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非正交 坐标系下双三相感应电机SVPWM控制方法

阅读：1发布：2022-08-18

专利汇可以提供非正交坐标系下双三相感应电机SVPWM控制方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明提供了一种非正交坐标系下双三相感应电机 SVPWM控制方法，通过矢量分类技术，用两个参考电压矢量相差30°的三相SVPWM调节器实现双三相SVPWM控制。本发明根据相电压最值求得各相开关的切换时刻，无需进行扇区和基本电压矢量作用时间的计算，大大简化了算法处理时间。与传统SVPWM算法相比，本发明所提算法可在很大程度上提高处理器的运算速度，能为处理器留出更多的存储空间。，下面是非正交坐标系下双三相感应电机SVPWM控制方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种非正交坐标系下双三相感应电机SVPWM控制方法，其特征在于：
通过矢量分类技术，用两个参考电压矢量相差30°的三相SVPWM调节器实现双三相SVPWM控制；
其中，所述矢量分类技术，具体是：把双三相逆变器看成有共同直流母线的两个完全相* *
同的三相逆变器，通过在坐标系中的两组相差30°电角度的三相参考电压矢量U1、U2来分别获得双三相逆变器中(a、b、c)和(A、B、C)两套绕组的参考电压，从而直接将三相SVPWM技术应用到双三相感应电机，进而实现双三相感应电机SVPWM控制；
其中，a、b、c表示所述两套绕组中第一套绕组的a相、b相、c相，A、B、C表示所述两套绕组中第二套绕组的A相、B相、C相。
2.根据权利要求1所述的非正交坐标系下双三相感应电机SVPWM控制方法，其特征在于，所述矢量分类技术，进一步具体为：
在无需进行扇区判断和基本电压矢量作用时间计算的情况下，根据每个载波周期内开关次数最少原则，求出第一套绕组和第二套绕组各相开关的切换时刻，其中，该切换时刻仅是输入信号的线性组合。
3.根据权利要求2所述的非正交坐标系下双三相感应电机SVPWM控制方法，其特征在于，第一套绕组a相、b相、c相的各相开关切换时刻为：
其中，x代表a、b或者c相，Tx表示x相开关切换时刻，Ts表示载波周期，ux表示给定的x相电压，ua表示给定的a相电压，ub表示给定的b相电压，uc表示给定的c相电压，Udc为直流母线电压。
4.根据权利要求2所述的非正交坐标系下双三相感应电机SVPWM控制方法，其特征在于，第二套绕组A相、B相、C相的各相开关切换时刻为：
其中：x代表A、B或者C相，Tx表示x相开关切换时刻，Ts表示载波周期，ux表示给定的x相电压，uA表示给定的A相电压，uB表示给定的B相电压，uC表示给定的C相电压，Udc为直流母线电压。
5.根据权利要求1所述的非正交坐标系下双三相感应电机SVPWM控制方法，其特征在于，所述坐标系为αβ直角坐标系，其中，α表示90°坐标系的横轴，β表示90°坐标系的纵轴。

说明书全文

非正交 坐标系下双三相感应电机SVPWM控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种双三相感应电机的空间矢量脉冲宽度调制算法(SVPWM)，尤其涉及一种120°坐标系下的双三相感应电机SVPWM控制方法。

背景技术

[0002] 近几十年来，多电平变换器得到了广泛应用，它是目前实现高压大功率的主要途径之一；与此结构相对应，多相电机调速系统为实现大功率调速另辟蹊径。相对于三相系统，多相系统有着：低压器件实现大功率，转矩脉动小，系统动、静特性高，系统可靠性高等诸多优点。双三相感应电机是多相电机应用较多的一种，具有较好的发展前景。

[0003] 将传统三相SVPWM算法直接推广到双三相电机，可得到传统双三相电机SVPWM算法。由于双三相电机内不存在6k±1(k＝1，3，5……)次谐波旋转磁场，造成定子电路无法产生对应谐波电流的主磁通电抗，相应的谐波阻抗仅由定子电阻和漏电感组成，一旦绕组的相电压中含有相应次数的谐波分量，定子电路中将产生很大的谐波电流。该方法虽然有较高的电压利用率，但由于没有考虑定子电流谐波的抑制，因此将产生很大的定子谐波电流。

[0004] 为了解决上述问题，采用空间矢量解耦的方法来抑制定子电流谐波，该方法虽然在很大程度上达到了抑制定子电流谐波的目的，但是算法复杂，实现算法的计算时间大大增加。

