技术领域
[0001] 本
发明涉及电
力电子功率变换器拓扑及调制技术领域，特别是涉及一种电流型三相高频链矩阵式逆变器的脉宽调制方法。
背景技术
[0002] 逆变器是一种把直流
电能转换成交流电能的拓扑装置。高频链逆变器采用高频
变压器替代工频变压器克服了传统变压器体积大、噪声大、成本高等缺点。高频链矩阵式逆变器的变换过程有DC(直流)/HFAC(高频交流)/LFAC(低频交流)三种功率特征。可知此类逆变器中出现了DC/AC(即直流/交流)逆变环节，该环节位于变压器原边，又出现了AC/AC(即交流/交流)变换环节，该环节也常称为矩阵式变换器环节，位于变压器副边。矩阵式变换器与传统变换器相比，没有中间储能环节，采用双向
开关，可以实现
能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且
输出电压幅值和
频率可以独立控制。
[0003] 由于高频变压器漏感的存在，高频链矩阵式逆变器换流时，在变压器副边矩阵变换器的功率管上产生较大的电压过冲，因此变压器副边矩阵变换器的安全换流一直是制约高频链逆变器实现大范围推广的技术难点。目前主要有以下几种安全换流策略：①通过加入有源箝位来抑制电压过冲，可以实现
软开关，但引入的箝位
电路增加了成本，增加的可控功率管也使控制更为复杂；②单极性和双极性移相控制策略借助矩阵变换器的换流重叠实现了电感电流的自然换流，并且实现了功率管的ZVS(Zero Voltage Switch，
零电压开关)，但存在换流重叠时间不易控制等问题；③在前级逆变器引入
串联谐振电路来实现功率管的软换流，此时要求功率管切换发生在零电流时刻，且控制输出能量需要判断谐振电路谐振工作状态，使得控制方式复杂。
[0004] 因此，上述策略虽然能够实现安全换流，但造成逆变器的调制和控制更为复杂，导致系统可靠性降低以致影响了该类变换器的推广使用。
发明内容
[0005] 本发明的目的是提供一种电流型三相高频链矩阵式逆变器的脉宽调制方法，以解决现有的高频链矩阵式逆变器的安全换流策略调制过程复杂且可靠性低的问题。
[0006] 为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
[0007] 一种电流型三相高频链矩阵式逆变器的脉宽调制方法，所述电流型三相高频链矩阵式逆变器包括依次连接的全桥电流型高频逆变器、高频变压器T、三相矩阵式变换器、输出CL型
滤波器以及负载；
[0008] 所述全桥电流型高频逆变器包括直流电压源E、储能电感L、可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3以及可控开关管S4；所述三相矩阵式变换器包括可控开关管S1a、可控开关管S4b、可控开关管S4a、可控开关管S1b、可控开关管S3a、可控开关管S6b、可控开关管S6a、可控开关管S3b、可控开关管S5a、可控开关管S2b、可控开关管S2a以及可控开关管S5b；所述输出CL型滤波器包括第一电容Cf1、第二电容Cf2、第三电容Cf3、第一电感Lf1、第二电感Lf2以及第三电感Lf3；所述负载包括第一负载R1、第二负载R2以及第三负载R3；
[0009] 所述直流电压源E的正极与所述储能电感L的一端相连；所述储能电感L的另一端分别与所述可控开关管S1的集
电极、所述可控开关管S3的集电极相连；所述直流电压源E的负极分别与所述可控开关管S2的发射极、所述可控开关管S4的发射极相连；所述可控开关管S1的发射极分别与所述高频变压器T原边的一端、所述可控开关管S2的集电极相连；所述可控开关管S3的发射极分别与所述高频变压器T原边的另一端、所述可控开关管S4的集电极相连；
