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一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法

阅读：269发布：2024-01-09

专利汇可以提供一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开了一种永磁同步电机无位置传感器控制下的逆变器非线性效应补偿方法，该方法在利用脉振高频电压注入法实现永磁同步电机转子位置估计的基础上，将全通滤波器应用于转子位置观测器，可有效消除转子位置估计误差中由于逆变器非线性效应导致的6次谐波成分，提高转子位置估计精度。，下面是一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法，该方法先采用脉振高频电压注入法获取位置估计误差信息，再采用全通滤波器(All Pass Filter，APF)消除其中由逆变器非线性效应引起的谐波分量，得到处理后的位置估计误差信息，最后通过锁相环得到估计转子速度和估计转子位置，其特征在于，采用全通滤波器消除位置估计误差信息中由逆变器非线性效应引起的谐波分量的步骤为：
步骤1.1)根据离散化控制系统所对应的采样周期Ts和所要消除的6次谐波误差的频率计算全通滤波器中的系数
步骤1.2)根据滤波性能的要求合理选择滤波带宽ωBW，再根据ωBW和Ts计算全通滤波器中的系数
步骤1.3)将位置估计误差信息f(Δθ)连接到全通滤波器的输入端口x；
步骤1.4)将全通滤波器的输入端口x和输出端口y相加再乘以0.5，得到两者的平均值，该平均值就是处理后的位置估计误差信息fc(Δθ)。
2.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法，其特征在于，所述采用脉振高频电压注入法获取位置估计误差信息的步骤为：
步骤2.1)在估计转子同步旋转坐标系的d轴注入高频余弦电压Uhcos(ωht)，其中，Uh为在d轴注入高频电压的幅值，ωh为在d轴注入高频电压的频率，t表示当前时刻；
步骤2.2)对估计d轴和q轴电压和进行派克逆变换，得到两相静止α-β坐标系下的电压uα和uβ，再采用空间矢量脉宽调制SVPWM得到三相逆变器的六路开关信号，驱动永磁同步电机PMSM；
步骤2.3)检测电机三相绕组A/B/C中的任意两相电流，先进行克拉克变换得到两相静止α-β坐标系下的电流iα和iβ，再经过派克变换得到估计d轴电流响应和估计q轴电流响应步骤2.4)将估计q轴电流响应经过带通滤波器(BPF)选出频率为ωh的交流分量，即高频分量再与正弦信号2sin(ωht)相乘进行调制，得到直流分量和频率为2ωh的交流分量，最后经过低通滤波器(LPF)滤除交流分量，提取直流分量，得到位置估计误差信息f(Δθ)。
3.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法，其特征在于，所述通过锁相环得到估计转子速度和估计转子位置的步骤为：
步骤3.1)将处理后的位置估计误差信息fc(Δθ)作为PI调节器的输入，估计转子速度为PI调节器的输出，对估计转子速度积分得到估计的转子位置
步骤3.2)将给定转子速度ω*与估计转子速度的差值输入到转速环PI调节器，该PI调节器的输出为估计q轴电流给定值
步骤3.3)将估计d轴电流给定值设为0，分别将估计d轴和q轴电流给定值和与经过低通滤波器LPF的估计d轴和q轴电流响应和作差，经过电流环PI调节器，得到估计d轴和q轴电压和
步骤3.4)重复步骤1.1)至步骤3.3)。
4.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法，其特征在于，所述全通滤波器的结构为：
全通滤波器总体由两个比例环节(系数分别为α和-β)、两个延时环节和六个加法器构成。其输入端口为x，输出端口为y，结构中共包括abcdefghi这9个主要节点。x与i相减得到a；a经过比例环节(系数为α)得到b；x和b相加得到c；c与g相减得到d；d经过比例环节(系数为-β)得到e；c和e相加得到f；f经过延时得到g；g和e相加得到h；h经过延时得到i；i和b相加得到y。

说明书全文

一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电机控制领域，尤其涉及一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法。

背景技术

[0002] 目前对于永磁同步电机转子位置检测，常采用脉振高频电压注入法实现。然而由于逆变器死区时间的设置，逆变器非线性效应会导致采用该方法得到的估计转子位置存在6次谐波误差。该谐波误差降低了位置估计精度，同时还引起了转矩脉动，因此有必要对其进行消除。

[0003] 为了消除估计转子位置中的6次谐波误差，Y.Park and S.K.Sul,“A novel method utilizing trapezoidal voltage to compensate for inverter nonlinearities,”IEEE Trans.Power Electron.,vol.27,no.12,pp.4837–4846,Dec.2012.提出的死区补偿法有效抑制了估计位置中的6次谐波分量，但该方法对系统参数的依赖性较强，本发明正是为了解决该问题，提出一种永磁同步电机无位置传感器控制下的逆变器非线性效应补偿方法。

