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DC/DC变换器

阅读：797发布：2020-05-12

专利汇可以提供DC/DC变换器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且实现一种可以降低零电压开关不成立时的开关损耗的DC/DC变换器。控制部(10)能够在与第一控制联动而开始第二控制时，同时进行规定的相位差的减少和相位的偏移的增加，进行规定的相位差的减少的、DC/DC变换器(CON1)的输出功率的最小值，在第一控制中的期望的输出电压中，比在第一控制中利用流过初级侧电抗器(6)的电流而初级侧电抗器(6)饱和的功率低，并且比在第一控制中利用流过次级侧电抗器(7)的电流次级侧电抗器(7)饱和的功率低。，下面是DC/DC变换器专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种DC/DC变换器，其特征在于，具有：
初级侧变换器，其具有初级侧电抗器、多个初级侧半导体开关元件及与多个所述初级侧半导体开关元件分别并联连接的多个初级侧电容器；
变压器，其具有初级线圈及次级线圈；
次级侧变换器，其具有次级侧电抗器、多个次级侧半导体开关元件及与多个所述次级侧半导体开关元件分别并联连接的多个次级侧电容器；以及
控制部，其对多个所述初级侧半导体开关元件及多个所述次级侧半导体开关元件进行控制，
所述初级侧电抗器包含与所述初级线圈连接的线圈及所述初级线圈的漏电感中的至少一个，
所述次级侧电抗器包含与所述次级线圈连接的线圈及所述次级线圈的漏电感中的至少一个，
所述初级侧变换器及所述次级侧变换器分别具有全桥电路，
所述控制部能够在进行使第一输出功率从所述次级侧变换器输出的第一控制时，将位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及位于所述初级侧变换器的第二臂下侧的所述初级侧半导体开关元件开关控制成接通期间一致，将位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及位于所述初级侧变换器的第二臂上侧的所述初级侧半导体开关元件开关控制成接通期间一致，不对位于所述次级侧变换器的第一臂上侧及第二臂上侧、和第一臂下侧及第二臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，
将位于所述次级侧变换器的第一臂上侧及第二臂上侧、和第一臂下侧及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件的一个所述次级侧半导体开关元件开关控制成，位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及位于所述初级侧变换器的第二臂下侧的所述初级侧半导体开关元件的接通期间一致，
将位于所述次级侧变换器的第一臂上侧及第二臂上侧、和第一臂下侧及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件中的另一个所述次级侧半导体开关元件开关控制成，位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及位于所述初级侧变换器的第二臂上侧的所述初级侧半导体开关元件接通期间一致，位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件和位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件以规定的相位差进行开关，所述规定的相位差从180度偏移与共振频率的倒数的大致1/4相当的角度，所述共振频率由所述初级侧电抗器及所述初级侧电容器确定，
通过使所实施的各开关控制的接通占空比变化，从而对从所述次级侧变换器输出的第一输出功率进行调整，
所述控制部能够在进行第二控制时，
将位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及位于所述初级侧变换器的第二臂下侧的所述初级侧半导体开关元件开关控制为接通期间一致，将位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及位于所述初级侧变换器的第二臂上侧的所述初级侧半导体开关元件开关控制为接通期间一致，不对位于所述次级侧变换器的第一臂上侧及第二臂上侧、和第一臂下侧及第二臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，
对位于所述次级侧变换器的第一臂上侧及第二臂上侧、和第一臂下侧及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件进行开关控制，以使得所述初级侧变换器的四个所述初级侧半导体开关元件和接通期间的相位偏移，
所实施的各开关控制的接通占空比为大致50％，通过所述相位的偏移而对从所述次级侧变换器输出的第二输出功率进行调整，
所述控制部能够在与第一控制联动而开始第二控制时，同时地进行所述规定的相位差的减少和所述相位的偏移的增加，
进行所述规定的相位差的减少的、DC/DC变换器的输出功率的最小值在所述第一控制中的期望的输出电压中，比在所述第一控制中利用流过所述初级侧电抗器的电流而所述初级侧电抗器饱和的功率低，并且比在所述第一控制中利用流过所述次级侧电抗器的电流而所述次级侧电抗器饱和的功率低。
2.根据权利要求1所述的DC/DC变换器，其特征在于，
位于所述次级侧变换器的第一臂上侧及第二臂上侧和第一臂下侧及第二臂下侧中的一方的两个开关元件是所述次级侧半导体开关元件，
通过从第一控制直接切换为将第一控制中的针对所述初级侧变换器的控制和针对所述次级侧变换器的控制调换了的控制，从而将从所述初级侧变换器向所述次级侧变换器的功率传送，切换为从所述次级侧变换器向所述初级侧变换器的功率传送。
3.根据权利要求1或2所述的DC/DC变换器，其特征在于，
如果在第一控制中实施的各开关控制的接通占空比达到大致50％，则与第一控制联动而开始第二控制。

