技术领域
[0001] 本
发明涉及自适应同步整流控制方法，特别是涉及一种分时复用硬件的自适应同步整流控制系统及控制方法。
背景技术
[0002]
现有技术中，Si(
硅)和GaN(氮化镓)是同步整流功率管所采用的两种不同材料。GaN具有低的热产生率和高的击穿
电场，近年来逐渐成为热
门的功率管材料，用GaN材料制备出了金属
场效应晶体管(MESFET)、
异质结场效应晶体管(HFET)、调制掺杂场效应晶体管(MODFET)等新型器件。相比Si功率管，GaN功率管在同等导通
电阻下拥有更小的结电容、更大的耐压、更小的面积，因此更适用于高
电压、高
频率和高温应用领域。根据图1，在承受同等反向耐压和正向
电流的情况下，当流过Si功率管和GaN功率管的反向电流增大时，Si功率管的反向压降立即从0V变成-0.8V，但随后反向特性曲线基本保持为直线；GaN功率管的反向压降立即从0V变成-1.25V，并且该反向压降随着Isd的增大不断增大。
[0003] 谐振变换器是一种电
力变换器，其
开关损耗小，具备高频高效率特性，目前在低压大电流电源领域中被广泛使用。现有技术中，谐振变换器次级的同步
整流器开关采用MOSFET(金属
氧化物
半导体场效应晶体管)来替代单独的
二极管，和滤波电容构成整流拓扑。因正向导通时MOSFET的电压较单独的二极管的结电压低，因此损耗也较低，从而提升整流效率。采用MOSFET时，通过专用芯片来控制电压
信号以驱动MOSFET的关断或导通，理想情况下，流过MOSFET的电流大于0时，开启功率管；流过MOSFET电流为0或者反向时，关断功率管。
[0004] 现有的自适应同步整流技术中，通过硬件拓扑对同步整流器开关关断状态检测并使用导通时间计时器控制实际导通时间，其中对同步整流器开关关断状态检测分为检测到关断“过早”和未检测到关断“过早”两种状态；检测到关断“过早”则增加下一周期的导通时间以实现同步整流器开关推后关断，未检测到关断“过早”则视为关断“过晚”，则减少下一周期的导通时间，并实现同步整流器开关提前关断。但实际上未检测到关断“过早”包含两种关断状态，即关断“过晚”状态和“恰好关断”状态，现有技术中无法对这两种状态进行直接检测，使得同步整流器开关长期处于推后关断和提前关断两种驱动模式下交替切换，电源系统无法进入稳态工作状态，因此占用了大量的芯片处理资源，增加了应用成本和调试工作量，降低了整体效率。
发明内容
[0005] 本发明所要解决的技术问题是：谐振变换器次级的同步整流器开关采用GaN功率管，运用GaN功率管的反向压降特性，实现同步整流器开关的关断“过早”状态、关断“过晚”状态和“恰好关断”状态的直接检测，提出一种分时复用硬件的自适应同步整流控制系统及控制方法，经过数个调制周期后，使得功率管恰好关断并进入稳态控
制模式，节约芯片处理资源，提高谐振变换器的效率。同时提出分时复用硬件，以进一步提高硬件资源的使用率，降低硬件成本。
[0006] 本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
[0007] 本发明提出一种分时复用硬件的自适应同步整流控制系统(1)，包括：
采样处理
电路(2)、以微
控制器(3)为核心的控制电路和
驱动器(10)；以
微控制器(3)为核心的控制电路包括第一比较器(5)、第二比较器(6)、PWM模
块(9)、选通网络(4)、
锁存器(7)和控制逻辑(8)；其中，第一比较器(5)、第二比较器(6)和PWM模块(9)为微控制器(3)内部实际集成的硬件功能模块，选通网络(4)、锁存器(7)和控制逻辑(8)为微控制器(3)内部用
软件实现的功能模块。
[0008] 所述采样处理电路(2)的输入端分别连接谐振变换器次级的第一同步整流器开关SR1的漏极和第二同步整流器开关SR2的漏极，驱动器(10)的输出端连接谐振变换器次级的第一同步整流器开关SR1的栅极和第二同步整流器开关SR2的栅极；
