本発明の実施形態は、異なる定格直流電圧および異なるコンデンサ容量を持つチョッパ回路およびインバータ回路を直列接続した電力変換装置に関する。

複数のインバータを組み合わせて、階調制御により出力する電力変換装置は、例えば、電力系統の瞬時的電圧低下などの電圧変動を監視して電圧低下を補償する電圧変動補償装置に用いられる。

従来の電力変換装置は、電力系統に直列に接続され、正負いずれかの極性で補償電圧を出力する複数のインバータ回路で構成される。 各インバータ回路には、ダイオードが逆並列に接続された４個の半導体スイッチング素子から成るフルブリッジインバータ、およびエネルギー源となる充電コンデンサが備えられている。

この充電コンデンサに外部の電源から直流電圧を充電し、その充電した直流電圧を交流に変換して負荷に出力する。 また、各インバータ回路の出力端には、定常短絡スイッチが並列に設けられる。 各インバータ回路内の充電コンデンサは、充電ダイオードと充電用トランスによってそれぞれ異なる電圧が充電される。

前記のような従来技術以外に、定格電圧が異なる複数のインバータの交流端子を直列接続し、これにＤＣ／ＤＣコンバータを使用して充電電流を供給し、各インバータの直流コンデンサを異なる電圧値に充電する電力変換装置も知られている。

このような従来の電力変換装置では、それぞれ独立に構成された複数の単相インバータの交流側を直列に接続し、各単相インバータの直流入力側の各充電コンデンサは、それぞれ異なる電圧が充電される。 この各充電コンデンサは、それぞれ独立に設けられた充電ダイオード、充電抵抗、充電用トランスの２次巻線によって電圧が充電され、充電用トランスの１次巻線は電力系統に接続される。

そのため、各単相インバータの入力となる複数の充電コンデンサには、それぞれ充電回路が独立に設けられ、単相インバータの直列数が増加するに従って充電回路数も増加し、また大容量の充電トランスが必要となるという問題点があった。

一方、ＤＣ／ＤＣコンバータを使用した電力変換装置の充電方法においては、充電のためだけにＤＣ／ＤＣコンバータを使用しているので、装置の部品点数が増加する欠点があった。 また、ＤＣ／ＤＣコンバータを使用していることから、電源として、直流しか使用できない問題もあった。

本発明では、抵抗を介して充電を行う方式を採用することで、チョッパ回路及びインバータ回路を構成する各直流コンデンサを個別に充電する電力変換装置を得ることを目的とする。 本発明の他の目的は、電源が直流・交流を問わず適用できる電力変換装置を得ることにある。

本実施形態の電力変換装置は、次の構成を有することを特徴とする。
（１）複数のスイッチング素子をフルブリッジ接続すると共に、これら複数のスイッチング素子に接続された充電対象の直流コンデンサを有するインバータ回路と、このインバータ回路に設けられた直流コンデンサに充電する電源と、この直流コンデンサ充電時に電流を制限する充電抵抗と、この充電抵抗と並列に接続された短絡スイッチを有する電力変換装置である。

（２）前記充電用電源に対して、前記インバータ回路が複数段接続され、各段のインバータ回路における充電対象の直流コンデンサの定格直流電圧及びコンデンサ容量が、少なくとも一部のインバータ回路において、他のインバータ回路の定格直流電圧及びコンデンサ容量と異なるものである。

（３）各インバータ回路に設けられた複数のスイッチング素子には、それぞれのスイッチング素子を独立してオン・オフする制御装置が設けられている。

（４）前記インバータ回路に代えて、複数のスイッチング素子と並列に接続された充電対象の直流コンデンサを有するチョッパ回路を有する電力変換装置も、本発明の実施形態である。

第１実施形態の電力変換装置を示す回路図。

第１実施形態における上側コンデンサの第１の充電経路を示す回路図。

第１実施形態における上側コンデンサの第２の充電経路を示す回路図。

第１実施形態における下側コンデンサの充電経路を示す回路図。

第２実施形態の電力変換装置を示す回路図。

第２実施形態における各コンデンサの充電経路を示す回路図。

第２実施形態において特定のスイッチング素子をオンした状態の各コンデンサの充電経路を示す回路図。

第３実施形態の充電経路の一例を示す回路図。

第３実施形態の充電経路の他の例を示す回路図。

第４実施形態の充電経路の一例を示す回路図。

第５実施形態の充電経路の一例を示す回路図。

第６実施形態の充電経路の一例を示す回路図。

以下、本発明に係る電力変換装置の実施例について、図面を参照して説明する。

１． 第１実施形態 図１を用いて第１実施形態を説明する。 本実施形態は、充電コンデンサを有するダイオードクランプ型のフルブリッジインバータ１、コンデンサの充電時に電流を制限する充電抵抗２、充電後に充電抵抗を短絡する短絡スイッチ３、単相交流電源４、電力変換装置を単相交流電源４と連系するリアクトル５から構成されている。