说明书全文

DC/DC变换器

技术领域

[0001] 本发明涉及一种DC/DC变换器。

背景技术

[0002] 在专利文献1及非在专利文献1中，公开了一种DAB(Dual Active Bridge；双有源电桥)方式的DC/DC变换器。现有技术文献
专利文献

[0003] 专利文献1：日本特开2014-87134号公报非专利文献

[0004] 非专利文献1：平地克也，平地研究室技术备忘录No.201 40310 DAB方式DC/DC变换器，2014年3月10日，舞鹤高专，[平成29年4月18日检索]，互联网

发明内容

本发明所要解决的技术问题

[0005] 在专利文献1及非专利文献1中公开的DC/DC变换器中，相对于零电压开关不成立的开关元件，施加高电位的电压。因此，在专利文献1及非专利文献1中公开的DC/DC变换器中，会产生开关损耗大的问题。

[0006] 本发明的一个方式的目的在于，实现一种可以降低零电压开关不成立时的开关损耗的DC/DC变换器。解决问题的手段

[0007] (1)本发明的一个实施方式是一种DC/DC变换器，其具有：初级侧变换器，其具有初级侧电抗器、多个初级侧半导体开关元件、及与多个所述初级侧半导体开关元件分别并联连接的多个初级侧电容器；变压器，其具有初级线圈及次级线圈；次级侧变换器，其具有次级侧电抗器、多个次级侧半导体开关元件、及与多个所述次级侧半导体开关元件分别并联连接的多个次级侧电容器；以及控制部，其对多个所述初级侧半导体开关元件及多个所述次级侧半导体开关元件进行控制，所述初级侧电抗器包含(1)与所述初级线圈连接的线圈及(2)所述初级线圈的漏电感中的至少一个，所述次级侧电抗器包含(A)与所述次级线圈连接的线圈及(B)所述次级线圈的漏电感中的至少一个，所述初级侧变换器及所述次级侧变换器分别具有全桥电路，所述控制部能够在进行使第一输出功率从所述次级侧变换器输出的第一控制时，将位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及位于所述初级侧变换器的第二臂下侧的所述初级侧半导体开关元件开关控制成接通期间一致，将位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及位于所述初级侧变换器的第二臂上侧的所述初级侧半导体开关元件开关控制成接通期间一致，不对位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，将位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧、和第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件的一个所述次级侧半导体开关元件开关控制成，位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件、及位于所述初级侧变换器的第二臂下侧的所述初级侧半导体开关元件接通期间一致，将位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件中的另一个所述次级侧半导体开关元件开关控制成，位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及位于所述初级侧变换器的第二臂上侧的所述初级侧半导体开关元件接通期间一致，位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件和位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件以规定的相位差进行开关，所述规定的相位差从180度偏移与共振频率的倒数的大致1/4相当的角度，所述共振频率由所述初级侧电抗器及所述初级侧电容器确定，通过使所实施的各开关控制的接通占空比变化，从而对从所述次级侧变换器输出的第一输出功率进行调整，所述控制部能够在进行第二控制时，将位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件及位于所述初级侧变换器的第二臂下侧的所述初级侧半导体开关元件开关控制为接通期间一致，将位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件及位于所述初级侧变换器的第二臂上侧的所述初级侧半导体开关元件开关控制为接通期间一致，不对位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，对位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件进行开关控制，以使得所述初级侧变换器的四个所述初级侧半导体开关元件和接通期间的相位偏移，所实施的各开关控制的接通占空比为大致50％，通过所述相位的偏移而对从所述次级侧变换器输出的第二输出功率进行调整，所述控制部能够在与第一控制联动而开始第二控制时，同时地进行所述规定的相位差的减少和所述相位的偏移的增加，进行所述规定的相位差的减少的、DC/DC变换器的输出功率的最小值在所述第一控制中的期望的输出电压中，比在所述第一控制中利用流过所述初级侧电抗器的电流而所述初级侧电抗器饱和的功率低，并且比在所述第一控制中利用流过所述次级侧电抗器的电流而所述次级侧电抗器饱和的功率低。

[0008] (2)另外，本发明的某个实施方式的DC/DC变换器是在上述(1)的结构的基础上，位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的一方的两个开关元件是所述次级侧半导体开关元件，通过从第一控制直接切换为将第一控制中的针对所述初级侧变换器的控制和针对所述次级侧变换器的控制调换的控制，从而将从所述初级侧变换器向所述次级侧变换器的功率传送，切换为从所述次级侧变换器向所述初级侧变换器的功率传送。