[0009] 所述采样处理电路(2)的输出端分别接至第一比较器(5)的输入负端和第二比较器(6)的输入负端，选通网络(4)提供的
阈值电压分别接至第一比较器(5)的输入正端和第二比较器(6)的输入正端；第一比较器(5)和第二比较器(6)的输出端均接至锁存器(7)，锁存器(7)的输出端接至控制逻辑(8)，控制逻辑(8)的输出端接至PWM模块(9)，PWM模块的输出端接至驱动器(10)；
[0010] 谐振变换器次级的第一同步整流器开关SR1和第二同步整流器开关SR2均是GaN功率管，GaN功率管可实现ZCS关断。
[0011] 本发明提出一种分时复用硬件的自适应同步整流控制方法，工作原理如下：在状态检测时间内，采样处理电路对谐振变换器次级的同步整流器开关的漏-源极电压Vds进行采集和处理后成为感测电压VSR，以微控制器为核心的控制电路对感测电压VSR进行比较和逻辑判断，给出同步整流器开关关断状态的检测结果，根据该检测结果来控制下一周期同步整流器开关的导通时间。
[0012] 以微控制器为核心的控制电路对同步整流器开关的感测电压VSR和阈值电压Vth进行比较和逻辑判断后确定第一同步整流器开关关断状态，并控制下一周期第一同步整流器开关的导通时间，具体如下：
[0013] (1)第一同步整流器开关的关断过晚状态，响应于状态检测时间内第一同步整流器开关上的感测电压VSR1一直大于第一阈值电压Vth1，并且状态检测时间内第二同步整流器开关上的感测电压VSR2出现小于第二阈值电压Vth2；减小下一周期第一同步整流器开关的导通时间；
[0014] (2)第一同步整流器开关的关断过早状态，响应于状态检测时间内第一同步整流器开关上的感测电压VSR1出现小于第一阈值电压Vth1，并且状态检测时间内第二同步整流器开关上的感测电压VSR2一直大于第二阈值电压Vth2；增大下一周期第一同步整流器开关的导通时间；
[0015] (3)第一同步整流器开关的恰好关断状态，响应于状态检测时间内第一同步整流器开关上的感测电压VSR1一直大于第一阈值电压Vth1，并且状态检测时间内第二同步整流器开关上的感测电压VSR2一直大于第二阈值电压Vth2；保持下一周期第一同步整流器开关的导通时间不变；
[0016] 以微控制器为核心的控制电路对同步整流器开关的感测电压VSR和阈值电压Vth进行比较和逻辑判断后确定第二同步整流器开关关断状态，具体如下：
[0017] (1)所述第二同步整流器开关的关断过晚状态，响应于状态检测时间内第二同步整流器开关上的感测电压VSR1一直大于第一阈值电压Vth1，并且状态检测时间内第一同步整流器开关上的感测电压VSR2出现小于第二阈值电压Vth2；减小下一周期第二同步整流器开关的导通时间；
[0018] (2)所述第二同步整流器开关的关断过早状态，响应于状态检测时间内第二同步整流器开关上的感测电压VSR1出现小于第一阈值电压Vth1，并且状态检测时间内第一同步整流器开关上的感测电压VSR2一直大于第二阈值电压Vth2；增大下一周期第二同步整流器开关的导通时间；
[0019] (3)所述第二同步整流器开关的恰好关断状态，响应于状态检测时间内第二同步整流器开关上的感测电压VSR1一直大于第一阈值电压Vth1，并且状态检测时间内第一同步整流器开关上的感测电压VSR2一直大于第二阈值电压Vth2；保持下一周期第二同步整流器开关的导通时间不变；
[0020] 经过数个调制周期后，使得同步整流器开关恰好关断并进入稳态控制模式，关闭采样处理电路和以
微处理器为核心的控制电路，节约芯片处理资源，提高谐振变换器的效率。
[0021] 本发明提出一种分时复用硬件的自适应同步整流控制方法，也可以检测同步整流器开关的异常状态，具体如下：第一同步整流器开关的异常状态，响应于状态检测时间内第一同步整流器开关上的感测电压VSR1出现小于第一阈值电压Vth1，并且状态检测时间内第二同步整流器开关上的感测电压VSR2出现小于第二阈值电压Vth2；第二同步整流器开关的异常状态，响应于状态检测时间内第二同步整流器开关上的感测电压VSR2出现小于第一阈值电压Vth1，并且状态检测时间内第一同步整流器开关上的感测电压VSR1出现小于第二阈值电压Vth2；控制电路报错并关闭所有同步整流器开关，进入保护模式。