[0010] 所述高频变压器T副边的一端分别与所述可控开关管S1a的集电极、所述可控开关管S3a的集电极、所述可控开关管S5a的集电极相连；所述变压器T副边的另一端分别与所述可控开关管S1b的集电极、所述可控开关管S3b的集电极、所述可控开关管S5b的集电极相连；所述可控开关管S1a的发射极与所述可控开关管S4b的发射极相连，所述可控开关管S3a的发射极与所述可控开关管S6b的发射极相连，所述可控开关管S5a的发射极与所述可控开关管S2b的发射极相连；所述可控开关管S1b的发射极与所述可控开关管S4a的发射极相连，所述可控开关管S3b的发射极与所述可控开关管S6a的发射极相连，所述可控开关管S5b的发射极与所述可控开关管S2a的发射极相连；所述可控开关管S4a的集电极与所述可控开关管S4b的集电极相连；所述可控开关管S6a的集电极与所述可控开关管S6b的集电极相连；所述可控开关管S2a的集电极与所述可控开关管S2b的集电极相连；
[0011] 所述可控开关管S4a的集电极与所述可控开关管S4b的集电极相连后分别与所述第一电容Cf1的一端、所述第一电感Lf1的一端相连；所述可控开关管S6a的集电极与所述可控开关管S6b的集电极相连后分别与所述第二电容Cf2的一端、所述第二电感Lf2的一端相连；所述可控开关管S2a的集电极与所述可控开关管S2b的集电极相连后分别与所述第三电容Cf3的一端、所述第三电感Lf3的一端相连；所述第一电容Cf1的另一端分别与所述第二电容Cf2的另一端、所述第三电容Cf3的另一端相连；
[0012] 所述第一电感Lf1的另一端与所述第一负载R1的一端相连；所述第二电感Lf2的另一端与所述第二负载R2的一端相连；所述第三电感Lf3的另一端与所述第三负载R3的一端相连；所述第一负载R1的另一端分别与所述第二负载R2的另一端、所述第三负载R3的另一端相连；
[0013] 所述脉宽调制方法包括：
[0014] 高频变压器T原边的全桥电流型高频逆变器在高频方波驱动下将直流电流变换为高频方波电流；
[0015] 三相矩阵式变换器将所述高频变压器T副边输出的所述高频方波电流转换成低频脉动电流；
[0016] 输出CL滤波器将所述低频脉动电流转换为三相工频正弦电流给负载供电。
[0017] 可选的，所述全桥电流型高频逆变器在高频方波驱动下将直流电流变换为高频方波电流，具体包括：
[0018] 采用一对具有重叠导通时间的占空比大于50％的高频方波驱动所述高频变压器T原边的所述全桥电流型高频逆变器，令所述可控开关管S1、所述可控开关管S4所在的第一桥臂和所述可控开关管S2、所述可控开关管S3所在的第二桥臂交替导通，将直流电压源E输出的直流电流变换为高频方波电流。
[0019] 可选的，所述可控开关管S1、所述可控开关管S4所在的第一桥臂和所述可控开关管S2、所述可控开关管S3所在的第二桥臂的重叠导通
角度为θ，其取值范围为0°＜θ＜180°。
[0020] 可选的，在一个开关周期Ts时间内，所述可控开关管S1、所述可控开关管S4所在的第一桥臂和所述可控开关管S2、所述可控开关管S3所在的第二桥臂的共同导通时间为Tcom＝Ts*2θ/360°。
[0021] 可选的，所述三相矩阵式变换器将高频变压器T输出的所述高频方波电流转换成低频脉动电流，具体包括：
[0022] 将所述三相矩阵式变换器等效分解为两组普通的电流型三相逆变器，分别为正组逆变器和负组逆变器；所述正组逆变器包括可控开关管S1a、可控开关管S2a、可控开关管S3a、可控开关管S4a、可控开关管S5a以及可控开关管S6a；所述负组逆变器包括可控开关管S1b、可控开关管S2b、可控开关管S3b、可控开关管S4b、可控开关管S5b以及可控开关管S6b；
[0023] 每组所述电流型三相逆变器采用普通电流型三相逆变器120°调制方法，所述正组逆变器和所述负组逆变器的驱动
信号通过与逻辑合成，使所述正组逆变器工作时，所述负组逆变器的可控开关管全部关断；所述负组逆变器工作时，所述正组逆变器的可控开关管全部关断，将所述高频变压器T输出的所述高频方波电流转换成低频脉动电流。
[0024] 根据本发明提供的具体