[0009] (3)另外，本发明的某个实施方式的DC/DC变换器是在上述(1)或者(2)的结构的基础上，如果在第一控制中实施的各开关控制的接通占空比达到大致50％，则与第一控制联动而开始第二控制。发明效果

[0010] 根据本发明的一个方式，实现一种可以降低零电压开关不成立时的开关损耗的DC/DC变换器。

[0011] 此外，根据本发明的一个方式，可以抑制低输出电压带中的输出电流波形的紊乱及异常噪声的产生，并且可以实现低成本化。附图说明

[0012] 图1是本发明的参考方式及各实施方式涉及的DC/DC变换器的电路图。图2是表示本发明的参考方式涉及的DC/DC变换器的动作的流程的时序图。
图3是表示本发明的参考方式涉及的DC/DC变换器的其它动作的流程的时序图。
图4是表示本发明的参考方式涉及的DC/DC变换器的输出功率波形等的曲线图。
图5是对本发明的参考方式涉及的、低输出电压带中的输出电流波形的紊乱进行说明的图。
图6是表示本发明的第一实施方式涉及的DC/DC变换器的输出功率波形等的曲线图。
图7是对本发明的第一实施方式涉及的、低输出电压带中的输出电流波形的紊乱的改善进行说明的图。
图8是表示本发明的第一实施方式涉及的、DC/DC变换器的输出功率和输出电流的关系的曲线图。
图9是表示本发明的第二实施方式涉及的DC/DC变换器的其它动作的流程的时序图。

具体实施方式

[0013] 〔参考方式〕图1是本发明的参考方式涉及的DC/DC变换器CON的电路图。DC/DC变换器CON具备变压器1、初级侧变换器100、次级侧变换器200及控制部10。初级侧变换器100与变压器1的初级线圈L1连接。次级侧变换器200与变压器1的次级线圈L2连接。

[0014] 初级侧变换器100包含具有电容器2、电容器(初级侧电容器)4a～4d、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)(初级侧半导体开关元件)5a～5d及初级侧电抗器6的全桥电路。在IGBT5a～5d上，分别逆向地并联连接有二极管。另外，在IGBT5a～5d上，分别并联连接有电容器4a～4d。IGBT5a和IGBT5b串联连接，IGBT5a的集电极和电容器2的正极侧连接，IGBT5b的发射极和电容器2的负极侧连接。IGBT5c和IGBT5d串联连接，IGBT5c的集电极和电容器2的正极侧连接，IGBT5d的发射极和电容器2的负极侧连接。IGBT5c与IGBT5d的节点经由初级侧电抗器6，与初级线圈L1的一端连接。
IGBT5a与IGBT5b的节点，与初级线圈L1的另一端连接。

[0015] 初级侧电抗器6可以是与初级线圈L1连接的线圈，也可以是初级线圈L1的漏电感，也可以包含这两者。

[0016] 次级侧变换器200包含具有电容器3、电容器(次级侧电容器)9a～9d、IGBT(次级侧半导体开关元件)8a～8d及次级侧电抗器7的全桥电路。在IGBT8a～8d上，分别逆向地并联连接有二极管。另外，在IGBT8a～8d上，分别并联连接有电容器9a～9d。IGBT8a和IGBT8b串联连接，IGBT8a的集电极和电容器3的正极侧连接，IGBT8b的发射极和电容器3的负极侧连接。IGBT8c和IGBT8d串联连接，IGBT8c的集电极和电容器3的正极侧连接，IGBT8d的发射极和电容器3的负极侧连接。IGBT8c与IGBT8d的节点经由次级侧电抗器7与次级线圈L2的一端连接。IGBT8a与IGBT8b的节点，与次级线圈L2的另一端连接。

[0017] 次级侧电抗器7可以是与次级线圈L2连接的线圈，也可以是次级线圈L2的漏电感，也可以包含这两者。

[0018] 电压Vi表示向DC/DC变换器CON的输入电压，电压Vo表示从DC/DC变换器CON的输出电压。另外，电压Vout是初级侧变换器100的输出电压。

[0019] 控制部10相对于IGBT5a～5d及8a～8d的每一个供给栅极信号，对IGBT5a～5d及8a～8d的每一个的接通断开进行控制。控制部10对IGBT5a～5d、8b及8d进行开关控制，将IGBT8a及8c设为断开状态，使IGBT5a～5d、8b及8d的接通占空比变化。这样，控制部10进行对从次级侧变换器200输出的第一输出功率进行调整的第一控制。