[0022] 第一同步整流器开关和第二同步整流器开关的关断状态的采样与控制，分属于两个并行的循环，可使用相同的硬件和控制逻辑，仅在时序上存在
相位差。因此，本发明提出的自适应同步整流控制系统中，在以微控制器为核心的控制电路中仅设置两组比较器，即第一比较器和第二比较器。在调制第一同步整流器开关SR1时，使用第一比较器来比较第一同步整流器开关上的感测电压VSR1与第一阈值电压Vth1的关系，同时使用第二比较器来比较第二同步整流器开关上的感测电压VSR2与第二阈值电压Vth2的关系；在调制第二同步整流器开关SR2时，使用第一比较器来比较第一同步整流器开关上的感测电压VSR1与第二阈值电压Vth2的关系，同时使用第二比较器来比较第二同步整流器开关上的感测电压VSR2与第一阈值电压Vth1的关系。本发明在比较器的输入负端保持不变的情况下，根据不同的整流器开关调制周期，运用选通网络切换不同的阈值电压输入到比较器的输入正端，以实现第一比较器和第一比较器的硬件分时复用，提高了硬件资源的使用率，降低硬件成本。
[0023] 本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
[0024] 1、适用于采用GaN功率管作为次级同步整流器开关的谐振变换器中，充分运用GaN功率管的反向压降特性，相比现有技术更容易检测到关断状态，实现更精准的控制。谐振变换器不增加电路器件、不改变电路结构，并且对谐振变换器的电路器件性能无特殊要求，因此本发明适用于不同拓扑结构的谐振变换器中。
[0025] 2、实现同步整流器开关本周期内的关断“过早”状态、关断“过晚”状态和“恰好关断”状态的直接检测，并对下一周期内同步整流器开关导通时间采取相应的控制。相比现有技术，本发明能够对同步整流器开关的关断“过晚”状态和“恰好关断”状态分别给出准确判断，避免同步整流器开关的频繁切换。
[0026] 3、采用本发明，经过数个调制周期后，使得同步整流器开关恰好关断并进入稳态控制模式，稳态下关闭采样处理电路和以微处理器为核心的控制电路，因此本发明提高了同步整流控制的自适应能力，节约微控制器资源并降低功耗，提高谐振变换器电力转换效率，尤其是在低压大电流电源供电领域中，可有效节约
电能损耗。
[0027] 4、分时复用比较器，提高微控制器硬件资源使用率，降低硬件成本。
[0028] 5、采用本发明提出的控制方法，本发明采用比较器模拟检测与控制，不涉及数控计时问题，因此在高频场合中使用
精度更高、检测速度更快。
附图说明
[0029] 图1是GaN功率管和Si功率管的反向特性曲线图；
[0030] 图2是采用GaN功率管作为同步整流器开关的谐振变换器次级部分和本发明提出的一种分时复用硬件的自适应同步整流控制系统的拓扑结构
框图；
[0031] 图3是现有技术中同步整流控制方法的
流程图；
[0032] 图4是本发明提出的一种分时复用硬件的自适应同步整流控制方法的流程图(第一同步整流器开关)；
[0033] 图5是本发明提出的一种分时复用硬件的自适应同步整流控制方法实施方案的流程图(第二同步整流器开关)，并反映出第一同步整流器开关调制循环和第二同步整流器开关调制循环之间的时序配合关系；
[0034] 图6是本发明提出一种分时复用硬件的自适应同步整流控制方法实施方案的
波形图(第一同步整流器开关)；
[0035] 图7是本发明提出第一和第二同步整流器开关调制循环与状态检测时间的时序图；
具体实施方式
[0036] 下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：
[0037] 如图2所示，采用GaN功率管作为同步整流器开关的谐振变换器次级部分包括：带