实施例，本发明公开了以下技术效果：
[0025] 本发明提供一种电流型三相高频链矩阵式逆变器的脉宽调制方法，所述电流型三相高频链矩阵式逆变器拓扑由全桥电流型高频逆变器、高频变压器T、三相矩阵式变换器、输出CL型滤波器、负载依次连接构成；前级变压器T原边的全桥电流型高频逆变器采用一对具有重叠导通时间的占空比大于50％的高频方波驱动控制，所述可控开关管S1、可控开关管S4和可控开关管S2、可控开关管S3交替导通；后级变压器T副边的三相矩阵式变换器可以等效分解成两组普通
三相电流型逆变器进行控制。采用本发明的脉宽调制方法，可以实现拓扑中后级矩阵变换器所有可控开关管ZCS(Zero Current Switch，
零电流开关)，减小可控开关管的
开关损耗，提高变换器的效率。本发明还具有高效、控制方法简单且易于实现、电路
稳定性高等优点。
附图说明
[0026] 为了更清楚地说明本发明实施例或
现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据本发明提供的附图获得其他的附图。
[0027] 图1为本发明提供的电流型三相高频链矩阵式逆变器的电路拓扑图。
[0028] 图2为本发明提供的一个高频周期内逆变器工作状态原理
波形图。
[0029] 图3为本发明提供的后级变压器T副边的三相矩阵式变换器等效分解为两组电流型三相逆变器的示意图。
[0030] 图4为本发明提供的电流型三相高频链矩阵式逆变器的脉宽调制方法的原理示意图。
[0031] 图5为本发明提供的电流型三相高频链矩阵式逆变器一个高频周期内的模态电路图；其中图5(a)为本发明提供的电流型三相高频链矩阵式逆变器处于工作模态1时的模态电路图；图5(b)为本发明提供的电流型三相高频链矩阵式逆变器处于工作模态2时的模态电路图；图5(c)为本发明提供的电流型三相高频链矩阵式逆变器处于工作模态3时的模态电路图；图5(d)为本发明提供的电流型三相高频链矩阵式逆变器处于工作模态4时的模态电路图。
具体实施方式
[0032] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0033] 本发明目的在于提供一种功率变换等级少、调制简单的电流型三相高频链矩阵式逆变器的脉宽调制方法。
[0034] 为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
[0035] 图1为本发明提供的电流型三相高频链矩阵式逆变器的电路拓扑图。如图1所示，本发明所述的电流型三相高频链矩阵式逆变器拓扑由全桥电流型高频逆变器、高频变压器T、三相矩阵式变换器、输出CL型滤波器、负载依次连接构成。
[0036] 其中，所述全桥电流型高频逆变器由直流电压源E、储能电感L、可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3、可控开关管S4组成。
[0037] 所述三相矩阵式变换器由可控开关管S1a、可控开关管S4b、可控开关管S4a、可控开关管S1b、可控开关管S3a、可控开关管S6b、可控开关管S6a、可控开关管S3b、可控开关管S5a、可控开关管S2b、可控开关管S2a、可控开关管S5b组成。
[0038] 所述输出CL型滤波器由第一电容Cf1、第二电容Cf2、第三电容Cf3、第一电感Lf1、第二电感Lf2、第三电感Lf3组成。
[0039] 所述负载由第一负载R1、第二负载R2、第三负载R3组成。
[0040] 如图1所示，所述直流电压源E的正极与所述储能电感L的一端相连，所述储能电感L的另一端分别与可控开关管S1的集电极、可控开关管S3的集电极相连，所述直流电压源E的负极分别与可控开关管S2的发射极、可控开关管S4的发射极相连。
[0041] 可控开关管S1的发射极分别与高频变压器T原边的一端、可控开关管S2的集电极相连；可控开关管S3的发射极分别与高频变压器T原边的另一端、可控开关管S4的集电极相连。