前記フルブリッジインバータ１は、８つのスイッチング素子（以下、素子という）sw001〜004，sw011〜014と、４つのクランプダイオード（以下、ダイオードという）d001，d002，d011，d012と、上側および下側直流コンデンサc001，c002から構成され、１相で３つの電圧レベルを出力できる３レベルインバータである。

前記素子sw001〜004，sw011〜014としては、シリコンカーバイドまたはガリウムナイトライドを用いた半導体デバイスや、直流電圧や負荷電流に応じてＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴなどを使用する。 前記素子sw001〜004，sw011〜014は、いずれも逆並列接続された環流ダイオード（図中符号なし）を有している。

また、前記フルブリッジインバータ１には、これらの素子sw001〜004，sw011〜014を独立してオン・オフする制御装置が設けられている。 なお、電力変換装置に使用されるインバータ回路を構成する各素子を、独立してオン・オフするための制御装置は、特許文献２の図１、図２に示すように周知の技術であるから、本実施形態では特に説明しない。

上側および下側直流コンデンサc001，c002は、電力変換装置のエネルギー蓄積手段（従来技術の充電コンデンサに相当する）で、単相交流電源４から出力された電力によって充電される。 これらの直流コンデンサc001，c002に蓄積されたエネルギーは、フルブリッジインバータ１に設けられた各素子をオン・オフすることで、図示しない負荷側に交流として出力される。

本実施形態では、フルブリッジインバータ１の第１段目として、第１の上流側素子sw001とsw002、及び第１の下流側素子sw011とsw012が、正電位点Ｐと負電位点Ｎとの間に直列に接続されている。 同様に、フルブリッジインバータ１の第２段目として、第２の上流側素子sw003とsw004、及び第２の下流側素子sw013とsw014が、第１段目の各素子に対して並列となるように、正電位点Ｐと負電位点Ｎとの間に直列に接続されている。

この第１の上流側素子sw001とsw002の接続点と第１の下流側素子sw003とsw004の接続点の間には、前記ダイオードd001とd002が直列に接続されている。 第２の上流側素子sw011とsw012の接続点と第２の下流側素子sw013とsw014の接続点との間には、前記ダイオードd011とd012が直列に接続されている。 この直列に接続されたダイオードd001とd002の接続点と、同じく直列に接続されたダイオードd011とd012の接続点は、互いに接続されている。

正電位点Ｐと負電位点Ｎとの間には、上側の直流コンデンサc001と下流側の直流コンデンサc002が直列に接続されている。 これら直列に接続された上側の直流コンデンサc001と下流側の直流コンデンサc002は、前記第１段目の素子sw001，sw002，sw011、第２段目の素子sw003，sw004，sw013，sw014に対しては、並列に接続されている。 この上側の直流コンデンサc001と下流側の直流コンデンサc002の接続点は、前記ダイオードd001，d002，d011，d012の接続点に対して、接続されている。

前記充電抵抗２は、フルブリッジインバータ１の入力部となる前記素子sw002とsw003の中間点に接続されている。 素子sw012とsw013の中間点は、フルブリッジインバータ１の出力部であり、この部分が単相交流電源４に接続されている。

このように構成された本実施形態において、特定の素子sw002とsw012またはsw003とsw013をオン・オフすることで、上側直流コンデンサc001または下側直流コンデンサc002のみを充電することができ、入力される単相交流電源４の最大電圧まで充電することが可能である。

図２と図３を用いて上側直流コンデンサc001を充電する場合の電流経路を、図４を用いて下側直流コンデンサc002を充電する場合の電流経路を示す。 各図とも、短絡スイッチ３は開放している状態とし、充電電流が充電抵抗２を経由する状態とする。