[0005] 由于传统SVPWM算法在判断扇区和计算基本电压矢量作用时间时含有大量的三角函数和求根运算，且双三相电机本身算法复杂。所以采用传统SVPWM算法的矢量分类技术将给处理器造成负担。

发明内容

[0006] 针对现有技术中的缺陷，本发明的技术方案解决的技术问题是抑制双三相感应电机的定子电流谐波的同时，减少算法处理的时间。为了提高计算速度，本发明建立了两相互差120°的非正交K、L坐标系，将矢量分类技术和基于120°坐标系的SVPWM算法相结合，在抑制双三相电机定子电流谐波的同时，能减少处理器的计算时间。

[0007] 本发明所采用的技术方案是：

[0008] 矢量分类技术把双三相逆变器看成有共同直流母线的两个完全相同的三相逆变* *器，通过在αβ坐标系中的两组相差30°电角度的三相参考电压矢量U1、U2来分别获得(a、b、c)和(A、B、C)两套绕组的参考电压，这样就可直接将三相SVPWM技术应用到双三相电机，从而实现双三相SVPWM控制。对于对称负载，三相SVPWM算法调制的变流器主要含有基波和开关频率次谐波，少量的5、7次谐波由系统所设置的死区时间引起。与传统双三相SVPWM方法相比，矢量分类技术使得双三相电机定子电流谐波得到了一定程度的改善。

[0009] 基于120°的K、L坐标系，可以判断出参考电压矢量所在的扇区；根据“伏秒平衡”关系求得基本电压矢量的作用时间；再根据每个载波周期内开关次数最少原则，可求出各相开关的切换时刻，该切换时刻仅是输入信号的线性组合。由推导过程可知，扇区和基本电压矢量作用时间的概念是为了方便计算而引入的中间量，所有推导的目的是求出各相开关的切换时刻。由推导结果，根据输入相电压最值可直接求得各相开关的切换时刻，而无需进行扇区判断和基本电压矢量作用时间的计算。

[0010] 根据本发明提供的一种非正交坐标系下双三相感应电机SVPWM控制方法，包括：

[0011] 通过矢量分类技术，用两个参考电压矢量相差30°的三相SVPWM调节器实现双三相SVPWM控制；

[0012] 其中，所述矢量分类技术，具体是：把双三相逆变器看成有共同直流母线的两个完* *全相同的三相逆变器，通过在坐标系中的两组相差30°电角度的三相参考电压矢量U1、U2来分别获得双三相逆变器中(a、b、c)和(A、B、C)两套绕组的参考电压，从而直接将三相SVPWM技术应用到双三相感应电机，进而实现双三相感应电机SVPWM控制；

[0013] 其中，a、b、c表示所述两套绕组中第一套绕组的a相、b相、c相，A、B、C表示所述两套绕组中第二套绕组的A相、B相、C相。

[0014] 优选地，所述矢量分类技术，进一步具体为：

[0015] 在无需进行扇区判断和基本电压矢量作用时间计算的情况下，根据每个载波周期内开关次数最少原则，求出第一套绕组和第二套绕组各相开关的切换时刻，其中，该切换时刻仅是输入信号的线性组合。

[0016] 优选地，第一套绕组a相、b相、c相的各相开关切换时刻为：

[0017]

[0018] 其中，x代表a、b或者c相，Tx表示x相开关切换时刻，Ts表示载波周期，ux表示给定的x相电压，ua表示给定的a相电压，ub表示给定的b相电压，uc表示给定的c相电压，Udc为直流母线电压。

[0019] 优选地，第二套绕组A相、B相、C相的各相开关切换时刻为：

[0020]

[0021] 其中：x代表A、B或者C相，Tx表示x相开关切换时刻，Ts表示载波周期，ux表示给定的x相电压，uA表示给定的A相电压，uB表示给定的B相电压，uC表示给定的C相电压，Udc为直流母线电压。

[0022] 优选地，所述坐标系为αβ直角坐标系，其中，α表示90°坐标系的横轴，β表示90°坐标系的纵轴

[0023] 与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

[0024] 本发明基于矢量分类技术可抑制双三相感应电机的定子电流谐波；在120°坐标系下可根据相电压最值求得各相开关的切换时刻，无需扇区和基本电压矢量作用时间的计算，从而可以减少算法处理时间。附图说明

