电路输入端连接，倍压整流电路输出端与采样电路连接。本发明中高压电源 开关 器件少，控制和驱动电路设计比较简单；本发明还为技术指标中的纹波设计提供了理论依据，方便主电路元器件选型，在一定程度上加快了设计和调试 进程 ，降低了设计难度。，下面是一种低纹波的高压电源及其设计方法专利的具体信息内容。
1.一种低纹波的高压电源，包括主要由主电路、驱动电路、控制电路及采样电路依次连接构成的回路，其特征在于，所述主电路包括单相整流桥电路，所述单相整流桥电路的输入、输出端分别连接市电电源及半桥逆变电路，所述半桥逆变电路的输出端连接吸收电路，所述吸收电路的一端与升压变压器的原边连接，另一端与谐振电感连接，所述谐振电感与所述升压变压器原边串联；所述升压变压器的副边与倍压整流电路输入端连接，所述倍压整流电路输出端与采样电路连接。
2.根据权利要求1所述的一种低纹波的高压电源，其特征在于，所述控制电路为基于SG3525的PWM控制电路。
3.根据权利要求1所述的一种低纹波的高压电源，其特征在于，所述谐振电感与倍压整流电路中的等效电容构成谐振回路。
4.根据权利要求1所述的一种低纹波的高压电源，其特征在于，所述变压器的线圈分段，并通过蜂房绕法缠绕磁芯。
5.一种低纹波高压电源的设计方法，其特征在于，包括步骤：
S1：建立C-W半波倍压整流电路，在理想状态下计算得出位于输出侧最后一级的倍压电容Cs2n两端的纹波电压， 其中，q为最后一级倍压传输的电荷，fs为开关频率，D为占空比，Cs为倍压电容Cs1～Cs2n的电容容值，Io为输出电流；
S2：在t0～t2时段C-W半波倍压整流电路中最后一级倍压开始传输电荷时，推导得出总的波纹电压为 并等效C-W半波倍压整流电路为二端口网
络电路，t0～t2时段Cs2i(i＝1～n)等效为Ce，则Ce两端的纹波电压等于倍压整流电路的总纹波电压∑ΔU，
S3：基于谐振电路的谐振状态，建立t0～t1时段与t1～t2时段的时域方程，得出t0时刻等效电容两端电压表达式 其中，α表示纹波率设计目标值，U0为输
出电 压 值 ，∑ Δ Uf a 为 C -W 半 波 倍 压 整流 各 级电 容 上的 总 电 压降 ，占空比D＝(t01+t12)fs；
S4：基于已知的输入电压、输出电压，得出倍压整流电路级数与变压器变比的约束关系为 综合步骤S1～S4的计算结果得到输出电压纹波理论计算公式为：
其中，Uce1(t1)为t1时刻等效谐振电容两端电压；Uin为单相整流桥输出电压即半桥逆变电路的输入电压, ipmax为t1时刻变压器原边电流值；L1为谐振电感值；根据输出电压纹波理论计算公式，选择合适的k、ipmax和L1值以达到设计要求。
一种低纹波的高压电源及其设计方法
技术领域
[0001] 本发明涉及低纹波高压电源领域，具体是一种低纹波的高压电源及其设计方法。
背景技术
[0002] 高压电源是X射线成像系统中的关键设备，输出电压的纹波和精确度决定了成像的清晰度，而且对于精密设备，纹波更是致命的危害。自从高频逆变技术用于X射线成像系统，设计输出电压纹波小、且精度高的高压电源就一直是主流的研究方向。随着生活水平的提高，医疗行业和半导体行业对高压X射线成像系统的需求也越来越大，开发广泛应用于医疗、半导体无损检测的低纹波高压电源符合市场的迫切需求。
[0004] 其中，buck+全桥主电路拓扑的主要工作原理为：buck电路闭环调节的电压经全桥逆变电路后接入升压变压器原边，然后变压器副边经过倍压整流电路后输出高压。LCC谐振变换器的工作原理为：利用升压变压器分布电容作为谐振槽并联电容，然后通过谐振元件之间的能量传递把能量从升压变压器原边传递到副边，再由倍压整流电压输出高压。
[0005] 如图1所示，buck+全桥主电路拓扑结构的高压电源为前级buck和后级全桥逆变电路的两级串联，存在动态响应速度慢，开关管较多且驱动和控制电路复杂的缺点。LCC谐振变换器是现在普遍研究的高压电源主电路拓扑，但这种变换器有三个谐振元件参与能量传递，谐振元件参数计算和选型比较复杂，由于谐振元件多因此控制电路的设计也比较困难。目前，以上提到的两种不同拓扑的高压电源都没有关于高压输出低纹波设计方法的文献或报告。
发明内容
[0006] 本发明的目的在于提供一种低纹波的高压电源及其设计方法，以解决上述背景技术中提出的问题。