[0042] 高频变压器T副边的一端分别与可控开关管S1a的集电极、可控开关管S3a的集电极、可控开关管S5a的集电极相连，变压器T副边的另一端分别与可控开关管S1b的集电极、可控开关管S3b的集电极、可控开关管S5b的集电极相连。可控开关管S1a的发射极与可控开关管S4b的发射极相连，可控开关管S3a的发射极与可控开关管S6b的发射极相连，可控开关管S5a的发射极与可控开关管S2b的发射极相连；可控开关管S1b的发射极与可控开关管S4a的发射极相连，可控开关管S3b的发射极与可控开关管S6a的发射极相连，可控开关管S5b的发射极与可控开关管S2a的发射极相连。
[0043] 可控开关管S4a的集电极与可控开关管S4b的集电极相连后分别与第一电容Cf1的一端、第一电感Lf1的一端相连，第一电感Lf1的另一端与负载R1的一端相连，负载R1的另一端分别与负载R2的另一端、负载R3的另一端相连。第一电容Cf1的另一端分别与第二电容Cf2的另一端、第三电容Cf3的另一端相连。
[0044] 可控开关管S6a的集电极与可控开关管S6b的集电极相连后分别与第二电容Cf2的一端、第二电感Lf2的一端相连，第二电感Lf2的另一端与负载R2的一端相连，负载R2的另一端分别与负载R1的另一端、负载R3的另一端相连。第二电容Cf2的另一端分别与第一电容Cf1的另一端、第三电容Cf3的另一端相连。
[0045] 可控开关管S2a的集电极与可控开关管S2b的集电极相连后分别与第三电容Cf3的一端、第三电感Lf3的一端相连，第三电感Lf3的另一端与负载R3的一端相连，负载R3的另一端分别与负载R1的另一端、负载R2的另一端相连。第三电容Cf3的另一端分别与第一电容Cf1的另一端、第二电容Cf2的另一端相连。
[0046] 基于所述电流型三相高频链矩阵式逆变器的拓扑结构，本发明提供了一种所述电流型三相高频链矩阵式逆变器的脉宽调制方法，包括：
[0047] 前级变压器T原边的全桥电流型高频逆变器采用一对具有重叠导通时间的占空比大于50％的高频方波驱动，所述可控开关管S1、可控开关管S4所在的第一桥臂和所述可控开关管S2、可控开关管S3所在的第二桥臂交替导通。因前级储能电感L的存在，直流侧电流脉动小，近似为直流电流。经过全桥电流型高频逆变器将直流电流变换为高频方波电流。
[0048] 后级变压器T副边的三相矩阵式变换器等效分解为两组普通的电流型三相逆变器(正组逆变器和负组逆变器)进行控制，依据电流型调制逻辑对可控开关管S1a～可控开关管S6a、可控开关管S1b～可控开关管S6b进行控制，将变压器T输出的高频方波电流转换成低频脉动电流。
[0049] 进一步的，前级变压器T原边的全桥电流型高频逆变器可控开关管S1与S4、S2与S3的重叠导通角度为θ，其取值范围为0°＜θ＜180°。在一个开关周期Ts时间内，可控开关管S1与S4、S2与S3的共同导通时间为：Tcom＝Ts*2θ/360°。
[0050] 进一步的，后级变压器T副边的三相矩阵式变换器等效分解为两组普通的电流型三相逆变器，采用120°调制方式，将三相矩阵式变换器可控开关管分解成正负两组，定义正组可控开关管S1a～S6a和负组可控开关管S1b～S6b，正组可控开关管工作时负组可控开关管全部关断，负组可控开关管工作时正组可控开关管全部关断。
[0051] 所述电流型三相高频链矩阵式逆变器的工作过程大致如下：
[0052] 前级高频变压器T原边的电流型全桥高频逆变器，采用一对具有重叠导通时间的占空比大于50％的高频方波驱动控制方法，使前级逆变器的可控开关管S1与S4、S2与S3交替导通并且可控开关管S1与S4、S2与S3所在桥臂存在重叠导通角度θ。直流电流经过前级高频逆变器调制转换为具有θ宽度大小死区的高频交流方波电流。