図２の単相交流電源４が上側の電圧を出力している周期において、素子sw002がオフ、素子sw012がオンしている場合、素子sw001とsw002の還流ダイオードを経由し、上側直流コンデンサc001に充電電流が流れ、ダイオードd011と素子sw012を経由して単相交流電源４に充電電流が帰還する。

図３の単相交流電源４が下側の電圧を出力している周期において、素子sw002がオン、素子sw012がオフしている場合、素子sw011とsw012の還流ダイオードを経由して上側直流コンデンサc001に充電電流が流れ、ダイオードd001と素子sw002を経由して単相交流電源４に充電電流が帰還する。

図４の単相交流電源４が上側の電圧を出力している周期において、素子sw003がオン、素子sw013がオフしている場合、素子sw003とダイオードd002を経由し、下側直流コンデンサc002に充電電流が流れ、素子sw013とsw014の還流ダイオードを経由して単相交流電源４に充電電流が帰還する。

なお、図示しないが、単相交流電源４が下側の電圧を出力している周期において下側直流コンデンサc002に充電するには、素子sw003をオフ、素子sw013をオンとすれば良い。

以上のとおり、本実施形態では、充電中に特定の素子をオン・オフすることで、充電する上側直流コンデンサc001と下側直流コンデンサc002を切り替えることが可能である。 特に、本実施形態では、充電抵抗２の投入と、各素子のオン・オフのみで充電する直流コンデンサを自由に選択できるので、直流コンデンサを選択するための部材点数が少なくて済み、回路の構成が単純化する。 また、素子のオン・オフによって、充電電流の向きを自在に変更できるため、図示のような交流電源にも適用可能である。

その結果、本実施形態によれば、特定の直流コンデンサに対して充電を可能としたり、特定の直流コンデンサに対して充電をしないことが可能となる。 また、所望の電圧となった直流コンデンサに対してそれ以上充電電流が流れこまないようにして、直流コンデンサを過剰に充電しないように制御することもできる。 更に、充電する１つの直流コンデンサを入力電圧の最大値まで充電することが可能となる。

なお、本実施形態はいかなるレベル数でいかなる相数のダイオードクランプ型インバータにおいても実施が可能である。

２． 第２実施形態 図５を用いて第２実施形態を説明する。 本実施形態は、３つの単相インバータ６〜８と、充電抵抗９、短絡スイッチ１０、単相交流電源１１、リアクトル１２から構成される。

各単相インバータ６〜８は、それぞれ環流ダイオードを有する４つの素子を有する。 すなわち、単相インバータ６は素子sw101，sw102，sw111，sw122を、単相インバータ７は素子sw121，sw122，sw131，sw132を、単相インバータ８は素子sw141，sw142，sw151，sw152を有する。

各単相インバータ６〜８内において、第１段目の２つの素子sw101とsw102、sw121とsw122、sw141とsw142が直列に接続され、同様に、第２段目の素子sw111とsw122、sw131とsw132、sw151とsw152が直列に接続されている。 直列に接続された第１段目の２つの素子と、直列に接続された第２段目の２つの素子は、並列に接続されている。 これら並列に接続された第１段目の２つの素子と、第２段目の２つの素子に対して、同じく並列に直流コンデンサc101，c121，c141が接続されている。

前記充電抵抗９は、第１の単相インバータ６の入力部となる前記素子sw102とsw102の接続点に接続されている。 第１の単相インバータ６の素子sw111とsw112の接続点は、第１のインバータ６の出力部であり、第２の単相インバータ７の素子sw121とsw122の接続点に接続されている。 第２の単相インバータ７の素子sw131とsw132の接続点は、第２のインバータ７の出力部であり、第３の単相インバータ８の素子sw141とsw142の接続点に接続されている。 第３の単相インバータ８の素子sw151とsw152の中間点は、単相インバータ８の出力部であり、この部分が単相交流電源１１に接続されている。

本実施形態においては、単相インバータ６の直流コンデンサ電圧が所望の電圧に達したときに、素子sw101とsw103またはsw102とsw104をオンすることで、単相インバータ６の直流コンデンサc101を充電しないようにすることが可能である。 他の単相インバータ７と８も同様に直流コンデンサc121やc141を充電しないようにすることが可能である。