[0007] 为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
[0008] 一种低纹波的高压电源及其设计方法，包括主要由主电路、驱动电路、控制电路及采样电路依次连接构成的回路，所述主电路包括单相整流桥电路，所述单相整流桥电路的输入、输出端分别连接市电电源及半桥逆变电路，所述半桥逆变电路的输出端连接吸收电路，所述吸收电路的一端与升压变压器的原边连接，另一端与谐振电感连接，所述谐振电感与所述升压变压器原边串联；所述升压变压器的副边与倍压整流电路输入端连接，所述倍压整流电路输出端与采样电路连接。
[0009] 作为本发明的改进方案，为了进一步地便于控制开关的通断，所述控制电路为基于SG3525的PWM控制电路。
[0010] 作为本发明的改进方案，为了进一步地简化谐振电路，所述谐振电感与倍压整流电路中的等效电容构成谐振回路。
[0011] 作为本发明的改进方案，为了进一步地减少分布电容的不利影响，所述变压器的线圈分段，并通过蜂房绕法缠绕磁芯。
[0012] 一种低纹波高压电源的设计方法，其特征在于，包括步骤：
[0013] S1：建立C-W半波倍压整流电路，在理想状态下计算得出位于输出侧最后一级的倍压电容Cs2n两端的纹波电压， 其中，q为最后一级倍压传输的电荷，fs为开关频率，D为占空比，Cs为倍压电容Cs1～Cs2n的电容容值，Io为输出电流；
[0014] S2：在t0～t2时段C-W半波倍压整流电路中最后一级倍压开始传输电荷时，推导得出总的波纹电压为 并等效C-W半波倍压整流电路为二端口网络电路，t0～t2时段Cs2i(i＝1～n)等效为Ce，则Ce两端的纹波电压等于倍压整流电路的总纹波电压∑ΔU，
[0015] S3：基于谐振电路的谐振状态，建立t0～t1时段与t1～t2时段的时域方程，得出t0时刻等效电容两端电压表达式 其中，α表示纹波率设计目标值，U0为输出电 压值，∑ΔUfa为C-W半波倍压整流各级电容上的 总电压降 ，
占空比D＝(t01+t12)fs；
占空比D＝(t01+t12)fs；
[0016] S4：基于已知的输入电压、输出电压，得出倍压整流电路级数与变压器变比的约束关系为 综合步骤S1～S4的计算结果得到输出电压纹波理论计算公式为：
[0017]
[0018] 其中，Uce1(t1)为t1时刻等效谐振电容两端电压；Uin为单相整流桥输出电压即半桥逆变电路的输入电压, ipmax为t1时刻变压器原边电流值；L1为谐振电感值；根据输出电压纹波理论计算公式，选择合适的k、ipmax和L1值以达到设计要求。
[0019] 有益效果：
[0020] (1)本发明中高压电源开关器件少，控制和驱动电路设计比较简单。
[0022] 图1为为现有技术中buck_全桥逆变主电路拓扑图；
[0023] 图2为本发明电源的结构图；
[0024] 图3为本发明电源的简化电路图；
[0025] 图4为本发明谐振电路的波形图；
[0026] 图5为本发明C-W半波倍压整流电路图；
[0027] 图6为本发明C-W半波倍压整流电路等效的二端口网络电路图；
[0028] 图7为本发明谐振电路的谐振状态图；
[0029] 图8为本发明其中一组参数时ipmax与F(ipmax,k,L1,U0)的关系曲线图；
[0030] 图9为本发明其中一组参数时L1与F(ipmax,k,L1,U0)的关系曲线图；
[0031] 图10为本发明一组参数仿真时的Ucs2与ip波形图；
[0032] 图11为本发明一组参数仿真时的变压器副边电压和U0波形图；
[0033] 图12为本发明一组参数仿真时的变压器原边驱动波形与ip波形图；
[0034] 图13为本发明一组参数仿真时的谐振电感两端电压波形与ip波形图；
[0035] 图14为本发明一组参数仿真的U0纹波波形图。
具体实施方式
[0036] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0037] 在本发明的描述中，需要说明的是，诸如术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0038] 在本发明的描述中，还需要说明的是，术语“上”、“下”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该发明产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