[0053] 后级高频变压器T副边的三相矩阵式变换器等效分解为两组普通的电流型三相逆变器。其中，可控开关管S1a-S6a组成正组逆变器，可控开关管S1b-S6b组成负组逆变器。每组逆变器采用普通电流型三相逆变器120°调制方法，通过“与”逻辑合成，使正组逆变器工作时，负组逆变器的可控开关管全部关断。负组逆变器工作时，正组逆变器的可控开关管全部关断。经过三相矩阵式变换器将变压器输出的高频交流电流转换成三相工频脉动电流电流，再经过输出CL滤波器转换为三相工频正弦电流给负载供电。
[0054] 图2为本发明提供的一个高频周期内逆变器工作状态原理波形图。以后级矩阵式变换器可控开关管S1a、S2a、S1b、S2b工作时为例说明。图2中VS1&S4、VS2&S3分别为前级变压器T原边的全桥电流型高频逆变器可控开关管S1&S4、S2&S3的驱动信号。VS1a、VS2a、VS1b、VS2b分别为后级变压器T副边的三相矩阵式变换器中可控开关管S1a、S2a、S1b、S2b的驱动信号。is为变压器T副边的电流波形。由图2可以看出，前级功率开关管驱动信号是一对具有重叠导通时间的占空比大于50％的高频方波信号；同时可以看出该拓扑一个高频周期内，变压器T副边输出电流为零时，后级可控开关管动作，可避免因切断变压器漏感电流流通路径而产生的过电压尖峰。
[0055] 图3为本发明提供的后级变压器T的三相矩阵式变换器的电路等效分解原理图。本发明所述脉宽调制方法使三相矩阵式变换器等效分解成两个普通的三相电流型逆变器，分别为正组逆变器和负组逆变器。当变压器输入电流为上正下负时，正组逆变器的可控开关管S1a、S2a、S3a、S4a、S5a、S6a工作，负组逆变器的可控开关管S1b、S2b、S3b、S4b、S5b、S6b处于关断状态；变压器输入电流信号为上负下正时，负组逆变器的可控开关管S1b、S2b、S3b、S4b、S5b、S6b工作，正组逆变器的可控开关管S1a、S2a、S3a、S4a、S5a、S6a处于关断状态。
[0056] 图4为本发明提供的电流型三相高频链矩阵式逆变器脉宽调制方法的原理示意图。本发明脉宽调制方法所采用的脉宽调制策略通过“与”
门实现，图4中us为变压器T副边的电压波形，t为时间，VSPWM1与VSPWM4为A相50Hz的120°调制波，Vp与Vn为频率与前级高频逆变相同的占空比为50％的一对互补方波，VS1a、VS4b、VS4a、VS1b分别为后级变压器T副边的三相矩阵式变换器中可控开关管S1a、S4b、S4a、S1b的驱动信号。由图4可知，后级可控开关管在任一时刻同一桥臂仅有一个开关管导通(幅值为0关断，幅值为1导通)。
[0057] 图5为本发明提供的电流型三相高频链矩阵式逆变器一个高频周期内的模态电路图。图5(a)～图(d)分别对应下述工作模态1～4。便于分析起见，假设电路工作在一种理想状态，即不考虑系统的任何分布和杂散参数对电路的影响。根据工作原理，所述电流型三相高频链矩阵式逆变器在一个高频周期内存在4个工作模态，具
体模态分析如下：
[0058] (1)工作模态1[t1-t2]：如图2和图5(a)所示，t1时刻之前，前级开关管S1、S4关断，S2、S3开通；后级开关管S1b、S2b处于开通状态，其余全部关断。t2时刻之后，前级开关管S2、S3关断，S1、S4开通；后级开关管S1a、S2a处于开通状态，其余全部关断。
[0059] 在t1时刻，前级四个开关管S1～S4同时开通，直流电压源E分别与开关管S1、S2和开关管S3、S4形成两条回路进行续流；变压器T原边漏感电流与开关管S2、直流电压源E、储能电感L、开关管S3形成流通路径快速放电至零；变压器T副边漏感电流因无原边能量传递迅速放电至零。然后，后级逆变器由负组工作转为正组工作，开关管实现零电流开通与关断。此阶段，第一电容Cf1由充电状态转为放电状态，并向负载提供能量。第二电容Cf2始终处于充电状态。第三电容Cf3由放电状态转为充电状态。