[0020] 图2是表示本发明的参考方式涉及的DC/DC变换器CON的动作的流程的时序图。控制部10使IGBT5b、5c及8b同步地以周期T进行开关，使IGBT5a、5d及8d相对于IGBT5b、5c及8b以规定的相位差(与图2中的T/2+α相当的相位差)进行开关。上述规定的相位差从180度偏移与共振频率的倒数的大致1/4相当的角度。上述共振频率由初级侧变换器100的电路常量确定。

[0021] 在时间t为t0

[0022] 在时间t为t1能量在输入端再生，在次级侧变换器200中，在次级侧电抗器7中积蓄的励磁能量向输出端供给。初级侧变换器100中的再生动作继续直至初级侧电抗器6的励磁能量成为零为止，次级侧变换器200中的供给动作继续直至次级侧电抗器7的励磁能量成为零为止。

[0023] 在时间t成为t＝t2的时刻，在初级侧电抗器6及次级侧电抗器7的励磁能量分别是零而电振荡收敛的情况下，成为在IGBT5a～5d的各集电极-发射极间施加Vi/2的电压，在IGBT8a～8d的各集电极-发射极间施加Vo/2的电压的状态。在该状态下，如图2所示，如果IGBT5a、5及8d接通，则在与IGBT5a、5及8d分别并联连接的电容器4a、4d及9d中积蓄的电荷被短路消耗。

[0024] 在时间t成为t＝t2的时刻，在初级侧电抗器6及次级侧电抗器7的励磁能量中的至少一方不是零的情况下，成为在IGBT5a～5d的各集电极-发射极间施加0以上Vi以下的电压，在IGBT8a～8d的各集电极-发射极间施加0以上Vo以下的电压的状态。

[0025] 在时间t为t2

[0026] 根据图2所示的定序，与当前一般的定序相比，与一个周期中的零电压开关的不成立相关的开关损耗变为一半。另外，根据图2所示的定序，与当前一般的定序相比，在一个周期中零电压开关成为不成立的IGBT的个数变为两倍。其结果，根据图2所示的定序，与当前一般的定序相比，每一个部位的开关损耗变为1/4。因此，根据图2所示的定序，与当前一般的定序相比，可以抑制由开关损耗引起的局部的温度上升。

[0027] 此外，也可以通过从上述的第一控制，直接切换为将第一控制中的针对初级侧变换器100的控制和针对次级侧变换器200的控制调换的控制，从而将从初级侧变换器100向次级侧变换器200的功率传送，切换为从次级侧变换器200向初级侧变换器100的功率传送。由此，在减少与零电压开关的不成立相关的开关损耗的状态下，可以无缝地切换功率传送的方向。

[0028] 另外，图2中的α理想下为共振频率的倒数的1/4，但没必要严格地设定为共振频率的倒数的1/4。只要利用试验或者仿真等，求出伴随轻负荷时的接通占空比的增减而出现的输出电压的周期的变动最小的值，将该求出的值设定作为α即可。

[0029] 并且，控制部10可以从第一控制直接切换为第二控制，并可以从第二控制直接切换为第一控制。以下，针对第二控制进行说明。

[0030] 图3是表示本发明的参考方式涉及的DC/DC变换器CON的其它动作的流程的时序图。控制部10使IGBT5b及5c和IGBT5a及5d，如果除去空载时间，则互补地接通/断开。IGBT5a～5d的接通占空比，如果除去空载时间而考虑，则为50％。控制部10使IGBT8b以相对于IGBT5b及5c而相位偏移的状态进行开关，使IGBT8d以相对于IGBT5a及5d而相位偏移的状态进行开关。IGBT8b及8d的接通占空比，也是如果除去空载时间而考虑，则为50％。在第二控制中，控制部10通过使上述相位的偏移量变化，从而对从次级侧变换器200输出的第二输出功率进行调整。

[0031] 在时间t为t0

[0032] 在时间t为t1

[0033] 在时间t为t3

[0034] 在时间t为t4

[0035] 在第一控制中，在为了使次级侧变换器200的输出功率增加而将接通占空比设为较大的情况下，如果接通占空比除了空载时间而增大至50％，则无法使次级侧变换器200的输出功率增加至其以上。但是，通过从第一控制向第二控制切换，从而可以获得与第一控制中的次级侧变换器200的最大输出功率相比更大的次级侧变换器200的输出功率。