[0039] 在本发明的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
[0040] 实施例1，请参阅图2，一种低纹波的高压电源及其设计方法，包括主要由主电路、驱动电路、控制电路及采样电路依次连接构成的回路，主电路包括单相整流桥电路，单相整流桥电路的输入、输出端分别连接市电电源及半桥逆变电路，半桥逆变电路的输出端连接吸收电路，吸收电路的一端与升压变压器的原边连接，另一端与谐振电感连接，谐振电感与升压变压器原边串联；升压变压器的副边与倍压整流电路输入端连接，倍压整流电路输出端与采样电路连接。
[0041] 图1中，图中，L1为谐振电感(包含变压器的漏感)；Cp和Rp分别为吸收电路电容和电阻；C3和C4为寄生并联电容；Cs1～Cs2n和Ds1～Ds2n分别为倍压整流电路高压电容和高压二极管；R0为电阻性负载。
[0042] 在图3的基础上，图4提供了本发明高压电源谐振电路的主要波形。其中，ip为谐振电感电流波形，UL1为谐振电感两端电压波形，电路处于电流断续工作模式。主要谐振模态如下：
[0043] t0～t1时段：MOS管Q2导通，电感电流ip持续增加，电感储能，变压器原边电压与L1两端电压之和为UAB＝0.5Uin，此时能量经变压器传递到副边；
[0044] t1～t2时段：Q2关断，电感释放能量，ip由最大值开始持续减少，D1导通续流，UAB＝-0.5Uin，此时能量仍然经变压器传递到副边；
[0045] t2～t3时段：电感释放能量，寄生电容C4放电，谐振槽能量回馈到Uin，t3时刻C4电压下降到零后D2自然导通，Cp和Rp在此阶段吸收电感与变压器原边绕组电压尖峰。
[0046] t3～t4时段：L1与C4组成谐振回路，C4开始充电。t4时刻ip减少到零，同时C4电压上升到0.5Uin；
[0047] 同样，t4～t5时段与t5～t6时段都有谐振槽能量回馈和谐振过程，与上述过程类似，不再累述。
[0048] t6时刻开始进入负半周期工作，其工作原理与正半周期类似。在Q1导通之前，续流二极管D1导通，谐振槽整体呈感性。
[0049] 进一步地，高压电源谐振电路由位于变压器原边的谐振电感和副边的倍压整流电路等效电容组成，谐振槽只有两个谐振元件，谐振电路相对低阶，控制电路容易设计；主电路只有两个开关管，开关器件少，成本小，而且开关管能实现零电压开通；主电路拓扑为常见的半桥逆变结构，变压器磁芯能充分利用，对比buck+全桥拓扑的两级串联而言，动态响应速度快，输出电压过冲小。
[0050] 进一步地，变压器的线圈分段，并通过蜂房绕法缠绕磁芯。
[0051] 高压电源一般采用高变比的高频变压器，当分布电容的影响不可忽略时，常把它作为谐振槽的并联谐振电容使用，例如LCC谐振变换器。但是，较大的分布电容可能会在变压器内部和主电路回路中引起高频振荡，从而增加了损耗；也有可能在开关管切换时出现电流尖峰。因此，为了减少分布电容的不利影响，本发明变压器采用了分段和蜂房绕法。
[0052] 实施例2，一种低纹波高压电源的设计方法，包括步骤：
[0053] S1：首先推导倍压电路等效电路。倍压整流采用泵升的方式得到较高的输出电压，整流器件的电压应力相对较小。在输出电压一定的前提下，倍压级数越多，变压器变比越小，在一定程度上降低了变压器的设计难度。本发明采用如图5所示的C-W半波倍压整流。
[0054] n级倍压可理解为n个2倍压电路的串联。图5中，除了Cs1两端电压为变压器副边输出电压峰值以外，其它Cs2～Cs2n两端电压均为变压器副边输出电压峰值的两倍。设定最后一级倍压传输的电荷为q，则Cs2n两端纹波电压的经验公式为：
[0055]
[0056] 其中，fs为开关频率，D为占空比，Cs为Cs1～Cs2n电容容值。
[0057] S2：在t0～t2时段C-W半波倍压整流电路中最后一级倍压开始传输电荷时，倍压电容Cs(2i-1)(i＝1～n)处于放电阶段，Cs2i(i＝1～n)处于充电阶段。
[0058] 设定所有倍压电容是相同的，Cs2n上传递的电荷为q，则Cs2(n-1)上传递的电荷为2q，以此类推Cs2上传递的电荷为nq，倍压电路级数为n，因此得出总的波纹电压为
[0059]