図６と図７を用いて、単相インバータ６の直流コンデンサ電圧が所望の電圧に達する前と達した後の充電経路について説明する。

図６において、単相インバータ６〜８の直流コンデンサ電圧が所望の電圧に達していない場合、各単相インバータの各素子を全てオフとしておけば、充電電流は各単相インバータの各素子の還流ダイオードを経由し、直流コンデンサc101，c121，c141cのすべてを充電した後、単相交流電源１１に帰還する。

図７において、単相インバータ６の直流コンデンサ電圧が所望の電圧に達した場合、単相インバータ６の素子sw111をオンすることで、充電電流は単相インバータ６の直流コンデンサc101を充電することなく、単相交流電源１１に帰還する。 これより、特定のスイッチング素子をオンすることで所望の電圧に達した単相インバータ６の直流コンデンサを充電することなく、他の単相インバータ７,８の直流コンデンサを充電することが可能である。

前記と同様にして、本実施形態によれば、他の単相インバータ７，８の場合や、単相交流電源からの電圧の出力が逆方向の場合も、各素子のオン・オフを適宜切り換えることで、所望の直流コンデンサの充電または充電の停止を行うことができる。

本実施形態では、直列接続する単相インバータの数を３としているが、直列接続する単相インバータの数は何段であっても、上記と同様に特定のスイッチング素子をオンすることで、特定の直流コンデンサを充電しないようにすることが可能である。 また、本実施形態のインバータ回路として、第１実施形態に示すダイオードクランプ型の単相インバータを使用することも可能である。

３． 第３実施形態 図８と図９を用いて第３実施形態を説明する。 本実施形態は、図８に示すように、６つの単相インバータ１３〜１８と三相交流電源２５を備える。 三相交流源電源２５の各相には、それぞれ充電抵抗１９〜２１、短絡スイッチ２２〜２４、リアクトル２６〜２８が接続されている。

前記６つの単相インバータ１３〜１８は、三相交流電源２５の各相に、２つずつ接続されている。 すなわち、三相交流電源２５の各相に、前記図５に示した第２実施形態の３つの単相インバータの内の２つが接続されたものである。 従って、各単相インバータ１３〜１８に設けられた４つの素子及び直流コンデンサの接続構成は、第２実施形態と同様であるので、説明は省略する。

本実施形態において、図５のように、三相交流電源２５の各相に、３つずつ単相インバータを接続する構成とすることも可能である。 また、本実施形態のインバータ回路として、第１実施形態に示すダイオードクランプ型の単相インバータを使用することも可能である。

本実施形態では、三相交流電源２５の電圧の向きが矢印の向きである場合において、各単相インバータ１３〜１８の各素子を全てオフとすれば、各単相インバータ１３〜１８に設けた直流コンデンサを全て充電できる。

例えば、単相インバータ１４〜１６，１８の直流コンデンサを充電しないように素子sw221、sw213、sw231、sw253をオンすることで、充電している単相インバータ１３と１７の直流コンデンサを三相交流電源２５の線間電圧の最大値まで充電することが可能である。

一方、図９の充電する単相インバータを１５と１８とした場合においても、単相インバータ１３，１４，１６，１７の直流コンデンサを充電しないように素子sw203，sw213，sw231，sw243をオンすることで、同様に三相交流電源２５の線間電圧の最大値まで充電することが可能である。

４． 第４実施形態 図１０を用いて第４実施形態を説明する。 本実施形態は、図８及び図９に示す第３実施形態おける各相の電力変換装置の交流出力の一端に、直流コンデンサc301を有する３相インバータ２９を接続したものである。 この３相インバータ２９は、直列に接続された各相の素子sw301とsw302、sw303とsw304、sw305とsw306に対して、直流コンデンサc301を並列に接続したものである。

本実施形態において、３相インバータ２９の直流コンデンサc301の電圧が所望の値に達した場合、スイッチング素子sw301，sw303，sw305またはsw302，sw304，sw306をオンすることで、３相インバータ２９の直流コンデンサc301を充電しないようにすることが可能である。

本実施例において、３相インバータを用いたが、交流電源がｎ相であった場合、ｎ相インバータを用いて、上記と同様に特定のスイッチング素子をオンすることで、ｎ相インバータの直流コンデンサを充電しないようにすることが可能である。 本実施形態のインバータ回路として、第１実施形態に示すダイオードクランプ型の単相インバータを使用することも可能である。