[0036] 因此，如果在第一控制中所实施的各开关控制的接通占空比达到大致50％，则为了从第一控制向第二控制切换，只要与第一控制联动而开始第二控制即可。

[0037] 图4是表示本发明的参考方式涉及的DC/DC变换器CON的输出功率波形等的曲线图。在图4的曲线图中，粗实线示出DC/DC变换器CON的输出功率，细实线示出初级侧接通占空比。另外，在该曲线图中，粗虚线示出第二控制中的上述的相位的偏移，细虚线示出第一控制中的相对于上述的规定的相位差的180°的偏移量。并且，在该曲线图中，所谓控制参数，是控制部10与成为目标的输出功率对应而设定的参数。

[0038] 根据图4，在DC/DC变换器CON中，控制部10在与第一控制联动而进行第二控制的区域，同时地进行上述规定的相位差的减少和上述相位的偏移的增加。由此，可以抑制在进行第一控制的区域和进行第二控制的区域之间产生输出功率的急剧下降。

[0039] 即，在上述规定的相位差的减少的完成后，接着使上述相位的偏移的增加开始的情况下，因与它们的边界相当的控制参数及与其接近的控制参数，输出功率会急剧下降。如上所述，通过同时进行上述规定的相位差的减少和上述相位的偏移的增加，从而防止该输出功率的急剧下降。

[0040] 但是，在基于图4所示的DC/DC变换器CON的输出功率波形等由控制部10进行控制时，在低输出电压带中，确认到DC/DC变换器CON的输出电流波形的紊乱及可能产生异常噪声的现象。图5是对本发明的参考方式涉及的、低输出电压带中的输出电流波形的紊乱进行说明的图。作为该输出电流波形的紊乱，图5所示的输出电流波形Io，异常地示出高的峰值。在这里所谓的低输出电压带，典型地，是电压Vo比电压Vi低的范围。即，在使用DC/DC变换器CON进行降压的情况下，在该控制中可能会引起该现象。

[0041] 本申请的发明人认真研究的结果，发现上述现象产生的主要原因如下所述。即，在低输出电压带中，在输出功率高时，通过上述规定的相位差从180°稍微偏移，从而在初级侧电抗器6和/或次级侧电抗器7中，在预想之外流过大电流。并且，由此，在预想之外流过大电流的初级侧电抗器6和/或次级侧电抗器7饱和，其结果，产生上述现象。

[0042] 以下，针对克服了上述的现象的、用于实施本发明的方式进行说明。

[0043] 〔第一实施方式〕本发明的第一实施方式涉及的DC/DC变换器CON1的电路结构，与上述DC/DC变换器CON相同，如图1所示。

[0044] 图6是表示本发明的第一实施方式涉及的DC/DC变换器CON1的输出功率波形等的曲线图。与图6所示的曲线图相关的各定义，与图4所示的曲线图相关的各定义相同。另外，关于电压Vo，在图4所示的曲线图和图6所示的曲线图中也设为相同。

[0045] 如图4所示，在DC/DC变换器CON中，进行上述规定的相位差的减少的控制参数的最小值约为0.4。另一方面，如图6所示，在DC/DC变换器CON1中，进行上述规定的相位差的减少的控制参数的最小值约为0.3。与控制参数约为0.3对应的输出功率的值，比控制参数约为0.4对应的输出功率的值更低。即，进行上述规定的相位差的减少的、DC/DC变换器CON1的输出功率的最小值，比进行上述规定的相位差的减少的、DC/DC变换器CON的输出功率的最小值更低。

[0046] 特别地，为了避免上述的在预想之外流过大电流的初级侧电抗器6和/或次级侧电抗器7饱和，将进行上述规定的相位差的减少的DC/DC变换器CON1的输出功率的最小值设定为较小。即，该最小值，在第一控制中的期望的输出电压中，比在第一控制中利用流过初级侧电抗器6的电流而初级侧电抗器6饱和的功率低，并且比在第一控制中利用次级侧电抗器7的电流而次级侧电抗器7饱和的功率低。

[0047] 此外，关于在第一控制中利用在初级侧电抗器6中流过的电流而初级侧电抗器6饱和的功率，可以在DC/DC变换器CON1的制造阶段进行确认。即，在构成DC/DC变换器CON1的电路后，利用控制部10使电压Vo及输出功率等变化，并且对初级侧电抗器6的饱和进行检测。并且，将检测到该饱和时的DC/DC变换器CON1的输出功率，确定为在第一控制中利用流过初级侧电抗器6的电流而初级侧电抗器6饱和的功率。利用同样的方法，针对在第一控制中利用流过次级侧电抗器7的电流而次级侧电抗器7饱和的功率，也可以在DC/DC变换器CON1的制造阶段进行确认。

[0048] 上述的第一控制中的期望的输出电压的值，与DC/DC变换器CON1的特性等对应而任意决定为某个程度，但可以举出与电压Vi的值相等的值，或者DC/DC变换器CON1可能获得的电压Vo的最小值等。