[0060] 通过分析图3中谐振电路的工作原理可知，t0～t2时段变压器原边谐振电感与倍压电路电容组成了谐振回路。变压器理想状态下，谐振电感电流通过变压器耦合到副边，流进Cs2i(i＝1～n)的电流平均值为iL，由于Cs2上传递的电荷是Cs2n的n倍，因此IL＝nIo。
[0061] 等效C-W半波倍压整流电路为如图6所示的二端口网络电路，t0～t2时段De导通，Cs2i(i＝1～n)可以等效为Ce，Ce两端的纹波电压等于倍压整流电路的总纹波电压∑ΔU，Ce两端的纹波电压计算公式为：
[0062]
[0063] 需要指出的是，图6所示等效电路只是便于谐振电路计算而按照倍压电容充放电特性等效出来的一种电路；Ce也只是在充放电特性方面与实际倍压电容等效，并不具有实际物理意义。
[0064] 结合(2)～(3)式，可得t0～t2时段倍压整流电路等效电容计算公式为：
[0065]
[0066] 在倍压整流电路等效电容的基础上可以建立t0～t2时段的谐振电路时域数学公式。因为这个时段倍压电路等效电容的电压增量就是折算到变压器原边的输出电压纹波峰峰值，因此通过这个时段时域数学模型的建立可以精确进行输出电压低纹波设计和低纹波条件下的电路特性分析。
[0067] S3：在数学模型基础上推导低纹波计算公式。为方便分析，如下假设成立：1)电路中所有元件为理想元件；2)一个开关周期内直流电源电压Uin和输出电压Uo为恒值。并定义2
如下电路参数： Ce1＝Cek。
如下电路参数： Ce1＝Cek。
[0068] 式中，Ce1为折算到变压器原边的倍压整流电路等效电容，k为变压器副边与原边匝比。谐振电路正半周期t0～t1时段与t1～t2时段能量由变压器传输到副边，这两个时段倍压整流等效电容上的电压增量直接决定了输出电压纹波大小，因此通过这两个谐振模态的时域分析可精确计算出输出电压纹波值，相应的谐振模态如图7所示。由于负半周期的谐振模态与正半周期的类似，这里不列出时域方程。
[0069] 如图7所示谐振电路的工作模态得t0～t1时段谐振电路的时域方程为：
[0070]
[0071] t1～t2时段谐振电路的时域方程为：
[0072]
[0073] 式中，ip(t1)为谐振电流峰值，Uce1(t0)为t0时刻等效电容电压。
[0074] 根据式(5)可得t1时刻等效谐振电容两端电压和t0～t1时段时间间隔为：
[0075]
[0076]
[0077] 由图4可知，t2时刻ip减小到零，根据式(6)可得：
[0078]
[0079] 根据式(6)、(9)可得t2时刻等效谐振电容两端电压和t1～t2时段时间间隔为：
[0080]
[0081]
[0082] 由于倍压电路存在电压降现象，图5所示C-W半波倍压整流各级电容上的总电压降经验计算公式为：
[0083]
[0084] t0时刻等效电容两端电压表达式如下所示：
[0085]
[0086] 其中，α为纹波率设计目标值，U0为输出电压值，∑ΔUfall中的占空比D＝(t01+t12)fs。
[0087] S4：在输入电压和输出电压已知时，倍压整流电路级数与变压器变比存在约束关系，经验公式如下所示。计算得到结果四舍五入取整后即为倍压整流电路级数，得出倍压整流电路级数与变压器变比的约束关系：
[0088]
[0089] 综合式(10)、(13)、(14)，并令ipmax＝ip(t1)可得输出电压纹波理论值：
[0090]
[0091] 可以看出，输出电压纹波理论值是k、Uo、ipmax和L1的函数，一般k与Uo的数值可以根据实际设计要求(包括变压器结构设计要求)进行选择，ipmax、L1则在谐振电路的电路特性分析基础上计算求得，它们是实现低纹波设计目标的两个重要参数。
[0092] 高压小功率电源一般设计为电流断续工作模式，因为电流过零，所以容易实现开关管零电压开通，而且系统不存在右半平面零点，抗干扰能力强。由式(8)可知，以下关系式成立：
[0093] 0＜ipmaxZ1＜0.5Uin-Uce1(t0) (16)
[0094] 又由于 因此由上式可得到谐振电感理论最大值为：
[0095]
[0096] 当电流处于断续模式时，占空比小于开关周期的二分之一，以下关系式成立：
[0097]
[0098] 式中，fs为开关频率。同时满足式(17)、(18)的谐振电感最大值即为所求结果。实际电感量应在满足低纹波设计目标的前提下选择，但不能超过理论最大值。