[0025] 通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

[0026] 图1为六相电压源逆变器；

[0027] 图2为矢量分类算法；

[0028] 图3为K、L坐标系下三相电压的关系；

[0029] 图4为K、L坐标系下矢量分类技术；

[0030] 图5为K、L坐标系下参考电压矢量的分解；

[0031] 图6为K、L坐标系下双三相电机a相和A相定子相电流；

[0032] 图7为K、L坐标系下双三相电机矢量分类算法执行时间；

[0033] 图8为传统双三相电机矢量分类算法执行时间。

具体实施方式

[0034] 下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

[0035] 如图1所示，双三相电压源逆变器控制双三相电机共有26＝64个开关状态，包括60个非零电压矢量和4个零电压矢量，开关矢量较多，无法对其直接控制。图1中，Udc表示直流母线电压，a、b、c表示第一套绕组的a相、b相、c相，A、B、C表示第二套绕组的A相、B相、C相。

[0036] 矢量分类是将SVPWM算法和矢量分类算法相结合，即用两个参考电压矢量相差30°的三相SVPWM调节器实现双三相SVPWM控制，如图2所示。图2中的1、2、3、4、5、6分别表示第1扇区、第2扇区、第3扇区、第4扇区、第5扇区、第6扇区，α表示90°坐标系的横轴，β表示90°坐标系的纵轴。

[0037] 与传统SVPWM算法相似，图2中的0、1代码为逆变器的开关状态，1表示上桥臂导通，0表示下桥臂导通，用二进制码对应的十进制数表示逆变器的输出电压矢量。例如“(100)”表示逆变器输出电压矢量为U4，A相上桥臂导通，B、C相下桥臂导通。

[0038] 本发明提供的方法把双三相逆变器看成有共同直流母线的两个完全相同的三相* *逆变器，通过在αβ坐标系中的两组相差30°电角度的三相参考电压矢量U1、U2来分别获得相(a、b、c)和相(A、B、C)两套绕组的参考电压，这样就可直接将三相SVPWM技术应用到双三相电机。对于对称负载，三相SVPWM主要含有基波和开关频率次谐波，少量的5、7次谐波由系统所设置的死区时间引起。与传统双三相SVPWM方法相比，矢量分类技术使电机定子电流得到了一定程度的改善。

[0039] K、L为互差120°的两相坐标系，如图3所示。以第一套绕组a、b、c为例：||UL||＝||Ua||-||Uc||＝uac，方向与Ua相同或者相反；||UK||＝||Ub||-||Uc||＝ubc，方向与Ub相同或者相反，第二套绕组的计算方法同理。其中，UL表示电压矢量在L轴上的投影，UK表示电压矢量在K轴上的投影，Ua表示给定的a相电压，Ub表示给定的b相电压，Uc表示给定的c相电压，uac表示给定的a、c相之间的线电压，ubc表示给定的b、c相之间的线电压，||·||表示矢量的模。

[0040] 实现传统SVPWM算法关键有两个步骤：1)参考电压矢量所在扇区的判断；2)基本电压矢量作用时间的计算。利用传统SVPWM算法解决这两步都比较复杂，含有大量的三角函数和求根运算。本发明所提方法可完全避免以上两步的计算。

[0041] 1、所在扇区的判断

[0042] 假设参考电压矢量Ux*落入第1扇区，如图4所示，则有如下关系

[0043]

[0044] 式(1)又可表述为

[0045]

[0046] 其中，ua表示给定的a相电压，ub表示给定的b相电压，uc表示给定的c相电压；也就是说在第1扇区有

[0047]

[0048] 即：max(|uab|、|ubc|、|uca|)＝-uca (4)

[0049] 其中，uab表示给定的a、b相之间的线电压，ubc表示给定的b、c相之间的线电压，uca表示给定的c、a相之间的线电压，|·|表示取绝对值。

[0050] 当Ux*落入其他扇区时，同理可得相似的结论，将他们整理、汇总如表1所示。

[0051] 表1 参考电压矢量落入扇区的判断条件

[0052]

[0053] 对于基于K、L坐标系的双三相SVPWM策略，参考电压矢量U1*和U2*相差30°电角* *度，其可能落入不同的扇区，例如，U2落入第1扇区时，U1可能落入第2扇区。

[0054] 2、基本电压矢量作用时间的计算

[0055] 为保证合成参考电压矢量在静止三相坐标系上的投影和分矢量相等，定义逆变器输出电压空间矢量Uy为

[0056]