[0049] 另外，在仅单纯地将进行上述规定的相位差的减少的DC/DC变换器CON1的输出功率的最小值设为较小时，与该规定的相位差的减少对应而DC/DC变换器CON1的输出功率有时会在预想之外而急剧地下降。因此，为了对该输出功率的急剧下降进行补充，优选针对进行上述相位的偏移的增加的DC/DC变换器CON1的输出功率的最小值，也与进行上述相位的偏移的增加的DC/DC变换器CON的输出功率的最小值相比更低。由此，可以防止由该规定的相位差的减少引起而DC/DC变换器CON1的输出功率在预想之外急剧地下降。

[0050] 根据DC/DC变换器CON1，相对于DC/DC变换器CON，可以改善低输出电压带中的输出电流波形的紊乱。另外，利用该改善，DC/DC变换器CON1中，可以降低产生异常噪声的担心。并且，根据DC/DC变换器CON1，相对于DC/DC变换器CON，由于在初级侧电抗器6及次级侧电抗器7中分别流过的电流小，因此可以减小初级侧电抗器6的电感及次级侧电抗器7的电感。该结果，根据DC/DC变换器CON1，相对于DC/DC变换器CON可以实现低成本化。

[0051] 图7是用于对本发明的第一实施方式涉及的低输出电压带中的输出电流波形的紊乱的改善进行说明的图。根据图7可知，通过将DC/DC变换器CON中的控制部10的控制，变更为DC/DC变换器CON1中的控制部10的控制，从而低输出电压带中的输出电流波形的紊乱被改善。这是因为，除了图5与DC/DC变换器CON对应，图7与DC/DC变换器CON1对应以外，图5的曲线图中的各条件和图7的曲线图中的各条件相同，图7所示的输出电流波形Io1与图5所示的输出电流波形Io相比，峰值变低。

[0052] 图8是表示本发明的第一实施方式涉及的、DC/DC变换器CON1的输出功率与输出电流之间的关系的曲线图。在图8的曲线图中，横轴表示控制参数，左纵轴表示输出电流(单位：A)，右纵轴表示输出功率(单位：kW)。

[0053] 根据图8可知，DC/DC变换器CON1在获得与DC/DC变换器CON同等的效果的基础上，在控制参数约0.3～约0.4附近，未发现输出功率和/或输出电流的急剧下降。

[0054] 〔第二实施方式〕在DC/DC变换器CON1中，控制部10也可以还以下述要领进行第三控制。

[0055] 图9是表示本发明的第二实施方式涉及的DC/DC变换器CON1的另一个其它动作(即，第三控制)的流程的时序图。控制部10使IGBT5b及5c和IGBT5a及5d除了空载时间以外互补地接通/断开。IGBT5a～5d的接通占空比，如果除去空载时间考虑，则为50％。控制部10使IGBT8b相对于IGBT5b及5c，以相位90度偏移的状态进行开关，使IGBT8d相对于IGBT5a及5d，以相位90度偏移的状态进行开关。IGBT8b及8d的接通占空比，如果除去空载时间而考虑，则为50％。控制部10使IGBT8a相对于IGBT5b及5c以相位偏移的状态进行开关，使IGBT8c相对于IGBT5a及5d以相位偏移的状态进行开关。在第三控制中，控制部10通过使IGBT8a及
8c的接通占空比变化，从而对从次级侧变换器200输出的第三输出功率进行调整。

[0056] 在时间t为t0

[0057] 在时间t成为t＝t1的时刻，IGBT8a断开。在时间t为t1

[0058] 在时间t为t2

[0059] 在时间t为t5

[0060] 在时间t成为t＝t6的时刻，在IGBT5a及5d接通时，在IGBT5a及5d中从发射极朝向集电极的方向流过电流，因此零电压开关成立。

[0061] 在时间t为t6

[0062] 在第二控制中，在为了使次级侧变换器200的输出功率增加而将相对于IGBT8b及8d的IGBT5a～5d的相位的偏移量变大的情况下，如果相位的偏移量增大至90度，则无法使次级侧变换器200的输出功率增加至其以上。这是因为，如果使比90度大的相位偏移，则电抗器的励磁期间变长，可以将大的能量向电抗器中积蓄，另一方面，由于将积蓄的能量向输出侧送出的换相期间变短，因此输出功率不增加，相反地会减少。