[0060] (2)工作模态2[t2-t3]：如图2和图5(b)所示，此阶段，前级开关管S1、S4开通，S2、S3关断。后级开关管S1a、S2a处于开通状态。前级处于正常工作状态，变压器T原边输入为上正下负的电流，副边感生输出下正上负的电流，经S1a、负载、S2a形成流通路径。此阶段，第一电容Cf1处于充电状态。第二电容Cf2处于充电状态。第三电容Cf3处于放电状态。
[0061] (3)工作模态3[t3-t4]：如图2和图5(c)所示，t3时刻之前，前级开关管S2、S3关断，S1、S4开通。后级开关管S1a、S2a处于开通状态，其余全部关断。t4时刻之后，前级开关管S1、S4关断，S2、S3开通。后级开关管S1b、S2b处于开通状态，其余全部关断。
[0062] 在t3时刻，前级四个开关管同时开通，电源分别与开关管S1、S2和开关管S3、S4形成两条回路进行续流。变压器T原边漏感电流与开关管S4、直流电压源E、储能电感L、开关管S1形成流通路径快速放电至零。变压器T副边漏感电流因无原边能量传递迅速放电至零。然后，后级由正组工作转为负组工作，开关管实现零电流开通与关断。此阶段，第一电容Cf1由充电状态转为放电状态，并向负载提供能量。第二电容Cf2始终处于充电状态。第三电容Cf3由放电状态转为充电状态。
[0063] (4)工作模态4[t4-t5]：如图2和图5(d)所示，此阶段，前级开关管S2、S3开通，S1、S4关断。后级开关管S1b、S2b处于开通状态。前级处于正常工作状态，变压器T原边输入为下正上负的电流，副边感生输出上正下负的电流，经S1b、负载、S2b形成流通路径。此阶段，第一电容Cf1处于充电状态。第二电容Cf2处于充电状态。第三电容Cf3处于放电状态。
[0064] 由以上工作过程可以看出，采用本发明脉宽调制方法的电流型三相高频链矩阵式逆变器可以实现拓扑中后级开关管ZCS(Zero Current Switch，零电流开关)，大大降低了由变压器漏感引起的过电压尖峰及可控开关管寄生电容引起的电压振荡。
[0065] 与现有技术相比，本发明提供的电流型三相高频链矩阵式逆变器的脉宽调制方法具有如下优点：
[0066] (1)现有的三相Boost型高频交流环节并网逆变器，其多采用SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制)的调制方式，方法较复杂。而本发明提供的脉宽调制方法调制过程简单，安全可靠。
[0067] (2)本发明所述电流型三相高频链矩阵式逆变器前级采用具有重叠导通时间的占空比大于50％的高频方波驱动，使前级逆变器可控开关管S1与S4、S2与S3所在桥臂存在重叠导通角度时间，既符合等效电流源不能断路的特点，也使得后级三相矩阵式变换器在换流期间高频变压器无输出电流，实现后级可控开关管ZCS，这样减少了因打断变压器漏感电流的流通路径而在开关管两端产生的很高的电压尖峰的现象，使可控开关管的开关损耗降低，提高了电路可靠性和效率。
[0068] (3)针对电流型三相高频链矩阵式逆变器，目前还没有通过逻辑合成进行调制设计的相关研究，本发明后级三相矩阵式变换器采用“与”逻辑进行驱动合成，使得调制原理简单且易于实现。
[0069] 以上所述仅为本发明较佳的具体实施例，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉
本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应该涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以
权利要求书的保护范围为准。
[0070] 本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的装置及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本
说明书内容不应理解为对本发明的限制。