中心抽头的
变压器Tr的次级绕组，耦合到带中心抽头的变压器的次级绕组的同步整流器开关，和滤波电容Co；所述同步整流器开关包括第一同步整流器开关SR1和第二同步整流器开关SR2；第一同步整流器开关SR1漏极连接所述带中心抽头的变压器Tr的次级绕组的第一端头，第一同步整流器开关SR1源极连接所述滤波电容Co的接地端；第二同步整流器开关SR2漏极连接所述带中心抽头的变压器Tr的次级绕组的第二端头，第二同步整流器开关SR2源极连接所述滤波电容Co的接地端；所述滤波电容Co一端接地，另一端连接所述带中心抽头的变压器Tr的次级绕组的中心抽头。
[0038] 如图2所示，所述谐振变换器次级的第一同步整流器开关SR1和第二同步整流器开关SR2均是GaN功率管，GaN功率管可实现ZCS关断。
[0039] 本发明提出一种分时复用硬件的自适应同步整流控制系统(1)，其拓扑结构框图如图2所示。自适应同步整流控制系统(1)包括：采样处理电路(2)、以微控制器(3)为核心的控制电路和驱动器(10)；以微控制器(3)为核心的控制电路包括第一比较器(5)、第二比较器(6)、PWM模块(9)、选通网络(4)、锁存器(7)和控制逻辑(8)；其中，第一比较器(5)、第二比较器(6)和PWM模块(9)为微控制器(3)内部实际集成的硬件功能模块，选通网络(4)、锁存器(7)和控制逻辑(8)为微控制器(3)内部用软件实现的功能模块。
[0040] 所述采样处理电路(2)的输入端分别连接谐振变换器次级的第一同步整流器开关SR1的漏极和第二同步整流器开关SR2的漏极，驱动器(10)的输出端连接谐振变换器次级的第一同步整流器开关SR1的栅极和第二同步整流器开关SR2的栅极。
[0041] 所述采样处理电路(2)的输出端分别接至第一比较器(5)的输入负端和第二比较器(6)的输入负端，选通网络(4)提供的阈值电压分别接至第一比较器(5)的输入正端和第二比较器(6)的输入正端；第一比较器(5)和第二比较器(6)的输出端均接至锁存器(7)，锁存器(7)的输出端接至控制逻辑(8)，控制逻辑(8)的输出端接至PWM模块(9)，PWM模块的输出端接至驱动器(10)。
[0042] 第一同步整流器开关SR1和第二同步整流器开关SR2的关断状态的采样与控制，分属于两个并行的循环，可使用相同的硬件和控制逻辑，仅在时序上存在
相位差。因此，本发明提出的自适应同步整流控制系统中，在以微控制器(1)为核心的控制电路中仅设置两组比较器，即第一比较器(5)和第二比较器(6)。在调制第一同步整流器开关SR1时，使用第一比较器(5)来比较第一同步整流开关上的感测电压VSR1与第一阈值电压Vth1的关系，同时使用第二比较器(6)来比较第二同步整流开关上的感测电压VSR2与第二阈值电压Vth2的关系；在调制第二同步整流器开关SR2时，使用第一比较器(5)来比较第一同步整流开关上的感测电压VSR1与第二阈值电压Vth2的关系，同时使用第二比较器(6)来比较第二同步整流开关上的感测电压VSR2与第一阈值电压Vth1的关系。本发明在比较器的输入负端保持不变的情况下，根据不同的整流开关调制周期，运用选通网络(4)切换不同的阈值电压输入到比较器的输入正端，以实现第一比较器(5)和第二比较器(6)的硬件分时复用，提高了硬件资源的使用率，降低硬件成本。
[0043] 图3为现有技术中第一同步整流器开关的同步整流控制方法的流程图，图4是本发明提出的第一同步整流器开关的自适应同步整流控制方法的流程图，通过比较图3和图4可见，本发明提出的控制方法相比现有技术，对同步整流器开关的关断“过早”状态、关断“过晚”状态和“恰好关断”状态的能够直接检测，尤其是对关断“过晚”状态能够更精准的检测，并且根据不同的状态提出不同的控制策略，使得系统经过数个调制周期后进入稳态。