[0057] 其中：Udc为直流母线电压；Sk＝[Sa，Sb，Sc]T为逆变器a、b、c各相的开关函数，1表示上桥臂导通，0表示下桥臂导通，y表示输出，j表示虚数单位，e表示自然对数的底；(说明：1、0表示a、b、c三相的开关状态Sa、Sb、Sc。即当a相上桥壁导通时Sa＝1，下桥壁导通时Sa＝0；当b相上桥壁导通时Sb＝1，下桥壁导通时Sb＝0；当c相上桥壁导通时Sc＝1，下桥壁导通时Sc＝0。

[0058] 仍以第1扇区为例求解基本电压矢量的作用时间，参考电压矢量由基本电压矢量U4和U6合成，由伏秒平衡关系得

[0059] Ux*Tpwm＝U4T1+U6T2 (6)

[0060] 其中：Tpwm为PWM的调制周期；T1、T2分别为每个扇区两个基本电压矢量的作用时间，例如在第1扇区，T1为基本电压矢量U4的作用时间，T2为基本电压矢量U6的作用时间。

[0061] 由图5可知

[0062] Ux*＝UL+UK (7)

[0063] 其中，UL表示参考电压矢量在L轴上的投影，UK表示参考电压矢量在K轴上的投影；

[0064] 联合式(6)、(7)可得

[0065]

[0066] 求解可得基本电压矢量U4和U6作用时间分别为

[0067]

[0068] 定义三个时间变量X、Y、Z

[0069]

[0070] 若Ux*落入其他扇区，通过分析计算可以发现类似的结果，将它们整理汇总如表2所示。

[0071] 表2 基本电压矢量作用时间

[0072]

[0073] 零矢量U0和U7的作用时间T0，7可以通过下式求得

[0074] T0，7＝Tpwm-T1-T2 (11)

[0075] 3、开关切换时刻的计算

[0076] 定义变量Tcm1、Tcm2、Tcm3：

[0077] 令：

[0078] 进一步可求得各相开关的切换时刻如表3所示。

[0079] 表3 开关切换时刻

[0080]

[0081] 其中，Ta表示a相桥壁开关的切换时刻，Tb表示b相桥壁开关的切换时刻，Tc表示c相桥壁开关的切换时刻。

[0082] 通过以上推导可知，扇区和基本电压矢量作用时间的概念是为了方便计算引入的中间量，所有推导的目的是求出各相开关的切换时刻。考虑到X+Y+Z＝0，合并相同的时间项，整理汇总如表4所示。以第一套绕组a相开关为例，若max(|uab|、|ubc|、|uca|)＝|uca|，则Ta＝(Tpwm+Z)/4，其他相开关切换时刻的计算同理。

[0083] 表4 开关切换时刻

[0084]

[0085]

[0086] 进一步整理可得各相开关切换时刻为

[0087]

[0088] 其中x代表a、b或者c相，Tx表示x相开关切换时刻，Ts表示载波周期，ux表示给定的x相电压，ua表示给定的a相电压，ub表示给定的b相电压，uc表示给定的c相电压；第二套绕组的计算同理，各相开关切换时刻为：

[0089]

[0090] 其中：ux表示给定的x相电压，x代表A、B或者C相，uA表示给定的A相电压，uB表示给定的B相电压，uC表示给定的C相电压。

[0091] 由式(13)、式(14)可知，本发明提出的K、L坐标系下双三相电机SVPWM算法可根据相电压最值求得各相开关的切换时刻，无需进行扇区和基本电压矢量作用时间的计算，大大简化了算法处理时间。与传统SVPWM算法相比，本发明所提算法可在很大程度上提高处理器的运算速度，能为处理器留出更多的存储空间。

[0092] 本发明采用Matlab/SIMULINK仿真软件对本发明提出的基于矢量分类技术的K、L坐标系下双三相电机SVPWM策略进行仿真分析。图6为K、L坐标系下双三相电机a相和A相定子相电流，分析图6可知，本发明提出的双三相电机SVPWM策略有效抑制了电机定子电流谐波，达到了很好的控制效果。

[0093] 本发明所提方法不仅编程实现简单，处理器的运算速度也有很大程度的提高。图7、图8分别是采用K、L坐标系下的双三相电机矢量分类算法和采用传统双三相电机矢量分类算法执行时间的检测。所测时间为给入参考电压信号到计算出六相开关切换时刻的时间。通过DSP的I/O口观测该执行时间，传统矢量分类算法需要5.6μs，基于K、L坐标系下的矢量分类算法需要3μs，运算速度提高了46.43％。

[0094] 以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

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