[0099] 本实施例中的电源基本设计要求为Uo＝-70kV，Uin＝300V，由式(14)可得nk＝280。k值越大则变压器副边电压越高，副边绕组层与层之间和绕组对铁芯之间绝缘等级也就越高，增加了设计难度；反之k值越小，则倍压级数n越大，倍压整流的总电压降和总纹波也就越大，因此应权衡选择k。
[0100] 另外，如果k选择过大，则倍压电容两端电压也会增大，单位时间内电容电荷的流动量增大，这样倍压整流电路容易产生电流尖峰，极大影响了电源的系统稳定性，对输出电压纹波会产生十分不利的影响。
[0101] 根据设计要求，在纹波率要求α≤0.05％条件下，预先选择k＝33，n＝8，其它参数ipmax、L1在满足低纹波条件下进行电路特性分析后选择。
[0102] L1预先取值为100uH，由式(15)可得ipmax与电压纹波的关系曲线如图8所示，ipmax预先取值为0.5A，L1与电压纹波的关系曲线如图9所示。
[0103] 如图9所示，输出电压纹波随L1增加而增大，取值为900uH时超过了纹波设计目标值。但在主电路谐振回路中，L1减小则谐振槽总体感性阻抗也减小，输入电压不变时谐振电流ipmax随之增加，同样也增大了输出电压纹波。由此可见，在低纹波设计过程中，ipmax、L1的取值存在相互约束关系。
[0104] 由图8、图9所示关系曲线，最终选择ipmax＝0.5A，L1＝100uH，k＝33，n＝8，这些参数对应的理论纹波率计算值为0.032％，满足α≤0.05％的设计要求。可见，L1、ipmax整体上决定了倍压整流等效电容的两端电压增量数值大小，是实现低纹波设计的两个重要参数。
[0105] 为了实现低纹波设计目的，需要根据设计指标要求调整相应参数，设计步骤如下：
[0106] 1)U0和Uin代入式(14)得到nk乘积，然后与纹波率目标值α一起代入式(13)得到t0时刻等效电容电压Uce1(t0)。然后根据式(7)～(15)即可得到纹波理论值与k、ipmax和L1的数学关系，下一步进行k、ipmax和L1的参数选择。
[0108] 3)根据高压电源最大输出电流预估ipmax数值，为开关管选型和变压器绕组线径选择提供依据，再根据式(15)调整L1的参数以得到输出电压纹波理论值。
[0109] 为了验证本发明设计方法的正确性，进行了仿真和实验。仿真和实验的电路基本参数为：Uin＝300V；k＝33；n＝8；Uo＝-70kV；R0＝70MΩ；fs＝55kHz。选择谐振槽元件参数L1＝100uH,倍压电容Cs＝4.4nF/15kV。
[0110] 仿真工具为Pspice，仿真结果如图10-11所示。
[0111] 倍压整流电路中Cs2两端电压波形如图10所示，与之对应的是图10中的ip波形。可见t0～t2时段，Cs2处于充电状态，t1时刻ip达到最大值，Cs2两端电压平均值约为8.8kV。如图11所示，输出电压平均值为-70kV，输出电压纹波率约为0.03％。
[0112] 采用与仿真时同样参数的谐振元件进行实验，得出图12-14所示的实验结果。
[0113] 变压器原边电流ip通过脉冲电流互感器TA0813-3采集波形，互感器二次侧接510欧姆采样电阻。不同于空载，负载侧接了70MΩ电阻，变压器需传输能量到负载侧，因此实际变压器电流峰值要大于低纹波理论设计中用到的ipmax，如图12所示，变压器原边电流峰值约为2A左右。
[0114] 输出电压纹波测量方法为：-70kV高压端接到7只串联的2.2nF/15kV高压电容一端，7只串联高压电容的另一端接10kΩ电阻到地，然后，示波器探头设置到交流档后测10kΩ电阻对地的电压波形，该波形即为输出电压纹波，如图14所示。要注意的是，由于-70kV高压端测纹波采用了电容隔直，因此纹波测量值往往稍许偏小，图14所示输出电压纹波率大约在万分之二左右。
[0115] 本发明提供了一种低纹波高压电源的设计方法，推导出输出电压低纹波计算公式，为技术指标中的纹波设计提供了理论依据，方便主电路元器件选型，在一定程度上加快了设计和调试进程，降低了设计难度。
[0116] 虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。
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