[0044] 图5是本发明提出的第二同步整流器开关的自适应同步整流控制方法的流程图，图中还反映出第一同步整流器开关调制循环和第二同步整流器开关调制循环之间的时序配合关系。从图5可以看出，第二同步整流器开关调制循环的开始时刻与图4中流程113的开始时刻为同一时刻点。图5中的流程114时第一同步整流器开关的状态检测结束，此时控制系统将第一比较器和第二比较器从对第一同步整流器开关的比较检测状态转换为对第二同步整流器开关比较检测，避免了第一比较器和第二比较器出现空闲状态，实现了硬件的分时复用，提高硬件资源使用率。
[0045] 图6是本发明提出的第一同步整流器开关的一种分时复用硬件的自适应同步整流控制方法实施方案的波形图；如图4和图6所示，首先以第一同步整流器开关SR1为例，对本发明提出的一种分时复用硬件的自适应同步整流控制方法的具体步骤说明如下：
[0046] 步骤A-1：开始时刻，本周期第一同步整流器开关SR1处于开通状态、第二同步整流器开关SR2处于关断状态，第一同步整流器开关SR1的时长计时器开始计时。
[0047] 步骤A-2：流程110，第一同步整流器开关SR1的漏-源极电压Vds1和第二同步整流器开关SR2的漏-源极电压Vds2经采样处理电路(2)后，成为感测电压信号VSR1和VSR2，感测电压信号范围为0～3.3V，对应于实际
模拟信号的范围为-5～11.5V，能够准确反映第一同步整流器开关SR1和第二同步整流器开关SR2的当前状态；感测电压信号VSR1和VSR2分别输入到第一比较器(5)的输入负端和第二比较器(6)的输入负端；
[0048] 根据当前处于调制第一同步整流器开关周期内，选通网络(4)将第一阈值电压Vth1输入到第一比较器(5)的输入正端、将第二阈值电压Vth2输入到第二比较器(6)的输入正端；本优化
实施例中第一阈值电压Vth1为0.2V、第二阈值电压Vth2为1V，对应实际模拟信号的-4V和0V。
[0049] 步骤A-3：流程111，第一同步整流器开关的状态检测时间开始，该开始时刻ts1提前于第一同步整流器开关关断时刻点toff1，如图7所示提前的时间△t略大于第一同步整流器开关栅驱动信号通过驱动器转化为功率流的时间t1；本优化实施例中，提前的时间△t设置为20ns。
[0050] 步骤A-4：流程112，第一同步整流器开关SR1的时长计时器计时达到上一周期计算得到的第一同步整流器开关SR1开通时长Tx，触发第一同步整流器开关SR1关断信号。
[0051] 步骤A-5：流程113，本周期第二同步整流器开关SR2处于开通状态、第一同步整流器开关SR1处于关断状态，第二同步整流器开关SR2的时长计时器开始计时。
[0052] 步骤A-6：流程114，第一同步整流器开关的状态检测时间结束，该结束时刻te1滞后于第二同步整流器开关开通时刻点ton2，如图7所示滞后时间△t略大于第二同步整流器开关栅驱动信号通过驱动器转化为功率流的时间t2；本优化实施例中，滞后时间△t设置为20ns。
[0053] 步骤A-7：流程115，处理从流程111到流程114的第一同步整流器开关的状态检测时间内的信息，也就是锁存器(7)的输出值A和B；
[0054] 使用第一比较器(5)来比较第一同步整流器开关上的感测电压VSR1与第一阈值电压Vth1的关系，同时使用第二比较器(6)来比较第二同步整流器开关上的感测电压VSR2与第二阈值电压Vth2的关系；若第一比较器(5)或第二比较器(6)的输出为1，则对应的A或B的值为1，若第一比较器(5)或第二比较器(6)的输出为0，则对应的A或B的值为0。
[0055] 步骤A-8：根据不同的A和B的值，控制逻辑(8)输出不同的控制策略，分别说明如下：
[0056] (1)锁存器(7)输出A＝0、B＝1时，进入控制策略1，具体步骤如下：
[0057] 步骤A1-1：流程116，第一同步整流器开关SR1关断过晚，缩短下一周期第一同步整流器开关SR1的开通时长；
[0058] 步骤A1-2：流程119，下一周期的开通时长Tx_p＝Tx-△T，△T为微调步长；