[0063] 但是，通过从第二控制向第三控制直接切换，从而可以无缝地获得比第二控制中的次级侧变换器200的最大输出功率更大的次级侧变换器200的输出功率。

[0064] 因此，如果在第二控制中相对于IGBT8b及8d的IGBT5a～5d的相位的偏移量达到90度，则从第二控制向第三控制直接切换即可。

[0065] 此外，由于在第三控制中，也可以输出第二控制中的次级侧变换器200的输出功率带宽，因此也可以在第二控制中，相对于IGBT8b及8d的IGBT5a～5d的相位的偏移量达到90度之前，从第二控制向第三控制直接切换。但是，与第三控制相比，第二控制可以将在电路中流过的电流的峰值值抑制得较低。因此，与第三控制相比，第二控制可以降低在电流通过的部件中的铜损，并且降低磁部件中的滞后损耗，因此在效率方面有优势。另外，通过将峰值电流抑制为较低，从而在第二控制中，与第三控制相比，波动电流降低。

[0066] 此外，也可以通过从第一控制直接切换为将第一控制中的针对初级侧变换器100的控制和针对次级侧变换器200的控制调换的控制，由此将从初级侧变换器100向次级侧变换器200的功率传送，切换为从次级侧变换器200向初级侧变换器100的功率传送。并且，控制部10也可以进行第二控制及第三控制各自中的、将针对初级侧变换器100的控制和针对次级侧变换器200的控制调换的控制。

[0067] 〔第三实施方式〕在DC/DC变换器CON1中，除此以外，还可以有以下的应用。

[0068] 例如，在第一控制及第二控制中，将IGBT8a及8c固定为断开状态，但也可以取代IGBT8a及8c而将IGBT8b及8d固定为断开状态。

[0069] 例如也可以取代IGBT而使用MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)等其它晶体管。此外，在不使功率的传送方向为双方向的情况下，也可以在DC/DC变换器CON1中，取代固定于断开状态的IGBT而使用二极管。

[0070] 例如，上述规定的相位差也可以不是固定，而是由控制部10动态地控制。在上述规定的相位差由控制部10动态地控制的情况下，例如上述规定的相位差也可以与(A)IGBT5a～5d、8b及8d的接通占空比、(B)电压Vi及电压Vo、及(C)次级侧变换器200的输出电流中的至少一个对应而动态地设定。

[0071] 例如，在第三控制中，IGBT8a相对于IGBT8c以半周期偏移的状态(相位以180度偏移的状态)进行开关，IGBT8b相对于IGBT8d以半周期偏移的状态(相位以180度偏移的状态)进行开关，但也可以IGBT8a及8d不是同时接通，而是仅限于在IGBT8b及8c同时接通的任意的相位的偏移量。另外，相位的偏移量也可以不是固定，而是由控制部10动态地控制。

[0072] 在DC/DC变换器CON1中，变压器1的线圈是初级线圈L1及次级线圈L2这两个，但变压器1的线圈也可以是三个以上，在各线圈连接全桥结构的变换器，全部的线圈可以在某个瞬间成为输入侧，另外，在其它瞬间成为输出侧，也可以是在任意的两个线圈间可以进行功率的传送的多方向DC/DC变换器。