５． 第５実施形態 図１１を用いて第５実施形態を説明する。 本実施形態は、８つの直流チョッパと充電抵抗３６、短絡スイッチ３７、直流電源３８から構成される。 第１段目の４つの直流チョッパ３５ａ〜３５ｄは直列に接続され、第２段目の直流チョッパ３５ａ〜３５ｄも直列に接続されている。 これら直列に接続された第１段目の直流チョッパ３４ａ〜３４ｄと、第２段目の直流チョッパ３５ａ〜３５ｄは、並列に接続されている。 これら第１段目と第２段目の直流チョッパと並列に、充電抵抗３６、短絡スイッチ３７、直流電源３８が設けられている。

各直流チョッパ３４ａ〜３４ｄは、直列に接続された２つの素子sw401とsw402と、これら２つの素子と並列に接続された直流コンデンサc401を備えている。 同様に、各直流チョッパ３５ａ〜３５ｄは、直列に接続された２つの素子sw411とsw412と、これら２つの素子と並列に接続された直流コンデンサc411を備えている。

本実施形態において、直流チョッパ３４ａまたは３５ａの直流コンデンサc401またはc411の電圧が所望の値に達した場合、素子sw402またはsw412をオンすることで、直流チョッパ３４ａまたは３５ｄの直流コンデンサc401またはc411を充電しないようにすることが可能である。 なお、直流チョッパ３４ｂ〜３４ｄ，３５ｂ〜３５ｄの直流コンデンサについても同様である。

６． 第６実施形態 図１２を用いて第６実施形態を説明する。 本実施形態は、８つの直流チョッパと充電抵抗３６、短絡スイッチ３７、単相交流電源３９、リアクトル４０から構成される。

第１段目の４つの直流チョッパ３５ａ〜３５ｄは直列に接続され、第２段目の直流チョッパ３５ａ〜３５ｄも直列に接続されている。 これら直列に接続された第１段目の直流チョッパ３４ａ〜３４ｄと、第２段目の直流チョッパ３５ａ〜３５ｄは、並列に接続されている。 第１段目の直流チョッパ３４ｂ，３４ｃの接続点と、第２段目の直流チョッパ３５ｂ，３５ｃの接続点に、充電抵抗３６、短絡スイッチ３７、単相交流電源３９、リアクトル４０が接続されている。

前記第５実施形態と同様に、各直流チョッパ３４ａ〜３４ｄは、直列に接続された２つの素子sw401とsw402と、これら２つの素子と並列に接続された直流コンデンサc401を備えている。 同様に、各直流チョッパ３５ａ〜３５ｄは、直列に接続された２つの素子sw411とsw412と、これら２つの素子と並列に接続された直流コンデンサc411を備えている。

本実施の形態において、直流チョッパ３４ａまたは３５ａの直流コンデンサc401またはc411の電圧が所望の値に達した場合、スイッチング素子sw402またはsw412をオンすることで、直流チョッパ３４ａまたは３５ａの直流コンデンサを充電しないようにすることが可能である。 なお、直流チョッパ３４ｂ〜３４ｄ，３５ｂ〜３５ｄの直流コンデンサについても、各素子を適宜オン・オフすることで、直流コンデンサの充電を制御できる。

７． 他の実施形態（１）各実施形態で説明した回路を組み合わせた電力変換装置においても、特定のスイッチング素子をオンすることで、特定の直流コンデンサを充電しないようにする、または特定の直流コンデンサを入力電圧の最大値まで充電することが可能である。

（２）本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。 また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。 例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。 さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１…ダイオードクランプ型フルブリッジインバータ２…充電抵抗３…充電抵抗短絡スイッチ４…単相交流電源５…リアクトル
sw001〜306…スイッチング素子
d001〜016…ダイオード
c001…上側直流コンデンサ
c002…下側直流コンデンサ６〜８…単相インバータ９…充電抵抗１０…充電抵抗短絡スイッチ１１…単相交流電源１２…リアクトル１３〜１８…単相インバータ１９〜２１…充電抵抗２２〜２４…短絡スイッチ２５…三相交流電源２６〜２８…リアクトル２９…三相インバータ３０…充電抵抗３１…短絡スイッチ３２…三相交流電源３３…リアクトル３４ａ〜３４ｄ，３５ａ〜３５ｄ…直流チョッパ３６…充電抵抗３７…短絡スイッチ３８…直流電源３９…単相交流電源４０…リアクトル