[0059] 步骤A1-3：流程122，开始时刻，下一周期第一同步整流器开关SR1处于开通状态、第二同步整流器开关SR2处于关断状态，第一同步整流器开关SR1的时长计时器开始计时；
[0060] 步骤A1-4：重复步骤A-2至步骤A-3；进入步骤A-4，当第一同步整流器开关SR1时长计时器计时达到开通时长Tx_p时，触发第一同步整流器开关SR1关断信号，继续步骤A-5至步骤A-8。
[0061] (2)锁存器(7)输出A＝1、B＝0，进入控制策略2，具体步骤如下：
[0062] 步骤A2-1：流程117，第一同步整流器开关SR1关断过早，增加下一周期第一同步整流器开关SR1的开通时长；
[0063] 步骤A2-2：流程120，下一周期的开启时长Tx_p＝Tx+△T，△T为微调步长；
[0064] 步骤A2-3：流程122，开始时刻，下一周期第一同步整流器开关SR1处于开通状态、第二同步整流器开关SR2处于关断状态，第一同步整流器开关SR1的时长计时器开始计时；
[0065] 步骤A2-4：重复步骤A-2至步骤A-3；进入步骤A-4，当第一同步整流器开关SR1时长计时器计时达到开通时长Tx_p时，触发第一同步整流器开关SR1关断信号，继续步骤A-5至步骤A-8。
[0066] (3)锁存器(7)输出A＝0、B＝0，进入控制策略3，具体步骤如下：
[0067] 步骤A3-1：流程118，第一同步整流器开关SR1恰好关断，下一周期第一同步整流器开关SR1的开启时长保持不变；
[0068] 步骤A3-2：流程121，下一周期的开启时长Tx_p＝Tx；
[0069] 步骤A3-3：流程123，开始时刻，下一周期第一同步整流器开关SR1处于开通状态、第二同步整流器开关SR2处于关断状态，第一同步整流器开关SR1的时长计时器开始计时；
[0070] 步骤A3-4：流程124，当第一同步整流器开关SR1时长计时器计时达到开通时长Tx_p时，触发第一同步整流器开关SR1关断信号，继续步骤A3-3。
[0071] (4)锁存器(7)输出A＝1、B＝1，进入控制策略4，此时第一同步整流器开关的异常状态，进入保护模式。
[0072] 本发明提出的一种分时复用硬件的自适应同步整流控制方法，对第一同步整流器开关SR1和第二同步整流器开关SR2的调制是分属于两个并行循环，执行的操作一致且两循环间存在一个固定的时间差，第一比较器和第二比较分时复用。结合图5所示，对第二同步整流器开关SR2的自适应同步整流控制方法的流程步骤说明如下：
[0073] 步骤B-1：开始时刻，本周期第二同步整流器开关SR2处于开通状态、第一同步整流器开关SR1处于关断状态，第二同步整流器开关SR2的时长计时器开始计时，该开始时刻对应于图4中的流程113的开始时刻。
[0074] 步骤B-2：流程210，第一同步整流器开关SR1的漏-源极电压Vds1和第二同步整流器开关SR2的漏-源极电压Vds2经采样处理电路(2)后，成为感测电压信号VSR1和VSR2，感测电压信号范围为0～3.3V，对应于实际模拟信号的范围为-5～11.5V，能够准确反映第一同步整流器开关SR1和第二同步整流器开关SR2的当前状态；感测电压信号VSR1和VSR2分别输入到第一比较器(5)的输入负端和第二比较器(6)的输入负端；
[0075] 根据当前处于调制第二同步整流器开关周期内，选通网络(4)将第一阈值电压Vth1输入到第二比较器(6)的输入正端、将第二阈值电压Vth2输入到第一比较器(5)的输入正端；本优化实施例中第一阈值电压Vth1为0.2V、第二阈值电压Vth2为1V，对应实际模拟信号的-4V和0V。
[0076] 步骤B-3：流程211，第二同步整流器开关的状态检测时间开始，该开始时刻ts2提前于第二同步整流器开关关断时刻点toff2，如图7所示提前的时间△t略大于第二同步整流器开关栅驱动信号通过驱动器转化为功率流的时间t2；本优化实施例中，提前的时间△t设置为20ns。