[0073] 〔总结〕本发明的方式1涉及的DC/DC变换器，其具有：初级侧变换器，其具有初级侧电抗器、多个初级侧半导体开关元件、及与多个所述初级侧半导体开关元件分别并联连接的多个初级侧电容器；变压器，其具有初级线圈及次级线圈；次级侧变换器，其具有次级侧电抗器、多个次级侧半导体开关元件、及与多个所述次级侧半导体开关元件分别并联连接的多个次级侧电容器；以及控制部，其对多个所述初级侧半导体开关元件及多个所述次级侧半导体开关元件进行控制，所述初级侧电抗器包含(1)与所述初级线圈连接的线圈、及(2)所述初级线圈的漏电感中的至少一个，所述次级侧电抗器包含(A)与所述次级线圈连接的线圈、及(B)所述次级线圈的漏电感中的至少一个，所述初级侧变换器及所述次级侧变换器分别具有全桥电路，所述控制部，在进行使第一输出功率从所述次级侧变换器输出的第一控制时，对位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件、及位于所述初级侧变换器的第二臂下侧的所述初级侧半导体开关元件，以使得接通期间一致的方式，进行开关控制，对位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件、及位于所述初级侧变换器的第二臂上侧的所述初级侧半导体开关元件，以使得接通期间一致的方式，进行开关控制，不对位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧、和第一及第二臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，对位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧、和第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件的一方，以使得位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件、及位于所述初级侧变换器的第二臂下侧的所述初级侧半导体开关元件接通期间一致的方式，进行开关控制，对位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧、和第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件中的另一方，以使得位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件、及位于所述初级侧变换器的第二臂上侧的所述初级侧半导体开关元件接通期间一致的方式，进行开关控制，位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件、和位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件，以规定的相位差进行开关，所述规定的相位差从180度偏移与共振频率的倒数的大致1/4相当的角度，所述共振频率由所述初级侧电抗器及所述初级侧电容器确定，通过使所实施的各开关控制的接通占空比变化，从而对从所述次级侧变换器输出的第一输出功率进行调整，所述控制部，在进行第二控制时，对位于所述初级侧变换器的第一臂上侧的所述初级侧半导体开关元件、及位于所述初级侧变换器的第二臂下侧的所述初级侧半导体开关元件，以使得接通期间一致的方式，进行开关控制，对位于所述初级侧变换器的第一臂下侧的所述初级侧半导体开关元件、及位于所述初级侧变换器的第二臂上侧的所述初级侧半导体开关元件，以使得接通期间一致的方式，进行开关控制，不对位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧、和第一及第二臂下侧中的一方的两个开关元件进行开关控制，对位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧、第一及第二臂下侧中的另一方的两个所述次级侧半导体开关元件，以使得所述初级侧变换器的四个所述初级侧半导体开关元件和接通期间的相位偏移的方式，进行开关控制，所实施的各开关控制的接通占空比为大致50％，通过所述相位的偏移而对从所述次级侧变换器输出的第二输出功率进行调整，所述控制部，在与第一控制联动而开始第二控制时，同时地进行所述规定的相位差的减少和所述相位的偏移的增加，进行所述规定的相位差的减少的、DC/DC变换器的输出功率的最小值，在所述第一控制中的期望的输出电压中，比在所述第一控制中利用流过所述初级侧电抗器的电流而所述初级侧电抗器饱和的功率低，并且比在所述第一控制中利用流过所述次级侧电抗器的电流而所述次级侧电抗器饱和的功率低。

[0074] 根据上述结构，可以减少在初级侧半导体开关元件的接通时，在与该初级侧半导体开关元件并联连接的电容器中积蓄的电荷。因此，可以降低零电压开关不成立时的开关损耗。另外，根据这种结构，可以降低伴随轻负荷时中的接通占空比的增减而出现的输出电压的周期的变动。并且，根据这种结构，可以获得比第一控制中的次级侧变换器的最大输出功率更大的次级侧变换器的输出功率。并且，在从第一控制向第二控制切换时，可以抑制输出功率下降。

[0075] 另外，根据上述结构，可以防止在第一控制中，初级侧电抗器和/或次级侧电抗器饱和。由此，可以改善低输出电压带中的输出电流波形的紊乱。另外，利用该改善，可降低产生异常噪声的担心。并且，由于在初级侧电抗器及次级侧电抗器中分别流过的电流小，因此可以减小初级侧电抗器的电感及次级侧电抗器的电感。其结果，可以实现低成本化。

[0076] 本发明的方式2涉及的DC/DC变换器，在上述方式1中，位于所述次级侧变换器的第一及第二臂上侧和第一及第二臂下侧中的一方的两个开关元件，是所述次级侧半导体开关元件，通过从第一控制直接切换为将第一控制中的针对所述初级侧变换器的控制和针对所述次级侧变换器的控制调换的控制，从而将从所述初级侧变换器向所述次级侧变换器的功率传送，切换为从所述次级侧变换器向所述初级侧变换器的功率传送。

[0077] 根据上述结构，可以在减小与零电压开关的不成立相关的开关损耗的状态下，无缝地切换功率传送的方向。

[0078] 本发明的方式3涉及的DC/DC变换器，在上述方式1或2中，如果在第一控制中实施的各开关控制的接通占空比达到大致50％，则与第一控制联动而开始第二控制。

[0079] 根据上述结构，可以利用简单的控制切换，无缝地获得比第一控制中的次级侧变换器的最大输出功率更大的次级侧变换器的输出功率。

[0080] 本发明并不限定于上述的各实施方式，在权利要求所示的范围可以进行各种变更，对于将在不同的实施方式中分别公开的技术方法适当组合而获得的实施方式，也包含在本发明的技术范围内。并且，通过将在各实施方式中分别公开的技术方法组合，从而可以形成新的技术特征。附图标记说明

[0081] CON1DC/DC 变换器L1 初级线圈
L2 次级线圈
1 变压器
4a～4d 电容器(初级侧电容器)
5a～5d IGBT(初级侧半导体开关元件)
6 初级侧电抗器
7 次级侧电抗器
8a～8d IGBT(次级侧半导体开关元件)
9a～9d 电容器(次级侧电容器)
10 控制部
100 初级侧变换器
200 次级侧变换器

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