发明内容

[0004] 本发明所要解决的技术问题是针对背景技术的缺陷，提供了一种永磁同步电机无位置传感器控制下的逆变器非线性效应补偿方法，能有效抑制估计转子位置中的6次谐波误差，提高转子位置估计精度，且该方法不受系统参数的影响，鲁棒性好。

[0005] 本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

[0006] 一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法，该方法先采用脉振高频电压注入法获取位置估计误差信息，再采用全通滤波器消除其中的谐波分量，得到处理后的位置估计误差信息，最后通过锁相环得到估计转子速度和估计转子位置。其特征在于，采用全通滤波器消除位置估计误差信息中由逆变器非线性效应引起的谐波分量的步骤为：

[0007] 步骤1.1)根据离散化控制系统所对应的采样周期Ts和所要消除的6次谐波误差的频率计算全通滤波器中的系数

[0008] 步骤1.2)根据滤波性能的要求合理选择滤波带宽ωBW，再根据ωBW和Ts计算全通滤波器中的系数

[0009] 步骤1.3)将位置估计误差信息f(Δθ)连接到全通滤波器的输入端口x；

[0010] 步骤1.4)将全通滤波器的输入端口x和输出端口y相加再乘以0.5，得到两者的平均值，该平均值就是处理后的位置估计误差信息fc(Δθ)。

[0011] 作为本发明一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法进一步的优化方案，采用脉振高频电压注入法获取位置估计误差信息的步骤为：

[0012] 步骤2.1)在估计转子同步旋转坐标系的d轴注入高频余弦电压Uhcos(ωht)，其中，Uh为在d轴注入高频电压的幅值，ωh为在d轴注入高频电压的频率，t表示当前时刻；

[0013] 步骤2.2)对估计d轴和q轴电压和进行派克逆变换，得到两相静止α-β坐标系下的电压uα和uβ，再采用空间矢量脉宽调制SVPWM得到三相逆变器的六路开关信号，驱动永磁同步电机PMSM；

[0014] 步骤2.3)检测电机三相绕组A/B/C中的任意两相电流，先进行克拉克变换得到两相静止α-β坐标系下的电流iα和iβ，再经过派克变换得到估计d轴电流响应和估计q轴电流响应

[0015] 步骤2.4)将估计q轴电流响应经过带通滤波器(BPF)选出频率为ωh的交流分量，即高频分量再与正弦信号2sin(ωht)相乘进行调制，得到直流分量和频率为2ωh的交流分量，最后经过低通滤波器(LPF)滤除交流分量，提取直流分量，得到位置估计误差信息f(Δθ)。

[0016] 作为本发明一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法进一步的优化方案，通过锁相环得到估计转子速度和估计转子位置的步骤为：

[0017] 步骤3.1)将处理后的位置估计误差信息fc(Δθ)作为PI调节器的输入，估计转子速度为PI调节器的输出，对估计转子速度积分得到估计的转子位置

[0018] 步骤3.2)将给定转子速度ω*与估计转子速度的差值输入到转速环PI调节器，该PI调节器的输出为估计q轴电流给定值

[0019] 步骤3.3)将估计d轴电流给定值设为0，分别将估计d轴和q轴电流给定值和与经过低通滤波器LPF的估计d轴和q轴电流响应和作差，经过电流环PI调节器，得到估计d轴和q轴电压和

[0020] 步骤3.4)重复步骤1.1)至步骤3.3)。

[0021] 作为本发明一种永磁同步电机的逆变器非线性效应补偿方法进一步的优化方案，全通滤波器的结构为：

[0022] 全通滤波器总体由两个比例环节(系数分别为α和-β)、两个延时环节和六个加法器构成。其输入端口为x，输出端口为y，结构中共包括abcdefghi这9个主要节点。x与i相减得到a；a经过比例环节(系数为α)得到b；x和b相加得到c；c与g相减得到d；d经过比例环节(系数为-β)得到e；c和e相加得到f；f经过延时得到g；g和e相加得到h；h经过延时得到i；i和b相加得到y。