[0077] 步骤B-4：流程212，第二同步整流器开关SR2的时长计时器计时达到上一周期计算得到的第二同步整流器开关SR2开通时长Tx，触发第二同步整流器开关SR2关断信号。
[0078] 步骤B-5：流程213，本周期第一同步整流器开关SR1处于开通状态、第二同步整流器开关SR2处于关断状态，第一同步整流器开关SR1的时长计时器开始计时。
[0079] 步骤B-6：流程214，第二同步整流器开关的状态检测时间结束，该结束时刻te2滞后于第一同步整流器开关开通时刻点ton2，如图7所示滞后时间△t略大于第一同步整流器开关栅驱动信号通过驱动器转化为功率流的时间t1；本优化实施例中，滞后时间△t设置为20ns。
[0080] 步骤B-7：流程215，处理从流程211到流程214的第二同步整流器开关的状态检测时间内的信息，也就是锁存器(7)的输出值A和B。
[0081] 步骤B-8：根据不同的A和B的值，控制逻辑(8)输出不同的控制策略，分别说明如下：
[0082] (1)锁存器(7)输出A＝1、B＝0时，进入控制策略1，具体步骤如下：
[0083] 步骤B1-1：流程216，第一同步整流器开关SR1关断过晚，缩短下一周期第一同步整流器开关SR2的开通时长；
[0084] 步骤B1-2：流程219，下一周期的开通时长Tx_p＝Tx-△T，△T为微调步长；
[0085] 步骤B1-3：流程222，开始时刻，下一周期第二同步整流器开关SR2处于开通状态、第一同步整流器开关SR1处于关断状态，第二同步整流器开关SR2的时长计时器开始计时；
[0086] 步骤B1-4：重复步骤B-2至步骤B-3；进入步骤B-4，当第二同步整流器开关SR2时长计时器计时达到开通时长Tx_p时，触发第二同步整流器开关SR2关断信号，继续步骤B-5至步骤B-8。
[0087] (2)锁存器(7)输出A＝0、B＝1，进入控制策略2，具体步骤如下：
[0088] 步骤B2-1：流程217，第二同步整流器开关SR2关断过早，增加下一周期第二同步整流器开关SR2的开通时长；
[0089] 步骤B2-2：流程220，下一周期的开启时长Tx_p＝Tx+△T，△T为微调步长；
[0090] 步骤B2-3：流程222，开始时刻，下一周期第二同步整流器开关SR2处于开通状态、第一同步整流器开关SR1处于关断状态，第二同步整流器开关SR2的时长计时器开始计时；
[0091] 步骤B2-4：重复步骤B-2至步骤B-3；进入步骤B-4，当第二同步整流器开关SR2时长计时器计时达到开通时长Tx_p时，触发第二同步整流器开关SR2关断信号，继续步骤B-5至步骤B-8。
[0092] (3)锁存器(7)输出A＝0、B＝0，进入控制策略3，具体步骤如下：
[0093] 步骤B3-1：流程218，第二同步整流器开关SR2恰好关断，下一周期第二同步整流器开关SR2的开启时长保持不变；
[0094] 步骤B3-2：流程221，下一周期的开启时长Tx_p＝Tx；
[0095] 步骤B3-3：流程223，开始时刻，下一周期第二同步整流器开关SR2处于开通状态、第一同步整流器开关SR1处于关断状态，第二同步整流器开关SR2的时长计时器开始计时；
[0096] 步骤B3-4：流程224，当第二同步整流器开关SR2时长计时器计时达到开通时长Tx_p时，触发第二同步整流器开关SR2关断信号，继续步骤B3-3。
[0097] (4)锁存器(7)输出A＝1、B＝1，进入控制策略4，此时第二同步整流器开关的异常状态，进入保护模式。
[0098] 本优化实施例中，经过50个同步整流调制周期后，第一同步整流器开关和第二同步整流器开关均进入恰好关断状态，此时进入系统稳态模式，关闭以微控制器(3)为核心的控制电路中的第一比较器(5)、第二比较器(6)、选通网络(4)、锁存器(7)和控制逻辑(8)，微控制器(3)功耗显著降低。
[0099] 以上所述仅是本发明的部分实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