[0023] 本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

[0024] (1)实现过程不需要注入其他频率的信号，谐波误差抑制过程对脉振高频电压注入法的实施过程无影响；

[0025] (2)可有效消除估计转子位置中由逆变器非线性效应导致的6次谐波误差，且实现相对简单，运算负担较小；

[0026] (3)谐波误差的抑制效果不受系统参数的影响，不需要对任何系统参数进行预估和识别。附图说明

[0027] 图1为基于脉振高频电压注入法的永磁同步电机无位置传感器控制下的逆变器非线性效应补偿方法原理框图；

[0028] 图2为基于全通滤波器的谐波误差消除模块原理框图；

[0029] 图3为全通滤波器的结构框图；

[0030] 图4(a)对应给定转速120r/min时，不采用本专利所提逆变器非线性效应补偿方法时的实际转子位置、估计转子位置、位置估计误差的实验波形；

[0031] 图4(b)对应给定转速120r/min时，采用本专利所提逆变器非线性效应补偿方法时的实际转子位置、估计转子位置、位置估计误差的实验波形；

[0032] 图4(c)对应给定转速120r/min时，不采用本专利所提逆变器非线性效应补偿方法时的位置估计误差的快速傅里叶分析(FFT)结果；

[0033] 图4(d)对应给定转速120r/min时，采用本专利所提逆变器非线性效应补偿方法时的位置估计误差的快速傅里叶分析(FFT)结果。

具体实施方式

[0034] 下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

[0035] 如图1所示，本发明提供一种永磁同步电机无位置传感器控制下的逆变器非线性效应补偿方法，具体包括以下步骤：

[0036] 步骤1)根据离散化控制系统所对应的采样周期Ts和所要消除的6次谐波误差的频率计算全通滤波器中的系数

[0037] 步骤2)根据滤波性能的要求合理选择滤波带宽ωBW，再根据ωBW和Ts计算全通滤波器中的系数

[0038] 步骤3)如附图2所示，将位置估计误差信息f(Δθ)连接到全通滤波器的输入端口x，其中，f(Δθ)的初始值为0；

[0039] 步骤4)将全通滤波器的输入端口x和输出端口y相加再乘以0.5，得到两者的平均值，该平均值就是处理后的位置估计误差信息fc(Δθ)；

[0040] 步骤5)如附图1所示，在估计转子同步旋转坐标系的d轴注入高频余弦电压Uhcos(ωht)，其中，Uh为在d轴注入高频电压的幅值，ωh为在d轴注入高频电压的频率，t表示当前时刻；

[0041] 步骤6)对估计d轴和q轴电压和进行派克逆变换，得到两相静止α-β坐标系下的电压uα和uβ，再采用空间矢量脉宽调制SVPWM得到三相逆变器的六路开关信号，驱动永磁同步电机PMSM，其中，和的初始值为0；

[0042] 步骤7)检测电机三相绕组A/B/C中的任意两相电流，先进行克拉克变换得到两相静止α-β坐标系下的电流iα和iβ，再经过派克变换得到估计d轴电流响应和估计q轴电流响应

[0043] 步骤8)将估计q轴电流响应经过带通滤波器(BPF)选出频率为ωh的交流分量，即高频分量再与正弦信号2sin(ωht)相乘进行调制，得到直流分量和频率为2ωh的交流分量，最后经过低通滤波器(LPF)滤除交流分量，提取直流分量，得到位置估计误差信息f(Δθ)；

[0044] 步骤9)将处理后的位置估计误差信息fc(Δθ)作为PI调节器的输入，估计转子速度为PI调节器的输出，对估计转子速度积分得到估计的转子位置

[0045] 步骤10)将给定转子速度ω*与估计转子速度的差值输入到转速环PI调节器，该PI调节器的输出为估计q轴电流给定值

[0046] 步骤11)将估计d轴电流给定值设为0，分别将估计d轴和q轴电流给定值和与经过低通滤波器LPF的估计d轴和q轴电流响应和作差，经过电流环PI调节器，得到估计d轴和q轴电压和

[0047] 步骤12)重复步骤1)至步骤11)。

[0048] 如附图3所示，所采用的全通滤波器的结构为：

[0049] 全通滤波器总体由两个比例环节(系数分别为α和-β)、两个延时环节和六个加法器构成。其输入端口为x，输出端口为y，结构中共包括abcdefghi这9个主要节点。x与i相减得到a；a经过比例环节(系数为α)得到b；x和b相加得到c；c与g相减得到d；d经过比例环节(系数为-β)得到e；c和e相加得到f；f经过延时得到g；g和e相加得到h；h经过延时得到i；i和b相加得到y。

[0050] 为了验证本发明所提方法的可行性，在一台额定功率1.5kW的PMSM上进行了实验。附图4(a)和附图4(b)分别对应给定转速为120r/min时，采用本发明所提逆变器非线性效应补偿方法前后的实际转子位置、估计转子位置和位置估计误差波形。附图4(c)和附图4(d)分别对应给定转速为120r/min时，采用本发明所提逆变器非线性效应补偿方法前后的位置估计误差的快速傅里叶分析(FFT)结果。对比可知，补偿前，估计转子位置中包含明显的6次谐波；补偿后，6次谐波幅值显著降低，位置估计精度明显提高，表明本发明所提的永磁同步电机无位置传感器控制下的逆变器非线性效应补偿方法是有效、可行的。

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